DE2637657A1

DE2637657A1 - Dividierender spannungsfrequenzumsetzer

Info

Publication number: DE2637657A1
Application number: DE19762637657
Authority: DE
Inventors: Albert Ing Grad Maringer
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1976-08-20
Filing date: 1976-08-20
Publication date: 1978-02-23
Also published as: FR2362533A1; DE2637657B2; GB1562363A; DE2637657C3

Description

SIEMENS AKTIENGESELLSCHAFT Unser Zeichen

Berlin und München 3 VPA 76 P 3 5 3 4 BRD

Dividierender Spannungsfrequenzumsetzer

Die Erfindung bezieht sich" auf einen dividierenden Spannungsfrequenzumsetzer mit einem als Integrator geschalteten Operationsverstärker, an dessen Ausgang ein Komparator angeschlossen ist, dessen intermittierendes Ausgangssignal die Entladung eines Integrationskondensators des Integrators steuert.

Bei vielen Meßproblemen ist der gesuchte Wert ein Quotient aus zwei Meßgrößen. Vor Ausgabe des gesuchten Wertes müssen die beiden Einzelwerte miteinander dividiert werden. Es besteht deshalb ein Bedarf nach möglichst einfachen Dividierwerken. Soll das Endergebnis¹ als digitaler Wert vorliegen, so können die beiden Einzelgrößen, die in den meisten Fällen als Analogwerte anfallen, zuerst in digitale Werte umgewandelt werden, die dann in einem digitalen Dividierwerk zu einem Quotienten miteinander verknüpft werden. Dieser liegt dann ebenfalls als Digitalwert vor.

Als Schaltungsteil von Analog-Digital-Wandlern sind sogenannte Spannungsfrequenzumsetzer bekannt, die eine Analogspannung in eine Impulsfolge mit spannungsproportionaler Frequenz umsetzen. Bekannte Spannungsfrequenzumsetzer bestehen aus einer Integrierschaltung mit einem Integrierkondensator und einem Komparator, der die Integrationsspannung mit einer Referenzspannung vergleicht und bei.Übereinstimmung der Spannungen einen Ausgangsimpuls abgibt, der seinerseits die Entladung des Integrationskondensators steuert. Bei der formelmäßigen Darstellung der Ausgangsfrequenz des Spannungsfrequenzumsetzers in Abhängigkeit von

Li 23 Bz / 18. 8. 1976

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der Eingangsspannung und der Referenzspannung ergibt sich, daß die Frequenz proportional der Eingangsspannung und umgekehrt proportional der Referenzspannung ist. Wird die Referenzspannung veränderlich gemacht, so ist mithin die Frequenz proportional dem Quotienten aus Eingangsspannung des Integrators und Referenzspan-. nung des Komparators.

Als übliche Integratoren dienen sogenannte Miller-Integratoren, bei denen die Ausgangsklemme mit der Eingangsklemme für die zu integrierende Spannung über einen Integrationskondensator verbunden ist. Einer positiven Eingangsspannung entspricht dabei eine negativ ansteigende Integrationsspannung. Für die Benutzung eines derartigen Integrators bei einem Spannungsfrequenzumsetzer ist dieser Umstand nicht von größerer Bedeutung. Soll jedoch der Spannungsfrequenzumsetzer gleichzeitig als Dividierwerk benutzt werden, so können aus dem genannten Grund nur Divisionen in bestimmten Quadranten der Zahlenebene durchgeführt werden. Der Erfindung, lag die Aufgabe zugrunde, einen dividierenden Spannungsfrequenzumsetzer der eingangs näher beschriebenen Art zu schaffen, mit dessen Hilfe Divisionen in allen Quadranten der Zahlenebene durchführbar sind. Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung dadurch gelöst, daß der Integrator derart geschaltet ist, daß einer den Dividenden bildenden positiven Eingangsspannung eine positiv ansteigende Ausgangsspannung entspricht und daß als Divisoreingang der Referenzspannungseingang des Komparators dient, wobei die Folgefrequenz der Ausgangsimpulse des Komparators proportional dem Quotienten der Eingangsspannung und der Referenzspannung ist.

Eingangsspannung des Integrators und Referenzspannung des Komparators können so gleiche Vorzeichen aufweisen.

Die üblicherweise bei Spannungsfrequenzumsetzern verwendeten Miller-Integratoren weisen noch eine andere Eigenheit auf, die als Mangel empfunden wird. Ihre Integrationskondensatoren liegen nicht auf einem festen Potential. Als Schalter zum Entladen der

Kondensatoren müssen deshalb potentialfreie Schalter vorgesehen werden. Die als solche üblicherweise benutzten Feldeffekttransi- \ stören gestatten keine schlagartige Entladung des Integrations- I kondensators. Die auftretende Entladezeit führt zu einem Lineari- '

tätsfehler in der Umsetzung.

Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung, das gleich-

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zeitig auch den vorstehend erwähnten Mangel behebt, ist dadurch gekennzeichnet, daß über einen Widerstand an den nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers sowie an Masse die den Dividenden bildende Spannung gelegt ist und derselbe Eingang über einen Kondensator mit Masse und über einen Widerstand mit dem Ausgang des Operationsverstärkers verbunden ist und daß der invertierende Eingang des Operationsverstärkers über einen Widerstand an dessen Ausgang und über einen gleich großen Widerstand an Masse angeschlossen ist und daß der Kondensator von der Emitter-Kollektor-Strecke eines Schalttransistors überbrückt ist, dessen Basis mit dem Ausgang eines als Komparator dienenden zweiten Operationsverstärkers verbunden ist, dessen nichtinvertierender Eingang an den Ausgang des erstgenannten Operationsverstärkers angeschlossen ist und an dessen invertierendem Eingang sowie an Masse die den Divisor bildende Spannung liegt und am Ausgang des zweiten Operationsverstärkers eine Impulsfolge mit dem Quotienten proportionaler Folgefrequenz abnehmbar ist. Der Integrationskondensator dieser Schaltung liegt mit einem Belag an Masse, also an einem festen Potential. Als Entladeschalter muß deshalb nicht ein potentialfreier Feldeffekttransistor verwendet werden, sondern es kann dafür ein normaler Schalttransistor vorgesehen werden, dessen Umschaltzeit und Durchgangsstrom eine nahezu schlagartige Entladung des Integrationskondensators gestatten. Die Entladezeit des Kondensators wird so sehr kurz im Verhältnis zur Ladezeit und damit der oben erwähnte Linearitätsfehler der Umsetzung vernachlässigbar.

Soll der Quotient als Digitalwert erscheinen, so wird zweckmäßig ein Zähler, dessen Zähleingang über ein von einer Zeitbasis gesteuertes Tor von der Ausgangsfreqüenz des Spannungsfrequenzumsetzers beaufschlagt ist, vorgesehen.

Soll neben der Division zusätzlich noch eine Multiplikation durchgeführt werden, so ist das bevorzugte Ausführungsbeispiel dahingehend abzuändern, daß die Basis des Schalttransistors mit einem Ausgang eines Flip-Flops verbunden ist, dessen Rückstelleingang am Ausgang des als Komparator dienenden zweiten Operationsverstärkers liegt und daß der dynamische Eingang des Flip-Flops mit ! einer Impulsfolge veränderlicher Frequenz beaufschlagt ist, wäh-

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- f-6

rend sein anderer Ausgang an den Eingang eines Tiefpasses angeschlossen ist, an dessen Ausgang eine dem Produkt des Quotienten der Eingangsspannungen mal der Frequenz der Impulsfolge proportionale Spannung abnehmbar ist.

Die Erfindung wird anhand von zwei Prinzipschaltbildern, die Ausführungsbeispiele darstellen, erläutert.

Die Schaltung nach Figur 1 stellt einen dividierenden Spannungsfrequenzumsetzer dar.

Die Schaltung nach Figur 2 stellt einen dividierenden Spannungsfrequenzumsetzer dar, der durch zusätzliche Sehalteinheiten einen Multiplikationseingang erhält.

In Figur 1 liegt eine Eingangsspannung U1, welche den Dividenden abbildet, an zwei Eingangsklemmen 1 und 2. Die Eingangsklemme 1 ist über einen Widerstand R mit dem nichtinvertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 0P1 verbunden. Die Eingangsklemme 2 liegt an Masse. Der nichtinvertierende Eingang des Operationsverstärkers 0P1 liegt über einen Kondensator C auch an Masse. Er ist außerdem über einen weiteren Widerstand R mit dem Ausgang des Operationsverstärkers 0P1 verbunden. Am Verbindungspunkt eines zwischen 'dem Ausgang des Operationsverstärkers 0P1 und Masse liegenden, aus zwei weiteren Widerständen R bestehenden Spannungsteilers ist ein invertierender Eingang des Operationsverstärkers 0P1 angeschlossen. Am Ausgang des Operationsverstärkers 0P1 ist gegen Masse eine Spannung Uint zu messen. Alle Widerstände R haben den gleichen Wert. Weiter liegt am Ausgang des Operationsverstärkers ein nichtinvertierender Eingang eines zweiten, als Komparator geschalteten Operationsverstärkers 0P2. An dessen invertierendem Eingang 3 und an Masse 4 liegt eine Spannung U2. Der Kondensator C, über dem eine Spannung Uc gemessen werden kann, ist durch die Kollektor-Emitter-Strecke eines Schalttransistors T überbrückt. Die Basiselektrode des Schalttransistors T liegt über einem nicht benannten Widerstand am Ausgang des Komparators 0P2. An diesem Ausgang kann gegenüber Masse eine Impulsfolge mit der Frequenz fQ abgenommen werden. In der Schaltung sind Pfeile eingetragen, die mit i1 bis i4 bezeichnet sind. Sie sollen Ströme darstellen, für die an der Figur mit den eingetragenen Bezeichnungen folgende Be-

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	abzuleiten	■	sind:	■ •-*
Ziehungen		U1 -
		k.	Uc
	■τ?	Uint
	- Uc

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13 + 14 β 11 + 12; i4 » O

13 = 11 +12

₄, U1 - Uc .Uint - Uc 13 = —^ + _R

,, U1 -+ Uint - 2 Uc

Infolge des Spannungsteilers am Ausgang des Operationsverstärkers 0P1, an dessen Abgriff der invertierende Eingang des Operationsverstärkers liegt, erhält der Verstärker 0P1 eine zweifache Verstärkung. Es ist deshalb Uint = 2 Uc. Damit ergibt sich für

U1
i3 = |p. Dieser Strom stellt den Ladestrom des Kondensators C dar. Er fließt so lange, bis der Kondensator geladen ist. Die

Ladezeit sei mit t benannt. Dann gilt 13 · t = Q = C · Uc, wobei ;

Q die vom Kondensator aufnehmbare Ladungsmenge ist. Nach Umfor- j

mung ergibt sich j

Es gilt aber auch Uc = und daraus I

Diese am Ausgang des Operationsverstärkers 0P1 anliegende Spannung kann demnach als Ergebnis einer Integration aufgefaßt werden. Es ist nämlich

Uint » trr-TT · J U1 · dt

t » 0

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t - T

Uint = · y U1 -f dt t = O

Nach durchgeführter Integration ergibt sich wie erwartet

Uint = · U1 · T

Nach Anlegen einer Spannung U1 an die Klemmen 1 und 2 steigt die Ausgangsspannung Uint des Operationsverstärkers 0P1 rampenförmig so lange an, bis sie den Wert der an den Klemmen 3 und 4 anliegenden Spannung U2 erreicht hat. Dann schaltet der als Komparator ausgelegte Operationsverstärker 0P2 den Transistor T auf Durchgang, wodurch der Kondensator C schlagartig entladen wird. Die Spannung Uint ist nun kleiner als die Spannung U2. Deshalb schaltet der Komparator 0P2 den Transistor T zurück. Der Transistor ist damit gesperrt. Am Ausgang des Operationsverstärkers 0P1 entsteht erneut eine positive Rampenspannung. Dieser Vorgang wiederholt sich, solange die Spannungen U1 und U2 vorliegen und wird bei festliegenden Werten der Schaltelemente ausschließlich durch sie beeinflußt.

Die Wiederholrate bzw. die Periodendauer T des Vorganges errechnet sich wie folgt: Der Integrator integriert bis

Uint = U2; t = T.

Es war jedoch Uint
Deshalb ist T =

Die Frequenz der am Ausgang des Komparators 0P2 abzunehmenden Impulsfolge ist deshalb fQ = jj£ · .

Die Frequenz ist also dem Quotienten aus U1 durch U2 proportional. Selbstverständlich läßt sich die Schaltungsanordnung auch als einfacher Spannungsfrequenzumsetzer verwenden, wenn die Spannung U2 konstantgehalten wird.

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In Figur 2 sind gleiche Schaltelemente mit gleichen Bezugszeichen gekennzeichnet. Die Abwandlung gegenüber der Schaltung nach Figur 1 besteht darin, daß der Ausgang des Operationsverstärkers 0P2 an den Rückstelleingang eines Flip-Flops FF gelegt ist, wobei der den gesetzten Zustand des Flip-Flops FF charakterisierende Flip-Flop-Ausgang über einen unbezeichneten Widerstand an die Basiselektrode des Schalttransistors T angeschlossen ist und ein dynamischer Eingang des Flip-Flops FF mit einer Impulsspannung der Folgefrequenz f3 beaufschlagt ist. Der andere Ausgang des Flip-Flops FF ist mit dem Eingang eines Tiefpasses TP verbunden, an dessen Ausgang eine Spannung U5 abgenommen werden kann, die proportional dem Quotienten der Spannung U1 durch die Spannung U2 multipliziert mit der Frequenz f3 ist. Am Eingang des Tiefpasses TP kann gegenüber Masse eine pulsierende Spannung U4 gemessen werden. Für die Spannung U5 ergibt sich

_TTe. U2 -, R · C · k TP ^{U5 =} ÜT * ^{f 3} * 2

Dabei ist k TP ein Skalierungsfaktor, der durch den Tiefpaß bestimmt wird.

Eine Abwandlung der Schaltung nach Figur 2, bei der die Spannungen U1 und U2 gleich und konstantgehalten werden, kann als Zeitstufe Verwendung finden. Die Ansteuerung erfolgt dabei über den dynamischen Eingang des Flip-Flops. Der eine Zeitspanne darstellende Ausgangsimpuls wird dabei an einem Ausgang des Flip-Flops abgenommen, der nicht mit dem Schalttransistor T verbunden ist. Die Zeitspanne ist dabei nur von den Werten des Kondensators C und der Widerstände R abhängig.

3 Patentansprüche
2 Figuren

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L e e rs e

i te

Claims

Patentansprüche

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\1. !Dividierender Spannungsfrequenzumsetzer mit einem als Integra- ^"/ tor geschalteten Operationsverstärker, an dessen Ausgang ein Komparator angeschlossen ist, dessen intermittierendes Ausgangssignal die Aufladung eines Integrationskondensators des Integrators steuert, dadurch gekennzeichnet, daß der Integrator (0P1) derart geschaltet ist, daß einer den Dividenden bildenden positiven Eingangsspannung (U1) eine positiv ansteigende AusgangsSpannung (Uint) entspricht und daß als Divisoreingang der Referenzspannungseingang (3, 4) des Komparators (0P2) dient, wobei die Folgefrequenz (fQ) der Ausgangsimpulse des Komparators (0P2) proportional dem Quotienten der Spannungen (U1 und U2) ist.
2. Spannungsfrequenzumsetzer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß über einen Widerstand (R) an einen nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers (0P1) sowie an Masse eine den Dividenden bildende Spannung (U1) gelegt ist und derselbe Eingang über einen Kondensator (C) mit Masse und über einen weiteren Widerstand (R) mit dem Ausgang des Operations- j Verstärkers (0P2) verbunden ist und daß ein invertierender Ein-= gang des Operationsverstärkers (0P2) über einen Widerstand (R) j an dessen Ausgang und über einen gleich großen Widerstand (R) an Masse angeschlossen ist und daß der Kondensator (C) von der Emitter-Kollektor-Strecke eines Schalttransistors (T) überbrückt ist, dessen Basis mit dem Ausgang eines als Komparator dienenden zweiten Operationsverstärkers (0P2) verbunden ist, dessen nichtinvertierender Eingang an den Ausgang des Operationsverstärkers (0P1) angeschlossen ist und an dessen invertierendem Eingang sowie an Hasse die den Divisor bildende Spannung (U2) liegt und am Ausgang des zweiten Operationsverstärkers (0P2) eine Impulsfolge mit dem Quotienten der Spannungen (U1 und U2) proportionaler Folgefrequenz (fQ) abnehmbar ist.
3. Spannungsfrequenzumsetzer nach Anspruch 2, dahingehend abgeändert, daß die Basis des Schalttransistors (T) mit einem Ausgang eines Flip-Flops (FF) verbunden ist, dessen Rückstelleingang ae Ausgang des als Komparator dienenden zweiten Opera-

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ORIGINAL INSPECTED

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tionsverstärkers (0P2) liegt und daß der dynamische Eingang des Flip-Flops (FF) mit einer Impulsfolge veränderlicher Frequenz (f3) beaufschlagt ist, während sein anderer Ausgang an den Eingang eines Tiefpasses (TP) angeschlossen ist, an dessen Ausgang eine dem Produkt des Quotienten aus den Eingangsspannungen (U1 und U2) mal der Frequenz (f3) der Impulsfolge proportionale Spannung (U5) abnehmbar ist.

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