DE2901688A1

DE2901688A1 - Verfolgungs- und halteschaltungsanordnung

Info

Publication number: DE2901688A1
Application number: DE19792901688
Authority: DE
Inventors: Jun Philip Emile
Original assignee: Sangamo Weston Inc
Current assignee: Atos Origin IT Services Inc
Priority date: 1978-01-23
Filing date: 1979-01-17
Publication date: 1979-07-26
Also published as: FR2415347B1; US4150310A; GB2013059B; GB2013059A; CA1132667A; FR2415347A1

Description

Beschreibung
zum Patentgesuch

der Firma Sangamo Weston, Inc., 3o2 Technology Park, Norcross, USA

betreffend:
"Verfolgungs- und Halteschaltungsanordnung"

Die Erfindung bezieht sich auf eine Verfolguregs- und Halteschaltungsanordnung für die Anwendung in Verbindung mit elektrischen Meßexnrichtungen, etwa mit einem Vielfachmeßinstrument.

Eine Vielzahl von elektronischen Geräten, die gegenwärtig in Gebrauch sind, verwendet oder erzeugt Impulse zum Aktivieren oder Sperren anderer Schaltkreise oder Mechanismen. In vielen Fällen ist es wichtig, daß die Impulse bestimmte Charakteristiken aufweisen, etwa eine bestimmte Amplitude und/ oder Dauer bzw. Breite. In Labors, Prüffeldern und dergl. wird das Vorhandensein solcher Impulse im allgemeinen festgestellt durch Beobachten eines analog anzeigenden Meßgeräts bezüglich eines "Ticks" in der gemessenen Größe (ein kurzzeitiger Abfall oder Anstieg des Zeigers). Ein solches Vorgehen ist unzuverlässig und ungenau und liefert keine Informationen bezüglich

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der Impulscharakteristiken. Ohne eine Oszillographen oder ein anderes teures und sperriges Instruments bleiben die Charakteristiken der Impulse im wesentlichen unbekannt.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Schaltungsanordnung zu schaffen, mittels der ein Meßinstrument für die Messung von Impulsprofilen anpaßbar ist.

Die Lösung dieser Aufgabe ergibt sich aus dem Patentanspruch 1; die Unteransprüche definieren bevorzugte Weiterbildungen der Erfindung.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nachstehend unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher erläutert:

Fig. 1 zeigt in Blockdiagrammform die Hauptbetriebskomponenten der Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung,

Fig. 2 sind Zeitdiagramme verschiedener typischer Signale, die in der Schaltung nach Fig. 1 auftreten, und

Fig. 3 (a) zeigt einen Stromlaufplan der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 mit einem zusätzlichen Umgehungsschal ter· zum Umgehen des Verzögerungsschalters 18 der Fig. 1, während Fig. 3b einen Stromlaufplan für die Stromversorgung der Ausführungsform nach Fig. 3a ist.

Gemäß Fig. 1 wird an eine Eingangsklemme 1o ein unbekanntes analogesSignal angelegt, das über den Spannungsteiler, gebildet von Widerständen R., und R₂ an den Eingang eines Pufferverstärkers A., gelangt. Der Ausgang des Verstärkers A

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- β—

liegt über einem normalerweise geschlossenen Schalter S₁ an einem ersten Belag eines Kondensators C. , dessen anderer Belag an Masse angeschlossen ist. Der Kondensator C₁ wird von der niedrigen Impedanz von A., aus gespeist, so daß die Spannung über ihm dem Ausgang des Verstärkers A₁ folgt. Eine geringfügige Verschiebung wird minimal gehalten durch Auswahl eines entsprechenden Wertes für den Kondensator C₁. Der erste Belag des Kondensators C-, ist mit dem Eingang eines Ausgangsverstärkers A2 verbunden, dessen Ausgang an der Ausgangsklemme 14 liegt. Ein heruntergeteiltes Ausgangssignal liegt an der Verbindungsstelle des Spannungsteilers, gebildet von den Widerständen R₁Q und R₁Q und steht an der Ausgangsklemme 16.

Ein Impulsdetektorschaltkreis 17 ist an den Ausgang des Verstärkers A₃ angeschlossen. Der Impulsdetektorkreis 17 erfaßt Spannungsanstiege mit einer vorgewählten Steilheit, die am Ausgang des Verstärkers A erscheinen, und liefert ein Triggersignal, koinzident mit der Anstiegsflanke eines solchen Impulses. Das Triggersignal wird an einen Verzögerungskreis angelegt, der eine Verzögerung wählbarer Dauer liefert, nach welcher er ein Signal an den Zeitgeber 2o anlegt. Im Ansprechen darauf erzeugt der Zeitgeber 2o ein Ausgangssignal wählend einer vorgegebenen Periode, das den Schalter S^ öffnet. Der Schalter S isoliert damit den Kondensator C von dem Signal, das an der Eingangsklemme 1o anliegt. In diesem Modus liefert die Schaltungsanordnung ein Ausgangssignal im wesentlicher konstanter Amplitude am Ausgang 14, entsprechend dem letzten Wert des analogen Eingangssignals, das im Kondensator C, gespeichert wird. Dieser Modus dauert lange genug, daß ein Prüfinstrument, wie etwa ein Vielfachinstrument, die Ursprungsamplitude eines Impulses messen kann, der von der Schaltungsanordnung erfaßt worden ist. Durch Verändern der Verzögerung des Verzögerungskreises 18 kann in der oben beschriebenen Weise das gesamte Impulsprofil gemessen werden.

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_ Λ

Bestimmte Prüfinstrumente, wie etwa das unter der Bezeichnung "WESTON DMM 6000" marktgängige Instrument sind mit einer "Halteeinrichtung" oder einem Eingang versehen, mittels welchem das Vielfachmeßinstrument die Ablesung einer unbekannten Amplitude festhält, die unmittelbar vor dem Haltekommando gemessen worden ist. Das "Haltesignal" kann verwendet werden, um unkorrekte Teilamplitudenablesungen zu verhindern, die von Vielfachmeßinstrumenten angezeigt werden könnten. Die bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung sieht ein solches Haltekommando an die Eingangsklemme des Prüfinstrumentes vor. Der Haltekreis 22 empfängt ein Eingangssignal vom Zeitgeber 2o und legt ein Haltekommando während einer vorgegebenen Periode, beispielsweise 2oo Millisekunden, an den Halteausgang 24 an, der im Betrieb mit dem Halteangang es zugeordneten Vielfachmeßgerätes verbunden ist. Zusätzlich enthält der Haltekreis 22 eine Automatik-Haltemöglichkeit, die nachstehend beschrieben wird.

Die Wirkungsweise der Schaltung läßt sich am besten unter Bezugnahme auf Fig. 1 und 2 erläutern. Wie in Fig. 2a erkennbar, wird ein Signal an die Eingangsklemme 1o der Schaltungsanordnung angelegt. Die Grundlinie kann eine Gleichspannung oder eine langsam veränderliche Wechselspannung oder eine Kombination beider sein. Dieses Signal gelangt an die Ausgangsklemme 14, wenn die Schaltungsanordnung das angelegte Eingangssignal verfolgt. Ein Impuls, wie in Fig. 2a angedeutet, gelangt an den Kondensator C. , wie in Fig. 2b gezeigt. Wenn die Anstiegsflanke dieses Impulses an dem Kondensator C, von dem Impulsdetektorkreis 17 festgestellt wird, gelangt ein Triggersignal im Ansprechen darauf an den Verzögerungskreis 18. Ursprünglich ist der Verzögerungskreis 18 so eingestellt, daß er keine Verzögerung einführt, und infolgedessen wird der Zeitgeberkreis 2o aktiviert, sobald die Anstiegsflanke des Impulses erfaßt wird. (In dem mehr ins einzelne gehenden

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Stromlaufplan nach Fig. 3 wird das Triggersignal selektiv von einem Sbhalter entweder an den Verzögerungskreis 18 oder an den Zeitgeber 2oangelegt.) Im Ansprechen auf das Triggersignal öffnet der Zeitgeber 2o den Schalter S₁ während einer vorwählbaren Periode, beispielsweise 15oo Millisekunden. Demgemäß entspricht die Spannung an der Ausgangsklemme 14, dargestellt in Fig. 2c der ursprünglichen Impulsamplitude, da eine Spannung, die dafür repräsentativ ist auf dem Kondensator C-verbleibt. Dieses Ausgangssignal dauert 15oo Millisekunden, und diese Zeit ist lang genug für ein Meßgerät, um eine Messung vorzunehmen.

Gleichzeitig mit dem Öffnen des Schalters S₁ legt der Zeitgeberkreis 2o ein Signal an den Haltekreis 22, der ein Haltekommando an den Halteausgang 2 4 für eine Periode anlegt, die beispielsweise 2oo Millisekunden beträgt, wie in Fig. 2b angedeutet. Der Ausgang 2 4 wird normalerweise auf einer Spannung von einem oder zwei Volt gehalten und wird auf Null Volt abgesenkt für das Haltesignal. Ein zweites Haltekommando wird an den Halteausgang 24 vom Haltekreis 22 angelegt, wenn der Schalter S₁ am Ende der 15oo Millisekundenperiode wieder geschlossen wird. Das Haltesignal, angelegt vom Haltekreis 22 an den Ausgang 24, veranlaßt das angeschlossene Vielfachmeßinstrument, die vorher gemessene Größe auf seinem Anzeigefeld festzuhalten (während zugleich neue, unbekannte Eingangssignale gemessen werden). Andernfalls würde eine Spannung zwischen der Grundelinie und dem Maximum von V... (Fig. 2c), d.h. eine Spannung auf der Anstiegs- oder Abfallflänke angezeigt. Solche Haltekommandos stellen demgemäß sicher, daß das zugeordnete Meßinstrument einen vollständigen Meßzyklus hat für das Erfassen oder Integrieren des angelegten unbekannten Signals, und daß zwischenliegende Spannungen nicht angezeigt werden.

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Zusätzlich weist die bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung eine Selbsthaltecharakteristik des Haltekreises 22 auf, mittels der ein Haltekommando von beispielsweise 2oo Millisekunden zu Beginn der 15oo Millisekunden-Schalteröffnung angelegt wird, sowie ein Öffnungsende-Haltekommando, wie in Fig.2e dargestellt, wenn der Schalter S., geschlossen wird. Dies ermöglicht dem Benutzer eines Meßgerätes, die Haltefunktion des Meßgerätes rückzustellen oder aufzuheben, was besonders dann nützlich ist, wenn der Benutzer nicht in der Lage ist, das Meßgerät sofort abzulesen.

Der Verfolgungs- und Haltekreis gemäß der Erfindung wirkt mit einem Meßinstrument zusammen, um die Impulsamplitude an jedem gewünschten Punkt eines Impulses zu bestimmten, sowie die Pulsdauer durch Wählen der Verzögerungszeit desVerzögerungskreises 18. Die Verzögerungsperiode wird nach jeder Pulsanstiegs flanke gemessen, so daß die Spannung auf dem Kondensator C-, nach Öff.n en des Schalters S₁ der Impuls amplitude zu irgendeinem interessierenden Zeitpunkt entspricht. Wenn die Verzögerung allmählich von Null aus gesteigert wird, mißt das Meßgerät weiter die Pulsamplitude. Am Ende wird die Dauer der Verzögerung auf die Zeitperiode eingestellt, welche die Dauer des am Eingang 1o anliegenden Impulses übersteigt. Zu einem solchen Zeitpunkt wird das Meßgerät Null oder die Grundlinienspannung registrieren. Die Impulsdauer kann bestimmt werden durch Beobachtung der Minimalverzogerungszeit, welche die Pulsdauer übersteigt. Demgemäß kann das gesamte Impulsprofil bestimmt werden.

Ein weiteres Merkmal der bevorzugten Ausführungsform eines Verfolgungs- und Halteschaltkreises gemäß der vorliegenden Erfindung ist eine "Sperrverbindung" 2 8 zwischen Haltekreis 22 und Verzögerungskreis 18. Diese Verbindung ist besonders brauchbar, wenn Impulsbreiten oder Impulsdauermessungen

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bei einem Impuls aus einer Folge von Impulsen vorgenommen werden. Das Nichtvorhandensein einer solchen Sperrverbindung könnte zu unzuverlässigen Ablesungen führen. Wenn beispielsweise ein Impuls erfaßt wird, wird der Schalter S.. für beispielsweise 15oo Millisekundenim Ansprechen darauf geöffnet. Wenn der Schalter S- schließt, kann eine ZwischenimpulsCharakterstik eines nachfolgenden Impulses.falsch interpretiert werden durch den Impulsdetektorkreis 17 als der Beginn eines neuen Impulses anstatt als Zwischenwert. Demgemäß ist ein Sperrsignal von 2oo Millisekunden Dauer vorgesehen, wenn der Schalter S₁ schließt, um den Verzögerungskreis 18 außer Betrieb zu nehmen, derart, daß der Schalter S- nicht sofort wieder öffnen kann.

Wie in dem ins einzelne gehenden Stromlaufplan gemäß Fig. 3a dargestellt, wird einEingangssignal, angelegt an die Eingangsklemme 1o, über einen Spannungsteiler, gebildet von den in Reihe liegenden Widerständen R., und R₂/ an den nichtinvertierenden Eingang eines Pufferverstärkers A durchgestaltet, bei dem es sich beispielsweise um den marktgängigen Operationsverstärker Typ 776 der Firma Fairchild Semiconductor handeln kann. Der Ausgang 5o des Verstärkers A₁ wird an seinen invertierenden Eingang über Leiter 52 rückgekoppelt, um eine Verstärkung von eins zu bewirken.

Der Ausgang 5o des Verstärkers A₁ wird an die Source-Elektrode des Feldeffekttransistors O- angelegt, der den Schalter S aus Fig. 1 bildet. Die Drain-Elektrode des FET Q₁ ist mit einem Belag eines nicht polarisierten Kondensators C₁ verbunden. Der andere Belag des Kondensators C₁ liegt an Masse.

Der nicht geerdete Belag des Kondensators C, ist ferner mit dem nicht invertierenden Eingang eines Verstärkers A₁ verbunden, bei dem es sich um den gleichen Typ wie für A₁ handeln kann. Der Ausgang 6o des Verstärkers A₁ wird an seinen invertierenden Eingang über einen Spannungsteiler rückgekoppelt,

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gebildet aus den Widerständen R. und R₅, wobei derWiderstand Rc zwischen den Ausgang 60 des Verstärkers A₂ und den invertierenden Eingang gelegt ist und R, zwischen dem invertierenden Eingang und Masse liegt. Der Ausgang 60 des Verstärkers A₂ ist mit der Ausgangsklemme 14 verbunden. Ferner ist der Ausgang 16 mit den beiden oberen Kontakten 62 einer ersten Seite eines doppelpoligen Zweieingangs-Polaritätsschalters S„ verbunden undmLt dem unteren Kontakt 64 der zweiten Seite von S₂-Sowohl der untere Kontakt 66 der ersten Seite als auch der obere Kontakt 6 8 der zweiten Seite von Schalter S₂ liegen an Masse. Der Schaltarm 7o der ersten Seite vonS₂ ist über Widerstand R₇ und Serienkondensator C₂ mit dem invertierenden Eingang des Triggerverstärkers A₃ verbunden, bei dem der selbe Typ verwendet werden kann wie für A., und/oder A₂- Der Schalterarm 72 der zwäten Seite von S~ ist mit dem nicht invertierenden Eingang des Triggerverstärkers A₃ verbunden. Der Ausgang 78 des Verstärkers A₃ wird auf seinen Eingang über Widerstand Rg rückgekoppelt, der parallel zu Diode D.. liegt, deren Kathode mit dem Ausgang 78 und deren Anode mit dem invertierenden Eingang verbunden ist.

Der Ausgang 78 des Verstärkers A₃ ist mit der Anode von Diode D₂ verbunden, deren Kathode über Leiter 80 an dem Takteingang C eines Flipflops 180 vom D-Typ liegt, beispielsweise eine Hälfte eines Schaltungsblocks 74C74 der Firma National Semiconductor. Widerstand R ist zwischen die Kathode von Diode D₂ und Masse gelegt. Der Q-Ausgang von Flipflop 180 ist mit der Anode von Diode D, verbunden, deren Kathode an dem "Löscheingang" "CIr" von Flipflop 180 liegt. Einstellwiderstand R₁₁ liegt parallel zur Diode D₃. In der bevorzugten Ausführungsform ist Widerstand R₁₁ ein Potentiometer, dessen Betätigungswells aus dem Gehäuse der Schaltungsanordnung herausragt. Der Welle und dem Gehäuse ist eine Skala zugeordnet, die in Millisekunden geeicht ist. Ein Drehknopf ist an der Potentiometer-

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welle so befestigt, daß die Skala zu dem Wert des Widerstandes R₁I korreliert ist und demgemäß zur Verzögerungszeit, die, wie nachfolgend zu edäutern, von dem Verzögerungskreis unter Verwenduig des Flipflop 180 eingeführt wird. Der Löscheingang ist mit einem Belag des Kondensators Co verbunden, dessen anderer Belag an Masse liegt.

Der Leiter 80 ist mit einem Kontakt 82 eines einpoligen Zweieingangs-Umgehungsschalters S., verbunden. Der Q-Ausgang des Flipflops 180 ist mit dem zweiten Kontakt 84 des Schalters Sg verbunden. Der Schalterarm 86 des Schalter s Sg liegt am Takteingang C von Flipflop 2oo, ebenfals vom D-Typ und bequemerweise die zweite Hälfte des Schaltungsblocks 74C74, der oben erwähnt wurde.

Demgemäß arbeitet der Schalter S als Wahlschalter oder Umgehungsschalter, um entweder den Flipflop 180 anzuschliessen oder ihn gegenüber Flipflop 2oo zu isolieren. Der Flipflop 180 und seine zugeordneten Komponenten bilden den Verzögerungskreis 18 aus Fig. 1. Wie oben erwähnt, kann der Verzögerungskreis 18 umgangen werden, wenn nur eine Anfangspulsamplitudenmessung erwünscht ist.

Beide Dateneingänge D und der Vorexnstelleingang "Pre" des Flipflops 2oo sind an positive Spannung gelegt, geliefert von der Stromversorcpng 5oo. Der Q-Ausgang von Flipflop 2oo liegt an der Anode von Diode D₄, deren Kathode verbunden ist mit dem Löscheingang "CIr" von Flipflop 2oo. Widerstand R₁₇ ist parallel zur Diode D. geschaltet. Der Löscheingang CIr ist ferner verbunden mit einem Belag eines Kondensators C., dessen anderer Belag an Masse liegt. Der Q-Ausgang von Flipflop 2oo ist mit Kondensator Cr verbunden. Die andere Seite von C5 ist über Widerstand R-g an Masse gelegt. Die Verbindungsstelle von C₅ und R₁₃ ist mit der Anode von Diode D_g verbunden, deren Kathode an einem Punkt 9o liegt, welcher

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über Widerstand R₁ , an Masse geschaltet ist.

In ähnlicher Weise ist der Q-Ausgang von Flipflop 2oo mit dem Kondensator Cg verbunden, dessen anderer Belag über Widerstand R₁₅ geerdet ist. Die Verbindungsstelle von R,- und R₁,- ist mit der Anode von Diode D_g verbunden, deren Kathode an Punkt 9oliegt.

Der Punkt 9o ist verbunden mit dem Takteingang C des Halteflipflops 22o, dessen Dateneingang D und Voreinstelleingang Pre an die positiven Spannung der Stromversorgung 5o gelegt. Der Q-Ausgang von Flipflop 22o ist verbunden mit der Anode von Diode D₇, deren Kathode mit dem Löscheingang CIr von Flipflop 22o verbunden ist. Der Widerstand R₁₆ liegt paraLlel zur Diode D . Ein Kondensator C_ist mit einem Belag

8 '

geerdet und mit dem anderen Belag an den Löscheingang CIr von Flipflop 22o verbunden. Der Q-Ausgang von Flipflop 22o ist verbunden mit dem Dateneingang D des Verzögerungsflipflops 180 sowie mit der Kathode von Diode Dgt deren Anode an dem Halteausgang 2 4 liegt.

Ein Selbsthalteflipflop 24o ist mit seinem Takteingang C mit dem Q-Ausgang des Zeitgeberflipflops 2oo verbunden. Sowohl der Voreinstelleingang Pre als auch der Dateneingang D des Selbsthalteflipflops 24o sind mit dem positiven Spannungsausgang von Stromversorgung 5oo verbunden. Der Q-Ausgang von Flipflop 24o ist an die Kathode einer Diode Dg angeschlossen, deren Anode mit einem Kontakt mit eines einpoligen Zweieingangsschalters S. verbunden ist, der benutzt wird, um den Selbsthaltekreis zu aktivieren. Der zweite Kontakt von S₄ ist mit der Halteausgangsklemme 24 verbunden. Der Löscheingang CIr von Flipflop 24o ist über den Widerstand R₁₇ mit dem positiven Ausgang der Stromversorgung 5oo verbunden. Ferner ist der Löscheingang CIr mit einem Kontakt eines Momentankontaktrück-

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setzschalters

verbunden, dessen andere Seite an Masse liegt.

Der Q-Ausgang des Zeitgeberflipflops 2oo ist mit der :iner Diode D verbunden, ι
Gatterelektrode von FET Q₁ liegt.

Anode einer Diode D verbunden, deren Kathode am Gitter der

Fig. 3b zeigt eine Stromversorgungseinheit 5oo, die geeignet ist für die Verwendung mit der Schaltungsanordnung nach Fig. 3a. Vorzugsweise arbeitet die Stromversorgung ausgehend von einer einzigen 9 Volt Trockenbatterie, so daß die Einheit vollständig tragbar ist. Die Stromversorgung 5oo liefert positive und negative Ausgänge von + 4,5 V.

Die Komponentenwerte, die sich als geeignet für die Schaltung nach Fig. 3 erwiesen haben, sind in der folgenden Tabelle wiedergegeben:

9 76	. K Ohm	.7 KOhm
24	.9 KOhm	. MOhm
1	. KOhm	.MOhm
249	. KOhm	18 pF
1	. MOhm	- PF
88.MOhm	18 pF
48	ο 82 uF
22	oo47 uF
1	oo47 uF

47o

1o 11

18 19 2 ο 21 22

Ίο

22.	MOhm	8 pF
2.	MOhm	8 uF
22.	MOhm	PF
1 .	13 MOhm	UF
11.	5 MOhm
7.	32 MOhm
7.	32 MOhm
22.	MOhm
.oo56 uF
.o1
.o1
6.9
6.8

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Dioden D₁- D_g Typ 1N914
Operationsverstärker A₁- A. Typ 776 Feldeffekttransistor Q₁ : P-Kanal P 1o87E.

Die Schaltung nach Fig. 3a arbeitet wie folgt. Der Einheitsverstärker A₁ liefert eine Stromverstärkung für das geschwächte Eingangssignal und legt es an den Kondensator C₁ an über den normalerweise leitenden Feldeffekttransistor Q₁, um den Kondensator C₁ auf die Signalspannung aufzuladen. Der Verstärker A₂ verstärkt das Signal auf Kondensator C₁ und legt es an die Ausgangsklemme 14. Die Widerstände R., , R„ , R. , _

ι ζ 4 unu k.[-

sind so vorausgewählt, daß die Spannung am Ausgang 14 um einen Faktor 1o gegenüber dem Eingangssignal heruntergeteilt ist. Dieser möglicht, daß das Verfolgungs- und Haltesystem für einen weiteren Signalbereich arbeiten kann, während eine einzige 9-V-Trockenbatterie verwendet wird. Bequemerweise werden die Widerstände R₁Q und R₁„ vorausgewählt so, daß die Spannung am Ausgang 16 um einen Faktor 1ooo gegenüber dem Eingangssignal geteilt ist, so daß eine Millivoltskala auf einem zugeordneten Meßwerk verwendet werden kann, um volle Voltablesungen zu ermöglichen.

Die Anstiegsflanke eines Impulses am Ausgang 6o des Verstärkers Ay wird erfaßt durch den Wechselpulsverstärker einschließlich des Triggerverstärkers A . Die Auslegungsparameter einscäießlich Verstärkungsfaktor und Bemessung des Eingangskondensators C2 bestimmen zusammen mit der Triggerschwellenspannung von Flipflop 180 oder 2oo, welche Eingangssignalanstiegszeitcharakteristiken einen Impuls darstellen sollen. Die Position des Triggerpolaritätsschalters S₃ bestimmt, ob der Wechselverstärker einschließlich des Verstärkers A₃ einen positiven Ausgang auf die Anode von Diode D₂ für ein positives Eingangssignal am Verstärker A₂ überträgt, oder ob ein positiver Α-,-Ausgang bei einem negativen Signal am Verstärker

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A~ erzeugt wird. Der Schalter S„ ist manuell betätigbar in der dargestellten Ausführungsform der Erfindung. Die Diode D₂ übertragt unipolare positive Impulse zum Takteingang von Flipflop I80 oder 2oo, je nach der Position von S₃. Die Diode D„ verringert die Belastung auf dem Flipflop, indem negative Impulse gesperrt werden, und der Diodenabfall macht die positiven Grundlxnienbedxngungen maximal, während eine zuverläsisge Schaltungswirkungsweise aufrechterhalten wird. Die für das Ausführungsbeispiel gegebenen Werte liefern ein geeignetes Aktivierungssignal für einen I-V-Eingangssignalausschlag am Eingang 1o mit einer Anstiegszeit schneller als 2 Millisekunden.

Der Verzögerungskreis mit dem Flipflop I80 arbeitet wie folgt. Zunächst ist der Takteingang C niedrig, und der Dateneingang D ist hoch, der Q-Ausgang und der Löscheingang CIr liegen ebenfalls hoch. Wenn ein positiver Impuls an den Takteingang C angelegt wird, speichert der Flipflop I80 den D-Wert als Q hochliegt und Q niedrig wird. Diese Bedingung bleibt bestehen, selbst nachdem der positive Eingang an C weggefallen wird. Wenn Q niedrig wird, wird der Kondensator C₃ allmählich entladen über den wählbaren Widerstand R₁₁. Nach einiger Zeit veranlaßt die Spannung, die an den Löscheingang von Kondensator C₃ angelegt wird, daß Q wieder auf Null fällt oder auf den niedrigen Spannungspegel und Q dementsprechend auf den höheren Spannungspegel schaltet,und die Schaltung kann dann wieder getriggert werden. Diese Zeit kann von der Skala abgelesen werden, welche der Potentiometerwelle von R₁₁ zugeordnet ist. DieDiode Do verringert die Zeit bis zum Wislertriggern durch schnelles Laden von C₃.

In der in Fig. 3a dargestellten Position verbindet der Überbrückungsschalter S₃ den £)-Ausgang von Flipflop 180 mit dem Takteingang C des Zeitgeberflipflops 200. Der Rücksprung von

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Niedrig auf Hoch für den Q-Ausgang des Flipflops 180 taktet den Flipflop 2oo. Da D und Pre beide auf hohem Pegel liegen, wir <äer Q-Augang hoch und der Q-Ausgang niedrig. Als erste Konsequenz wird der FET Q₁ abgeschaltet und klemmt den Kondensator C₁ von jeglichem neuen Eingangssignal ab. Während demgemäß der Q-Ausgang des Zeitgeberflipflops 2oo hoch bleibt, wird das Signal, das an die Ausgangsklemme 14 angelegt wird, bestimmt durch das Potential, gespeichert auf Kondensator C. , das repräsentativ ist für die Impulsamplitude nach der Verzögerung, die von dem Verzögerungsflipflop 180 eingeführt worden ist.

Ferner wird, wenn der Zeitgeberflipflop 2oo getaktet wird, der Spannungsanstieg an seinem Q-Augang über Kondensator Cg und Diode D, weitergekoppelt, um den Halteflipflop 22o zu takten. Demgemäß wird der Q-Ausgang von Flipflop 22o auf niedrigen Pegel abgesenkt und veranlaßt, daß der normalerweise auf hohem Pegel liegende Ausgang bei 2 4 niedrig wird. Die Dauer dieses Haltekommandos wird eingestellt durch die Entladezeit von Kondensator C^ über Widerstand R₁₆ und beträgt beispielsweise 2oo Millisekunden.

Der Flipflop 2oo arbeitet ähnlich wie der Verzögerungsflipflop I80 und nach einem Zeitintervall von beispielsweise 15oo Millisekunden veranlaßt die Spannung, angelegt an den Löscheingang über Kondensator C., daß sein Q-Ausgang auf niedrigen Pegel fällt und entsprechend sein Q-Ausgang wieder auf hohen Pegel gelangt. Eine Konsequenz davon ist, daß der FET Q₁ schließt (durch SchäLten) ,so daß neue Eingangssignale auf C₁ gelangen können. Eine weitere Konsequenz besteht darin, daß der Übergang von Q von Niedrig nach Hoch den Punkt 9o wieder auf hohen Pegel bringt. Da der Q-Ausgang über Kondensator C₅ und Diode D₅ an den Takteingang von Halteflipflop 22o gekoppelt ist, taktet der Spannungsanstieg wieder den Flipflop 22o.

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Dementsprechend wird ein zweites Haltekommando für 2oo Millisekunden an den Halteausgang 2 4 angelegt,wie dies oben bereits beschrieben wurde.

Der Q-Ausgang von Flipflop 22o wird an den D-Eingang
von Flipflop 180 angelegt. Wenn der Dateneingang D auf niedrigem Pegel gehalten wird, führt das Vorhandensein eines
positiven Impulses an C nicht dazu, daß der Verzögerungskreis aktiviert wird. Demgemäß wird der Flipflop 180 gesperrt für die Dauer des Haltekommandos, so daß der Zeitgeberflipflop 2oo während dieses Haltekommandos nicht getaktet werden
kann. Im Ergebnis können Übergangserscheinungen von Impulsen, die den Triggerverstärker A₃ erreichen, wenn der Feldeffekttransistor Q. geschlossen ist, den Feldeffekttransistor nicht öffnen, selbst dann, wenn A^ getriggert wird.

Schließlich wird der Selbsthalteflipflop 2 4o benutzt,
wenn der Schalter S. geschlossen wird. Die Rückkehr des Q-Ausgangs von Zeitgeberflipflop 2oo von Niederpegel auf Hochpegel taktet den Flipflop 2 4o und liefert ein "endloses" Haltekommando an den Ausgang 24, bis der Schalter S_ geschlossen wird, um den Löscheingang an Masse zu legen.

Man erkennt, daß der Verfolgungs- und Haltekreis gemäß der Erfindung die oben angegebene Aufgabe löst und ein besonders brauchbares Resultat liefert. Die Schaltungin Verbindung mit einem Vielfachmeßinstrument ist durchaus in der Lage,
Pulsamplituden an einer beliebigen Position eines Impulses zu messen, ebenso wie die Pulsdauer. Darüberhinaus ermöglicht die Tatsache, daß der Trigger nach dem Speicherelement vorgesehen ist, eine Filterung gegen Rauschquellen, die für zuverlässige Betriebsweise erwünscht ist.-Man erkennt, daß von dem Ausführungsbeispiel Abwandlungen im Rahmen der Erfindung möglich.
Beispielsweise können Änderungen am Triggerverstärker vorgenommen werden, um einen breiten Bereich von Impulserkennungs-

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oder Pegeländerungsbedingungen zu umfassen. Die Funktionen der
Verzögerungs- und Zeitgeberkreise könnten durch konventionelle Schaltungskompontenten verwirklicht werden, wie Monovibratoren als integrierte Schaltkreise. Die dargestellte Ausführungsform jedoch weist einen sehr geringen Stromverbrauch auf, was bedeutungsvoll ist für tragbare, batteriebetriebene Geräte.

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Leerseite

Claims

Sangamo Weston „ Patentansprüche

1. ^] Verfolgungs- und Halteschaltungsanordnung zum Erzeugen von AusgangsSignalen für die Bestimmung der Amplitude und Dauer eines an den Eingang angelegten Impulses mit einer Speicherkomponente, die an den Eingang angekoppelt ist für die Speicherung eines Signals entsprechend der Amplitude des Impulses, mit einer Detektorkomponente für die Erfassung der Anstiegsflanke eines Signals entsprechend dem Impuls, mit Schalterkomponenten für die Verbindung des Einganges und der Speicherkomponente und mit Verbindungskomponenten zwischen der Speicherkomponente und dem Ausgang der Schaltungsanordnung, gekennzeichnet durch einen Verzögerungskreis (18, 18o), der auf die Detektorkomponente ansprechend ausgebildet ist für die Betätigung der Schalterkomponente zum Isolieren des Speichers vom Eingang der Schaltungsanordnung.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Verzögerungskreis Schaltungskomponenten (R₁₁ enthält für die Einstellung der Verzögerung auf eine wählbare Dauer.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen Zeitgeberkreis (2o, 2oo) für das Halten der Schalterkomponente in dem betätigten Zustand während einer vorgegebenen Dauer.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Zeitgeberkreis betätigbar ist von dem Verzögerungskreis, gemeinsam mit der Schalterkomponente.

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5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3 oder 4, gekennzeichnet durch einen Haltekreis (22, 22o), der ansprechend ausgebildet ist auf den Zeitgeberkreis zum Liefern eines Haltekommandos am Ende der vorgegebenen Dauer und während einer vorgewählten Zeitperiode an einen Halteausgang der Verfolgungs- und Halteschaltungsanordnung und an den Verzögerungskreis zum Sperren desselben.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Haltekommando auch an den Verzögerungskeis zu Beginn der vorgegebenen Dauer anlegbar ist für das Sperren des Verzögerungskreises während einer vorgewählten Zeitperiode

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