DE3889106T2

DE3889106T2 - Verfahren und gerät zur spektraleffizienten digitalen modulation.

Info

Publication number: DE3889106T2
Application number: DE3889106T
Authority: DE
Inventors: Clifford Leitch; Francis Steel; Jose Suarez
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1987-01-28
Filing date: 1988-01-11
Publication date: 1994-10-13
Anticipated expiration: 2008-01-12
Also published as: DE3889106D1; EP0345282A4; JPH01503267A; KR890700983A; EP0345282B1; EP0345282A1; WO1988005983A1; JPH0531339B2; US4737969A

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Diese Erfindung betrifft digitale Kommunikationssysteme. Im besonderen betrifft die Erfindung Kommunikationssysteme, bei denen die Eigenschaften über Funkwellen übertagener digitaler Signale abgewandelt werden, um spektrale Effizienz und eine hohe Bitrate zu erzielen. Systeme mit hohen Bitraten sind grundsätzlich erwünscht, um die Informationsmenge, die pro Zeiteinheit übertragen wird, zu maximieren. Systeme mit hoher Spektraleffizienz sind ferner wünschenswert, um die Anzahl der Benutzer, die einen bestimmten Teil des Frequenzspektrums tatsächlich belegen können, zu maximieren. Die Fachleute in der Technik der digitalen Funkkommunikation wissen, daß das Ziel des Erreichens einer hohen Bitrate bei digitalen Funkkommunikationssystemen im allgemeinen mit dem Ziel der Bewahrung des Frequenzspektrums im Widerspruch steht. Das heißt, wenn die Bitrate des übertragenen Digitalsignals erhöht wird, neigt die Menge des in Anspruch genommenen Frequenzspektrums dazu, ebenfalls zuzunehmen.
Andere Faktoren, die die spektrale Effizienz beeinflussen, umfassen die Leistung des übertragenen digitalen Funksignals. Das heißt, wenn eine spezielle Art der Digitalmodulation eine relativ hohe Leistungsmenge erfordert, um eine korrekte Demodulation im Empfänger zu erlauben, wird eine so hohe Leistungsübertragung eher eine Störung der Signale auf benachbarten Kanälen verursachen als digitale Modulationsverfahren, die weniger Leistung benötigen, um die gleiche Empfängerempfindlichkeit oder einen wirksamen Empfang zu erzielen.
Ein Schlüsselproblem beim Entwurf eines effizienten digitalen Übertragungssystems ist die Auswahl des Prototypimpulses, der zum Darstellen eines übertragenen Symbols benutzt wird. Die Fachleute in der digitalen Kommunikationstechnik bezeichnen einen solchen Prototypimpuls auch als "Signalgebungswellenform". Die möglichen zu übertragenden Signalgebungswellenformen werden durch den mathematischen Ausdruck kn*p(t) bestimmt, worin p(t) der Prototypimpuls und kn ein Element eines Satzes von Konstanten ist. Ein binäres Übertragungssystem benutzt z.B. häufig ko=-1, um eine "0", und k&sub1;=1, um eine "1" zu übertragen.
Für beste Leistungseffizienz muß der Prototypimpuls eine niedrige Intersymbolstörung besitzen. Mathematisch ausgedrückt muß die Gruppe der Signalgebungswellenformen eine orthogonale oder annähernd orthogonale Gruppe sein.
Für beste Spektrumeffizienz bei der Übertragung muß der Prototypimpuls das dichtest mögliche Spektrum aufweisen.
Für beste Effizienz bei der zum Codieren und Dekodieren übertragener Signale verwendeten Hardware muß der Prototypimpuls zeitlich so kurz wie möglich sein. Die Komplexität der Hardware neigt dazu, proportional der Länge des Prototypimpulses oder der Signalgebungswellenform zu sein.
Die drei oben ausgedrückten Effizienzkriterien neigen dazu, sich gegenseitig auszuschließen. Das heißt, die Optimierung eines der Kriterien neigt dazu, wenigstens eines der anderen Kriterien unzufriedenstellend zu machen. Ein richteckiger Prototypimpuls mit einer Länge von einer Bitzeit ist z.B. für eine minimierte Impulslänge optimiert. Leider ist das breite Spektrum eines solchen Prototypimpulses einige hundert Mal breiter als es die Informationsübertragung erfordert. Ein ungefähr entgegengesetztes Beispiel ist der Fall, wo der Prototypimpuls ein sin(pi*t)/(pi*t) Impuls ist. Ein solcher Impuls hat des dichtest mögliche Frequenzspektrum, aber seine Impulslänge im Zeitbereich ist leider einige hundert Mal größer als die des rechtwinkligen Prototypimpulses.
IEEE 'Transactions on Communications' Vol. Com-18 Nr. 4, August 1970, "The Digital Echo Modulation" von Croisier und Pierret beschreibt ein Verfahren zum Übertragen binärer Daten über bandbegrenzte Kanäle, das orthogonale (QAM)-Träger verwendet. Signale werden digltal erzeugt, die bandbegrenzt und durch Erzeugen einer Folge schmaler Impulse, die durch ein Tiefpaßfilter gefiltert wird, wiedergegeben werden.
Man ist der Überzeugung, daß keine frühere Methode oder Vorrichtung einen Prototypimpuls oder eine Signalgebungswellenform erfolgreich erzeugt hat, die alle drei der obigen Effizienzkriterien gleichzeitig erfüllt.

KURZE ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Erfindungsgemäß werden ein Verfahren zur Übertragung von QAM-Signalen auf jeweiligen Inphase- (I) und Quadratur- (Q) Kanälen, wie in Anspruch 1 definiert, sowie ein Verfahren zum Erzeugen eines optimierten elektrischen Impulses, wie in Anspruch 3 definiert, bereitgestellt.
Die vorliegende Erfindung stellt folglich ein Verfahren der Impulsformung bereit, das die Erzeugung eines digitalen Impulses oder einer Signalgebungswellenform erlaubt, die mit einer hohen Bitrate bei gleichzeitig hoher Spektraleffizienz übertragen werden kann.
Die Erfindung gestattet die Erzeugung eines digitalen Impulses, der bei relativ niedrigen Leistungspegeln gesendet und dennoch wirksam empfangen werden kann.
Bei einer Ausführung der Erfindung wird ein Verfahren zur Übertragung digitaler Signale bereitgestellt, das die Schritte des Zurückladens einer Mehrzahl von Abtastungen aus einem Speicher, die gemeinsam einer vorbestimmten Impulsform entsprechen, und des Umwandelns der Mehrzahl von Abtastungen in ein Analogsignal umfaßt, das die vorbestimmte Impulsform aufweist. Das Verfahren umfaßt weiter das Senden der vorbestimmten Impulsform, wenn die Übertragung eines von zwei Digitalsignalpegeln gewünscht wird, und das Senden des Negativs der vorbestimmten Impulsform, wenn die Übertragung des anderen dieser zwei Digitalsignalpegel gewünscht wird.
Bei einer anderen Ausführung der Erfindung wird ein Verfahren zur Übertragung Quadratur-amplitudenmodulierter (QAM) Signale bereitgestellt, das die Schritte des Zurückladens eines in einem Speicher gespeicherten Impulses umfaßt, worin der Impuls durch Auswählen einer Autokorrelationsfunktion R(t) erzeugt wird, die die Eigenschaft einer niedrigen Intersymbolstörung aufweist und einem ersten Impuls entspricht. Die Autokorrelatlonsfunktion R(t) wird mit einer ausgewählten Funktion umrahmt (windowed), um die Schwänze der Autokorrelationsfunktion R(t) abzuschwächen, wobei deren niedrige Intersybolstörungseigenschaft im wesentlichen bewahrt wird, um so eine umrahmte Auto korrelationsfunktion R(t) zu erzeugen, die einem zweiten Impuls entspricht. Das Leistungsspektrum des zweiten Impulses wird durch Gewinnen der Fourier-Transformation der umrahmten Autokorrelationsfunktion R(t) bestimmt. Das Spannungspektrum des zweiten Impulses wird ermittelt. Das so ermittelte Spannungsspektrum wird an den oberen unteren Frequenzgrenzen abgeschnitten, um eine angeschnittenes Spannungsspektrum zu erzeugen, das einem dritten Impuls entspricht, wobei die oberen und unteren Grenzen gewählt werden, um die belegte Bandbreite des dritten Impulses zu minimieren, während seine niedrige Intersymbolstörungseigenschaft im wesentlichen bewahrt wird. Die inverse Fourier-Transformation des abgeschnittenen Spannungsspektrums wird ermittelt und mit einer willkürlichen Funktion umrahmt, um den optimierten Impuls zu erzeugen. Die willkürliche Funktion wird gewählt, um die Länge des optimierten Impulses im Zeitbereich zu minimieren, während seine niedrige Intersymbolstörungseigenschaft bewahrt und die belegte Bandbreite im wesentlichen minimiert wird. Der so gebildete optimierte Impuls wird zum bedarfsgemäßen Wiederaufruf in einem Speicher gespeichert, um ein Digitalsignal zu formen, das einem einzelnen Bitstrom digitaler Information entspricht. Das heißt, der optimierte Impuls wird vom Speicher zurückgeladen und auf dem I- oder Q-Kanal gesendet, wenn die Übertragung des ersten oder zweiten Digitalsignalpegels gewünscht wird, und das Negativ des zurückgeladenen optimierten Impulses wird auf dem I- oder Q-Kanal gesendet, wenn die Übertragung des anderen der zwei Signalpegel gewünscht wird.
Die Merkmale der Erfindung werden ausdrücklich in den anliegenden Ansprüchen dargelegt. Die Erfindung selbst kann hinsichtlich ihres Aufbaus und ihrer Wirkungsweise am besten durch Verweis auf die folgende Beschreibung und die begleitenden Zeichnungen verstanden werden.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 ist eine Darstellung eines rechteckigen digitalen Prototypimpulses oder Signalgebungswellenform, die den Verbrauch relativ großer Mengen des Frequenzspektrums zur Folge hat, wenn er auf ein Funkfrequenz-Trägersignal moduliert wird.
Fig. 2A ist eine graphische Darstellung der Autokorrelationsfunktion eines Impulses, die keine Intersymbolstörungseigenschaft aufweist, nämlich eine sin(pi*t)/(pi*t) Autokorrelationsfunktion.
Fig. 2B ist eine Darstellung einer exponentiellen Fensterfunktion.
Fig. 2C ist eine Darstellung der Autokorrelationsfunktion, die resultiert, wenn die Autokorrelationsfunktion von Fig. 2A mit der Fensterfunktion von Fig. 2B umrahmt wird.
Fig. 2D ist eine Darstellung des Leistungsspektrums des Impulses entsprechend der Autokorrelationsfunktion von Fig. 2C.
Fig. 2E ist eine Darstellung des Spannungsspektrums des Impulses entsprechend der Autokorrelationsfunktion von Fig. 2C.
Fig. 2F ist eine Darstellung des Spannungsspektrums von Fig. 2E, nachdem dieses Spannungsspektrum bei ausgewählten oberen und unteren Frequenzgrenzen abgeschnitten worden ist.
Fig. 2G ist eine Darstellung des Impulses, der die in Fig. 2F gezeigte Autokorrelationsfunktion aufweist.
Fig. 2H ist eine Darstellung einer Kosinus-Fensterfunktion.
Fig. 2I ist eine Darstellung des durch Abschneiden des Impulses von Fig. 2G bei ausgewählten Grenzen erzeugten Prototypimpulses.
Fig. 2J ist eine Darstellung in ausgewählten Zeitintervallen gewonnener Abtastungen der Pulswellenform von Fig. 2I.
Fig. 3 ist ein Blockschaltbild der erfindungsgemäßen Sendevorrichtung.
Fig. 4 ist ein Ablaufplan des Softwareprogramms, das im Speicher der Sendevorrichtung von Fig. 3 gespeichert ist, um die Funktion dieser Sendevorrichtung zu steuern.
Fig. 5 ist ein Blockschaltbild der Empfängervorrichtung, die verwendet wird, um die Übertragungen der Sendevorrichtung von Fig. 3 zu empfangen.
Fig. 6 ist ein Ablaufplan des Softwareprogramms, das im Speicher der Empfängervorrichtung von Fig. 5 gespeichert ist, um die Funktion dieser Empfängervorrichtung zu steuern.

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG

Um das Verstehen der Erfindung zu erleichtern, erfolgt eine Erörterung des Verfahrens zur Erzeugung eines digitalen Impulses, der sowohl hinsichtlich des Zeitbereichs (Bitrate, Impulsdauer) als auch des Frequenzbereichs (in Anspruch genommene Frequenz) optimiert ist. Für dieses Beispiel wird angenommen, daß auf 1 Bit/s normalisierte Digitalimpulse, wie z.B. der in Fig. 1 gezeigte Impuls, gesendet werden sollen. Wenn eine Reihe solcher fast rechteckigen Impulse auf eine elektromagnetische Trägerwelle moduliert würde, würden die scharfen übergänge dieser Impulse die Inanspruchnahme einer übermäßig großen Menge des Frequenzspektrums zur Folge haben. Dies ist bei den gegebenen Bandbreitenbeschränkungen, die modernen Kommunikationssystem auferlegt werden, nicht annehmbar.
Stattdessen wird eine optimalere Impulsform benötigt, um das wertvolle Frequenzspektrum zu bewahren und dennoch einen ausreichenden Informationsdurchsatz pro Zeiteinheit zu erlauben. Erfindungsgemäß besteht der erste Schritt bei der Erzeugung eines optimal geformten Impulses oder optimalen Impulses darin, eine spezielle Autokorrelationsfunktion R(t) zu wählen, die die Eigenschaft der Nicht-Intersymbolstörung aufweist. Eine Autokorrelationsfunktion zeigt eine solche Eigenschaft, wenn sie ein Maximum bei t=0 und periodische Nullen in Abständen von 1 Bitzeit aufweist. Das heißt, eine solche Autokorrelationsfunktion zeigt Nullen bei Vielfachen von N-mal der Bitzeit, worin N = 1,2,3,... und N = -1,-2,-3,... ist. Die Autokorrelationsfunktion eines Impulses, die diese Kriterien erfüllt, nämlich die Autokorrelationsfunktion R(t) = sin(pi*t)/(pi*t) ist in Fig. 2A dargestellt. Es wird angemerkt, daß R(t) die Autokorrelationsfunktion eines Impulses und nicht der Impuls selbst ist. Im besonderen entspricht die Autokorrelationsfunktion R(t) von Fig. 2A einem Impuls, der, wenn zur Übertragung auf einer HF-Trägerwelle ausgewählt, eine Nicht-Intersymbolstörung in einem Empfänger mit abgestimmten Filtern garantieren würde. Ein solcher Impuls hätte jedoch, würde er ohne weitere Verarbeitung übertragen, den Nachteil, daß er sich zeitlich über eine sehr große Zahl von Bitzeiten erstrecken würde. Da die vorliegende Erfindung das Speichern und Senden eines optimierten Prototypimpulses umfaßt, ist der Nachteil des Impulses von Fig. 2A wesentlich, weil es ineffizient sein würde, alle Daten, die einen solch langen Impuls ausmachen, zu speichern und zurückzuladen.
Um die Schwänze der R(t)-Autokorrelationsfunktion unter Bewahrung ihrer niedrigen Intersymbolstörungseigenschaft schnell abzuschwächen, wird R(t) mit einer Exponentialfunktion umrahmt. (Niedrige Intersymbolstörung wird angesehen, kleiner als etwa 10 Prozent Intersymbolstörung in der speziellen Anwendung von Fig. 3 zu sein, obgleich das, was als niedrige Intersymbolstörung angesehen wird, zu einem gewissen Grad, abhängend von der Anwendung, variieren kann.) Bei dieser Ausführung der Erfindung wird z.B. R(t) mit einer in Fig. 2B gezeigten Exponentialfunktion exp(-(.165*t)**2) umrahmt, um so eine in Fig. 2C gezeigte umrahmte Autokorrelationsfunktion Rw(t) zu erzeugen. Die "Schwänze" der Autokorrelationsfunktion sind als diejenigen Teile der Autokorrelationsfunktion definiert, die von der Mitte einer solchen Funktion nach außen zu plus und minus unendlich hin verlaufen und die beseitigt werden können, ohne den Signalinhalt der Autokorrelationsfunktion R(t) wesentlich zu beeinflussen. In dem vorliegenden Beispiel ist der positive Schwanz der Teil von R(t), der größer ist als +tt (worin +tt gleich 5 ist), und der negative Schwanz ist der Teil, von R(t), der kleiner als -tt ist (worin -tt gleich 5 ist). Diese Schwänze werden im wesentlichen beseitigt, um die Länge des resultierenden Impulses zu vermindern.
Die Fachleute werden einsehen, daß die für +tt und -tt gewählten Werte entsprechend der einzelnen Anwendung variieren werden. Die Fachleute werden ebenfalls einsehen, daß andere Fensterfunktionen als die oben als Beispiel gegebene Exponentialfunktion benutzt werden können, um die Schwänze der Autokorrelationsfunktion R(t) abzuschwächen, solange die gewählte Fensterfunktion die oben dargelegten Kriterien zur wesentlichen Abschwächung der Schwänze einer solchen Autokorrelationsfunktion erfüllt.
Das Leistungsspektrum des der umrahmten Autokorrelationsfunktion Rw(t) entsprechenden Impulses wird dann durch Gewinnen der Fourier-Transformation von Rw(t) bestimmt. Das resultierende Leistungsspektrum ist in Figur 2D als F[Rw(t)] über der Frequenz F dargestellt.
Das Spannungsspektrum des der umrahmten Autokorrelationsfunktion Rw(t) entsprechenden Impulses wird dann durch Gewinnen der Quadratwurzel des Leistungsspektrums dieses Impulses ermittelt. Dieses Spannungsspektrum als Funktion der Frequenz wird als F[X(f)] bezeichnet und ist in Fig. 2E dargestellt. Es wird angemerkt, daß sich das Spannungsspektrum von Fig. 2E nach plus und minus unendlich erstreckt.
Das Spannungsspektrum wird dann bei einer oberen Frequenzgrenze f&sub1; und bei einer unteren Frequenzgrenze -f&sub1; abgeschnitten, wobei diese oberen und unteren Frequenzgrenzen gewählt werden, um die besetzte Bandbreite des Impulses, der dem so erzeugten abgeschnittenen Spannungsspektrum entspricht, zu minimieren, wobei die niedrige Intersymbolstörungseigenschaft dieses Impulses bewahrt wird. Das abgeschnittene Spannungsspektrum ist in Fig. 2F als Z(f) über Frequenz dargestellt. Bei diesem speziellen Beispiel sind f&sub1; und -f&sub1; als 0.6348 Hz bzw. 0.648 Hz gemäß den oben dargelegten Kriterien gewählt.
Die Wellenform des abgeschnittenen Spannungsspektrums Z(f) wird dann einer inversen Fourier-Transformation unterzogen, um die Wellenform der Impulsform, Z(t), zu ermitteln, die diese abgeschnittene Spannungsspektrum-Wellenform Z(f) erzeugte oder dieser entsprach. Das heißt, 7(t) = F&submin;&sub1;[Z(f)]. Die Impulsform von Z(t) zeigt Fig. 2G.
Um maximale Hardware-Effizienz zu erreichen, muß die Wellenforn Z(t) auf die Minimallänge gestutzt werden, die die Eigenschaften der niedrigen Intersymbolstörung und des dichten Spektrums im wesentlichen bewahren wird. Zum Beispiel wird bei dieser Ausführung der Erfindung, bei der der optimierte Prototypimpuls zur Übertragung in dem in Fig. 3 gezeigten QAM-Übertragungssystem gedacht ist, die Impulsfunktion Z(t) auf eine Länge von 20T abgeschnitten, worin T einer Bitzeit entspricht. Um dieses Abschneiden der Z(t)-Impulsfunktion zu erreichen, wird die Z(t)-Funktion mit einer geeigneten Kosinusfunktion, wie in Fig. 2H gezeigt, umrahmt. Diese Kosinusfunktion erstreckt sich zwischen -10T und +10T und erstreckt sich somit über die 20 Bitzeiten, für die die Umrahmung gewünscht wird. Das heißt, diejenigen Teile der Z(t)-Impulswellenform, die außerhalb des 20 Bitzeiten breiten Fensters von Fig. 2H erscheinen, werden aus der Z(t)-Wellenform entfernt, um die in Fig. 2I gezeigte optimale Prototyp-Impulswellenform Zw(t) zu erzeugen.
In dem oben angeführten Beispiel ist die besondere optimierte Prototyp-Impulswellenform von Fig. 2I zur Übertragung auf einem digitalen Übertragungssystem mit Quadratur-Amplitudenmodulation (QAM) optimiert worden. Die Fachleute werden einsehen, daß die in den Schritten der Erfindung verwendeten speziellen Werte abgeändert werden können, um anderen Arten von digital modulierten Übertragungssystemen entgegenzukommen. In einigen Anwendungen wird der Schritt der Umrahmung der Autokorrelationsfunktion R(t) durch Umrahmung mit einer Exponentialfunktion mit anderen als den oben als Beispiel angeführten Werten ausgeführt, solange die Schwänze der Autokorrelationsfunktion auf das für das gewählte einzelne Digitalmodulationssystem erforderliche Maß abgeschwächt werden, und vorausgesetzt, daß die niedrige Intersymbolstörungseigenschaft der umrahmten Autokorrelationsfunktion bewahrt wird. Andere Fensterfunktionen als die Exponentialfunktion in dem Beispiel werden ebenfalls verwendet, vorausgesetzt, daß die obigen Kriterien erfüllt werden.
Da andere digitale Modulationsschemas dazu neigen, Übertragungssignale anderer Bandbreiten zur Folge zu haben, werden die Fachleute einsehen, daß in dem Verfahrensschritt des Abschneidens des Spannungsspektrums bei oberen und unteren Frequenzgrenzen die oberen und unteren Frequenzgrenzen von denen in dem obigen Beispiel abweichen können, solange diese oberen und unteren Frequenzgrenzen so gewählt werden, daß der resultierende Impuls (wie durch die nachfolgenden Schritte Verfahrens modifiziert) eine annehmbare Bandbreit belegt, wenn er auf eine Funkträgerwelle in dem einzelnen gewählten Digitalmodulationsschema moduliert wird. Wie in dem Beispiel dargelegt, ist es für das Verfahren der Erfindung wichtig, daß diese oberen und unteren Frequenzgrenzen so gewählt werden, daß die niedrige Intersymbolstörungseigenschaft des entsprechenden resultierenden Impulses bewahrt oder im wesentlichen bewahrt wird.
Bei dem Schritt der Umrahmung der inversen Fourier-Transformation des abgeschnittenen Spannungsspektrums mit einer Funktion, um den optimierten Impuls zu erzeugen, der das Ergebnis der früheren Schritte des Verfahrens ist, werden die Fachleute einsehen, daß andere Fensterfunktionen als die in dem obigen Beispiel verwendete Kosinusfunktion benutzt werden können, um die Länge des optimierten Impulses im Zeitbereich zu begrenzen, während seine niedrige Intersymbolstörungseigenschaft im wesentlichen bewahrt wird. Zum Beispiel könnte ein Kaiser-Fenster oder ein Dolph-Chebyshev-Fenster in dem Verfahren verwendet werden, solange die obigen kriterien erfüllt werden. Es wird nochmals angemerkt, daß in diesem Umrahmungsschritt die Länge des optimierten Impulses im Zeitbereich in dem Umfang begrenzt wird, der erforderlich ist, um einen annehmbaren Grad von Hardware-Effizienz für die einzelne Anwendung zu erhalten, die vom Anwender beabsichtigt ist.
Erfindungsgemäß wird eine Abtastung der optimierten Impulswellenform von Fig. 2I mindestens einmal pro Bitzeit bereitgestellt. Die Bereitstellung einer Abtastung der optimierten Impulswellenform pro Bitzeit hat eine relativ grobe Annäherung der optimierten Impulswellenform zur Folge. Die Bereitstellung von mehr als einer Abtastung pro Bitzeit, z.B. 2-8 oder noch mehr Abtastungen, hat eine feinere Annäherung der optimierten Impulswellenform zur Folge, wie Fig. 2J zeigt. Die Abtastungen der Annäherung der optimierten Impulswellenform von Fig. 2J werden durch Abtasten der optimierten Impulswellenform in vorbestimmten Zeitintervallen ti oder durch numerische Ermittlung des Werts der optimierten Impulswellenform in vorbestimmten Zeitintervallen innerhalb einer Bitzeit gemäß den bereits erörterten Schritten des Verfahrens der Erfindung erhalten.
Fig. 3 ist ein Blockschaltbild eines Senders 100, der verwendet wird, um den optimierten Impuls von Fig. 2I zu senden. Erfindungsgemäß werden die Abtastungen in einem Speicher innerhalb des Senders 100 gespeichert und werden als Muster benutzt, um den Impuls von Fig. 2I zu rekonstruieren. Wenn der Sender 100 eine digitale 1 zu senden hat, sendet er den aus den in seinem Speicher gespeicherten Impulsabtastungen gewonnenen, rekonstruierten optimierten Impuls. Wenn der Sender 100 eine digitale 0 zu senden hat, sendet er das Negativ des aus den in seinem Speicher gespeicherten Impulsabtastungen gewonnenen, rekonstruierten Impulses.
Wie schon erwähnt, ist der besondere "optimierte Impuls" bei diesem vorliegenden Beispiel für einen Sender des QAM-Typs optimiert worden. Daher ist, wie in Fig. 3 zu sehen, eine QAM-Sendevorrichtung mit einem "Inphase"-Kanal (I-Kanal) und einem "Quadraturkanal" (Q-Kanal) als Sender 100 dargestellt. Die Signalinhalte des Q-Kanals werden, wie anschließend erörtert, in bezug auf die Signalinhalte des I-Kanals um 90º in der Phase verschoben.
Im einzelnen umfaßt der QAM-Sender 100 einen Mikroprozessor 110 zum Steuern der Funktionen des Senders 100. Der Mikroprozessor 110 umfaßt Dateneingänge 110A und 110B und Ausgänge 110C und 110D. Der Mikroprozessor 110 enthält Speicherports 110E und 110F. Ein Mikroprozessor, der in dem Sender 100 als Mikroprozessor 110 eingesetzt werden kann, ist das Modell TI TMS320/10, hergestellt von Texas Instruments, Inc.
Der Sender 100 umfaßt einen Eingang 115, der mit dem Dateneingang 110B des Mikroprozessors verbunden ist, um den Mikroprozessor 110 direkt mit den Digitaldaten, die gesendet werden sollen, zu versorgen. Der Sender 100 umfaßt ferner einen Mikrophoneingang 120, um dem Sender 100 eine Audiosignaleingabe, z.B. Sprache, zu bieten.
Ein Vorverstärker 125 ist mit dem Ausgang des Mikrophons 120 verbunden, um das damit erzeugte Audiosignal auf einen Signalpegel zu verstärken, der zur Verarbeitung durch die nachfolgenden Stufen des Senders 100 geeignet ist. Ein Analog/Digitalwandler (A/D) 127 ist zwischen den Ausgang des Vorverstärkers 125 und den Mikroprozessor-Dateneingang 110A geschaltet, um die analogen Audiosignale in für die weitere digitale Verarbeitung durch den Mikroprozessor 110 geeignete digitale Audiosignale umzuwandeln.
Ein Speicher mit wahlfreiem Zugriff (RAM) 130 ist, wie in Fig. 3 gezeigt, mit dem Speicherport 110F verbunden, um für den Mikroprozessor 110 einen temporären Speicher bereitzustellen. Ein Nurlesespeicher (ROM) 135 ist mit dem Speicherport 110E verbunden. Die Werte der Abtastungen der optimierten Impulswellenform, gezeigt in Fig. 2J, werden in dem ROM 135 gespeichert, so daß der Mikroprozessor 110 diese Abtastwerte zurückladen und sie zum Rekonstruieren der optimierten Prototypimpulswellenform zur Übertragung durch die nachfolgenden Stufen des Senders 100 verwenden kann.
Wenn der Mikroprozessor 110 feststellt, daß eine logische 1 zu senden ist (d.h. wenn der Mikroprozessor 110 eine logische 1 von einem der Dateneingänge 110A oder 110B empfängt), lädt der Mikroprozessor 110 die Abtastungen des optimierten Impulses aus dem ROM 135 zurück und bietet der so gebildeten Impulsabtastungsgruppe eine Ausgabe an einem der Datenausgänge 110C oder 110D. Wenn jedoch der Mikroprozessor 110 feststellt, daß eine logische 0 zu senden ist (d.h. wenn der Mikroprozessor 110 eine logische 0 von einem der Dateneingänge 110A oder 110B empfängt), lädt der Mikroprozessor 110 die Abtastungen des optimierten Impulses aus dem ROM 135 zurück und bietet dem Negativen der so gebildeten Impulsabtastungsgruppe eine Ausgabe an einem der Datenausgänge 110C oder 110D.
In der wirklichen Praxis einer Ausführung der Erfindung werden die Impulsabtastungsgruppen den Datenausgängen 110C und 110D alternativ zu Verfügung gestellt. Daher werden bei dieser Ausführung die Impulsabtastungsgruppen alternativ dem I-Kanal und dem Q-Kanal zur Übertragung bereitgestellt.
Der I-Kanal umfaßt einen D/A-Wandler 140, der mit dem Mikroprozessor- Datenausgang 110C verbunden ist. Der D/A-Wandler 140 wandelt die daran angelegten Impulsabtastungsgruppen in rekonstruierte, analoge optimierte Impulse mit ungefähr der gleichen Impulsform wie der optimierte Impuls von Fig. 2I um. Der I-Kanal umfaßt weiter ein mit dem Ausgang des D/A-Wandlers 140 verbundenes Tiefpaßfilter 145, um unerwünschte hohe Frequenzanteile, die in dem rekonstruierten Impuls enthalten sein können, der von dem D/A-Wandler 140 geliefert wird, im wesentlichen abzuschwächen. Der I-Kanal enthält einen Mischer 150, dessen einer Eingang 150A mit dem Ausgang des Filters 145 und dessen anderer Eingang 150B mit dem Ausgang eines Trägerfrequenzoszillators 155 verbunden ist. Der Oszillator 155 erzeugt ein Trägersignal mit der Funkfrequenz, bei der die Übertragung gewünscht wird. Die gefilterten rekonstruierten Impulse, die an den Mischereingang 150A angelegt werden, werden auf den Funkfrequenzträger moduliert, der dem Mischereingang 150B durch den Trägerfrequenzoszillator 155 geliefert wird.
Der Q-Kanal umfaßt einen D/A-Wandler 160, der mit dem Mikroprozessor- Datenausgang 110D verbunden ist. Der D/A-Wandler 160 wandelt die daran angelegten Impulsabtastungsgruppen in rekonstruierte, analoge optimierte Impulse mit ungefähr der gleichen Impulsform wie der optimierte Impuls von Fig. 21 um. Der Q-Kanal umfaßt weiter ein mit dem Ausgang des D/A-Wandlers 160 verbundenes Tiefpaßfilter 165, um unerwünschte hohe Frequenzanteile, die in dem rekonstruierten Impuls enthalten sein können, der von dem D/A-Wandler 160 geliefert wird, im wesentlichen abzuschwächen. Der Q-Kanal enthält einen Mischer 170, dessen einer Eingang 170A mit dem Ausgang des Filters 165 und dessen anderer Eingang 170B mit dem Ausgang eines Trägerfrequenzoszillators 155 über ein 90º Phasenschiebernetzwerk 175 verbunden ist. Die gefilterten rekonstruierten Impulse, die an den Mischereingang 170A angelegt werden, werden auf die Funkfrequenzträgerwelle moduliert, die in bezug auf das an den I-Kanal angelegte Trägersignal um 90º in der Phase verschoben ist.
Die Ausgänge der Mischer 150 und 170 sind mit den zwei Eingängen einer Summierungs- oder Kombinatorschaltung 180 verbunden, so daß das I-Kanalsignal und das Q-Kanalsignal vor der Übertragung vereinigt werden. Ein Funkfrequenzverstärker 185 ist mit dem Ausgang der Summierungsschaltung 180 verbunden, um das summierte Signal auf einen Pegel zu verstärken, der zur Abstrahlung bei der Antenne 190, die mit dem Ausgang des Verstärkers 185 verbunden ist, ausreichend ist.
Fig. 4 ist ein Ablaufplan des Software-Programms, das verwendet wird, um die Funktion des Mikroprozessors 110 gemäß der vorliegenden Erfindung zu steuern. Dieses Software-Programm ist im ROM 135 gespeichert. Wie in Fig. 4 zu sehen, beginnt die Betriebsroutine bei Block 200, bei dem das System initialisiert wird. N wird als eine Indexzahl definiert, die jedem der Datenbits entspricht, die durch den Sender 100 zu senden sind. Zum Beispiel wird für das erste Datenbit an entweder dem Dateneingang 110A oder dem Dateneingang 110B, das zu senden ist, N als gleich eins definiert. Für das zweite Bit dieser Daten ist N gleich 2 usw. Der Ablauf geht zu Block 205, bei dem N, die Zahl der Dateneingangsbits, auf 1 gesetzt wird. Bei Block 210 liest der Mikroprozessor 110 das erste Bit (N=1) der Daten von entweder dem Dateneingang 110A oder 110B. Der Mikroprozessor 110 ermittelt dann bei Entscheidungsblock 215, ob dieses erste Bit eine logische 1 oder 0 ist. Wenn ermittelt wird, daß das erste Bit (N=1) eine logische 1 ist, lädt der Mikroprozessor 110 die im ROM 135 gespeicherten Abtastungen des optimierten Impulses zurück (Block 220) und addiert diese Abtastungen zu einem der Ausgänge des Mikroprozessors 110 (Block 225). Wenn aber ermittelt wird, daß das erste Bit (N=1) eine logische 0 ist, lädt der Mikroprozessor 110 die im ROM 135 gespeicherten Abtastungen des optimierten Impulses zurück (Block 235) und subtrahiert diese Abtastungen von einem der Ausgänge des Mikroprozessors 110 (Block 240). In jedem Fall werden dann die Abtastungen des optimierten Impulses (ob das Positive oder das Negative davon) an einen D/A-Wandler (Block 250) angelegt, bei dem diese Abtastungen in eine analoge Reproduktion des optimierten Impulses umgewandelt werden. Der rekonstruierte optimierte Impuls wird dann gemäß Block 255 von dem Sender 100 gesendet. Der Mikroprozessor 110 erhöht dann (gemäß dem Block 260) den N- Zähler um 1 Bit auf das nächste Bit der Eingangsdaten (N=2), so daß der Mikroprozessor 110 das zweite Bit bei Block 210 liest und dieses zweite Bit wie oben beschrieben verarbeitet. Für die nachfolgenden Bits N = 3, 4 .. geht der Prozeßablauf in einer im wesentlichen ähnlichen Weise weiter.
Tabelle 1 ist eine Liste eines Beispiels des im ROM 135 gespeicherten Objektcodes, der den Mikroprozessor 110 veranlaßt, den optimierten Impuls aus dem ROM 135 zurückzuladen und veranlaßt, daß dieser Impuls oder sein Negativ, je nachdem ob eine logische 1 oder 0 gesendet werden soll, übertragen wird. Tabelle 1 Tabelle 1 (Fortsetzung) Tabelle 1 (Fortsetzung)
Fig. 5 zeigt einen Empfänger 300 des QAM-Typs, der verwendet wird, um die durch den Sender 100 von Fig. 3 übertragenen optimierten Digitalimpulse zu empfangen. Der Empfänger 300 ist ein Korrelationsempfänger mit einer Antenne 305 zum Gewinnen der darauf auftreffenden Funkfrequenzsignale. Die Antenne 305 ist mit einer Empfängereingangsstufe 310 verbunden, die die daran angelegten Signale auf Pegel verstärkt, die für die Verarbeitung durch die nachfolgenden Stufen des Empfängers 300 ausreichend sind. Der Ausgang des Eingangsstufe 310 ist mit dem Eingang des I'-Kanals und Q'-Kanals des Empfängers 300 verbunden. Das heißt, der Ausgang der Eingangsstufe 310 ist mit einem Eingang eines Mischers 315 verbunden, dessen anderer Eingang mit dem Oszillator 338 verbunden ist. Die Frequenz des Oszillators 338 ist so gewählt, daß, wenn sie mit dem an den Mischer 315 angelegten eingehenden digitalen Funkfrequenzsignal gemischt wird, das eingehende Signal auf ein Basisband I'- (Inphasekanal) Signal demoduliert wird, das zur Verarbeitung durch die nachfolgenden Stufen des Empängers 300 geeignet ist. Der Ausgang des Mischers 315 ist über ein Tiefpaßfilter 325 mit dem Eingang eines A/D-Wandlers 320 verbunden. Das Filter 325 dämpft im wesentlichen irgendwelche unerwünschten hohen Frequenzanteile, die in dem Basisbandsignal I' vorhanden sind. Das gefilterte I'-Kanal Basisbandsignal wird dann in dem A/D-Wandler 320 in ein digitales I'-Kanalsignal umgesetzt. Der Ausgang des A/D-Wandlers 320 ist mit dem Dateneingang 330A des Mikroprozessors 330 verbunden. Der I'-Kanal demoduliert somit das auf dem Signal von dem Sender 100 vorhandene und von dem Empfänger 300 empfangene optimierte digitale "Inphase"-Funkfrequenzsignal und tastet jeden dieser optimierten Impulse ab, um Impulsabtastungen zu erzeugen, die von dem Mikroprozessor 330 in einer nachfolgend beschriebenen Weise verarbeitet werden.
Der Ausgang der Eingangsstufe 310 ist auch mit dem Eingang des Q"- (oder Quadratur) Kanals des Empfängers 300 verbunden, wie in Fig. 5 gezeigt. Im besonderen ist der Ausgang der Eingangsstufe 310 mit einem Eingang eines Mischers 335 verbunden, dessen anderer Eingang über ein 90º Phasenschiebernetzwerk 337 mit dem Oszillator 338 verbunden ist. Der Mischer 335 demoduliert somit diejenigen Signalanteile des empfangenen digitalen Funkfrequenzsignals, die in einer Quadraturbeziehung zu den "Inphase"-Signalanteilen des empfangenen digitalen Funkfrequenzsignals stehen. Der Ausgang des Mischers 335 ist über ein Tiefpaßfilter 345 mit dem Eingang eines A/D-Wandlers 340 verbunden.
Das Filter 345 dämpft im wesentlichen irgendwelche unerwünschten hohen Frequenzanteile, die in dem am Ausgang des Mischers 335 erzeugten demodulierten Quadratur-Basisbandsignal vorhanden sein können. Das gefilterte Q'-Kanal Basisbandsignal wird dann in dem A/D-Wandler 340 in ein digitales Q'-Kanalsignal umgewandelt. Der Ausgang des A/D- Wandlers 340 ist mit dem Dateneingang 330B des Mikroprozessors 330 verbunden. Der Q-Kanal demoduliert somit das im Empfänger 300 empfangene "Quadraturphase"-Digitalimpulsfunkfrequenzsignal und tastet jeden der optimierten Prototypimpulse davon ab, um digitale Impulsabtastungen zu erzeugen, die in nachfolgend beschriebener Weise von dem Mikroprozessor 330 verarbeitet werden.
Ein Mikroprozessor, der als Mikroprozessor 330 verwendet werden kann, ist das Modell TMS 320/10, hergestellt von Texas Instruments, Inc. Der Mikroprozessor 330 umfaßt die Datenausgänge 330C und 330D und weiter die Speicherports 330E und 330F. Ein Nurlesespeicher (ROM) 350, der mit dem Speicherport 330E verbunden ist, enthält einen geeigneten Softwarecode entsprechend dem nachfolgenden Ablaufplan von Fig. 6, der den Mikroprozessor 330 anweist, wie die digitalen Signale, die er an den Dateneingängen 330A und 330B von dem I'- und Q'-Kanal empfängt, zu verarbeiten sind. Eine ungefähre Replik der Form des von dem Sender 100 übertragenen optimierten Impulses ist in dem ROM 350 gespeicherte um den Mikroprozessor in die Lage zu versetzen, die demodulierten Impulsabtastungen, die an seinen Dateneingängen 330A und 330B anliegen, richtig zu empfangen und zu verarbeiten. Zur Annehmlichkeit ist praktisch die gleiche Impulsforminformation, die im ROM 135 des Senders gespeichert ist, in dem ROM 350 des Empfängers 300 gespeichert. Ein Speicher mit wahlfreiem Zugriff (RAM) 360 ist mit dem Speicheranschluß 330F verbunden, um dem Mikroprozessor 330 eine temporäre Speicherung zu ermöglichen. Der Mikroprozessor 330 verarbeitet gemäß dem Ablaufplan von Fig. 6 die ihm von dem I'- und Q'- Kanal gelieferten Impulsabtastungen und erzeugt entweder ein Digitalinformationssignal am Datenausgang 330D oder ein Sprachdatensignal am Datenausgang 330E, je nachdem welcher Signaltyp augenblicklich empfangen wird. Im Fall des Sprachdatensignals wird angemerkt, daß der Datenausgang 330C des Mikroprozessors mit dem Eingang eines D/A-Wandlers 370 verbunden ist, um diese digitalen Sprachsignale in analoge Sprachsignale umzuwandeln. Die so erzeugten analogen Sprachsignale werden durch den Audioverstärker 380 verstärkt, der mit dem Lautsprecher 390 zur Ausgabe an den Benutzer verbunden ist. Empfangene digitale Datensignale werden am Datenausgang 330D ausgegeben.
Fig. 6 ist ein Ablaufplan der Funktion des Mikroprozessors 330. Der Betrieb des Mikroprozessors 330 wird bei Block 400 gestartet oder initialisiert. Der Ablauf geht zu Block 405, wo der Zähler M auf 1 gesetzt wird, um der ersten Impulsabtastungsgruppe, die der Mikroprozessor 330 zu verarbeiten hat, zu entsprechen. Es wird angemerkt, daß die erste Impulsabtastungsgruppe die Abtastungen des von dem Empfänger 300 empfangenen ersten optimierten Prototypimpulses umfaßt. (Bei einer Ausführung der Erfindung entnehmen die A/D-Wandler 320 und 340 abwechselnd Proben von jedem empfangenen Impuls. Das heißt, der A/D-Wandler 320 nimmt Abtastungen von einem ersten empfangenen Impuls (M=1), um eine erste Impulsabtastungsgruppe zu bilden. Der A/D-Wandler 340 nimmt dann Abtastungen von einem zweiten empfangenen Impuls (M=2), um eine zweite Impulsabtastungsgruppe zu bilden. Der A/D-Wandler 320 nimmt dann Abtastungen von dem dritten empfangenen Impuls (M=3), um eine dritte Impulsabtastungsgruppe zu bilden. Der Abtastvorgang geht in der gleichen Weise bei nachfolgenden Impulsen weiter, d.h. abwechselnd, wie oben, zwischen dem I'- und Q'-Kanal.) Zurück zur Erörterung des Empfangs des ersten Impulses. Der Mikroprozessor 330 liest gemäß Block 410 die Impulsabtastungen des ersten Impulses (M=1), die an einem der Dateneingänge des Mikroprozessors 330 vorhanden sind. Der Mikroprozessor 330 ermittelt dann gemäß Block 415 den Wert von V für die erste Impulsgruppe, worin
V =Σp'(t-MTb)X(t)
und worin p' die Empfänger-Korrelationswellenform ist;
X(t) jede Abtastung von A/D-Wandler 320 und 340 zum Zeitpunkt t bezeichnet;
M die Impulsnummer oder Bitnummer ist;
Tb die normalisierte Bitperiode ist, und
t die Zeit ist.
Im besonderen ermittelt der Mikroprozessors 330 V für die erste Impulsgruppe durch Berechnen der Summe des Produkts p'(t-MTb)X(t) für alle Werte von t wo p'(t-MTb) ungleich null ist. Als Teil dieses Summierungschritts lädt der Mikroprozessors 330 die Korrelationswellenform p' vom Speicher zurück. Um eine maximale Leistungseffizienz zu erreichen, ist die von dem Korrelationsempfänger 300 von Fig. 5 verwendete Korrelationswellenform p' die gleiche Prototypimpulswellenform wie diejenige, die von dem Sender 100 von Fig. 3 gesendet wird. Es wird angemerkt, daß ein etwas kürzerer Impuls als der im Sender 100 benutzte im Empfänger 300 als Korrelationswellenform verwendet werden kann, solange der Impuls nicht so kurz ist, daß die Empfängerleistung wesentlich verschlechtert wird.
Nach Ermittlung des Werts von V für die erste Impulsabtastungsgruppe (M=1) in der obigen Weise entscheidet der Mikroprozessor 330 dann gemäß Block 420, ob dieser Wert von V größer als oder gleich null (0) ist. Wenn der Wert V für die erste Impulsabtastungsgruppe größer als oder gleich null ist, erzeugt der Mikroprozessor 330 gemäß Block 425 eine 1 an einem seiner Datenausgänge. Wenn der Wert V für die erste Impulsabtastungsgruppe kleiner als null ist, erzeugt der Mikroprozessor 330 gemäß Block 430 eine 0 an einem seiner Datenausgänge. Das gesendete Signal wird somit als eine Serie von 1 und 0 am Ausgang des Mikroprozessors 330 rekonstruiert.
Der Mikroprozessor 330 erhöht dann gemäß Block 435 den Zähler M um 1, so daß M=2 wird. Der Ablauf geht dann in einer Schleife zurück zu Block 410, wo der Mikroprozessor 330 die an seinen Eingängen anliegenden Abtastungen der zweiten Impulsgruppe liest. Der Summierungsschritt, worin V ermittelt wird, läuft ab wie zuvor, ebenso die Entscheidung, ob die Abtastungen der zweiten Impulsgruppe einer logischen 1 oder 0 entsprechen. Die Verarbeitung der nachfolgenden Impulsabtastungsgruppen 3, 4,.. erfolgt im wesentlichen in der gleichen Weise wie oben beschrieben.
Tabelle 2 ist eine Liste eines Beispiels des Objektcodes, der im ROM 350 gespeichert ist und den Mikroprozessor 330 veranlaßt, die empfangenen optimierten Impulse in der oben beschriebenen Weise zu verarbeiten. Tabelle 2 Tabelle 2 (Fortsetzung)
Es wird noch einmal auf Fig. 3 verwiesen. Wenn der Sender 100 optimierte Impulse sendet, geschieht dies in der Praxis bei einer Ausführund der Erfindung so, daß ein erster optimierter Impuls auf dem I- Kanal, ein zweiter optimierter Impuls auf dem Q-Kanal, ein dritter optimierter Impuls auf dem I-Kanal und so weiter gesendet wird. Das heißt, der Sender 100 alterniert zur Übertragung jedes zweiten Impulses zwischen dem I- und dem Q-Kanal. Bei einer solchen Ausführung schaltet auch der zum Empfang dieser übertragenen Impulssignale verwendete entsprechende Korrelationsempfänger die Verarbeitung zwischen dem I'- und Q'-Kanal um, um diese Impulssignale zu empfangen.
Andere Ausführungen der Erfindung werden erwogen, bei denen zwei getrennte Datensröme auf den I- und Q-Kanälen des Senders 100 gesendet werden. In diesem Fall behandelt der Korrelationsempfänger die I'- und Q'-Kanäle als Quellen getrennter Datenströme und verarbeitet die empfangenen Impulsabtastungsgruppen entsprechend.
Aus der obigen Beschreibung geht klar hervor, daß die Erfindung nicht nur ein Verfahren zur Übertragung digitaler Signale, sondern auch eine Vorrichtung zur Übertragung solcher Signale umfaßt. Zusammenfassend enthält diese Vorrichtung einen Speicher zum Speichern einer Vielzahl von Abtastungen, die zusammen einer vorbestimmten Impulsform entsprechen. Die Vorrichtung umfaßt weiter eine mit dem Speicher verbundene Digital/Analog-Umwandlungsschaltung, um die Vielzahl der Abtastungen in ein Analogsignal umzuwandeln, das die vorbestimmte Impulsform aufweist. Eine mit dem Digital/Analog-Umwandler verbundene Schaltung ist vorgesehen, um die auf eine Funkfrequenzträgerwelle modulierte, vorbestimmte Impulsform zu senden, wenn die Übertragung eines von zwei Digitalsignalen gewünscht wird, und um das Negativ der vorbestimmten Impulsform zu senden, wenn die Übertragung des anderen der zwei Digitalsignale gewünscht wird.
Das Vorangehende beschreibt ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Übertragen digitaler Signale, bei denen eine einzigartige Impulsformung verwendet wird, um einen Digitalimpuls zu erzeugen, der mit einer relativ hohen Bitrate und trotzdem mit einer gleichzeitig hohen spektralen Effizienz gesendet wird. Außerdem erlauben dieses Impulsformungsverfahren und diese Vorrichtung die Erzeugung eines Digitalimpulses, der bei relativ niedrigen Leistungspegeln gesendet und dennoch wirkungsvoll empfangen werden kann.
Während nur bestimmte bevorzugte Merkmale der Erfindung zum Zweck der Veranschaulichung dargelegt worden sind, werden den Fachleuten in der Technik viele Modifikationen und Änderungen einfallen.

Claims

1. Verfahren zur Übertragung von QAM-Signalen auf jeweiligen Inphase (I)- und Quadratur (Q)-Kanälen umfassend die Schritte:

Zurückladen (220, 235) eines in einem Speicher (135) gespeicherten optimierten Impulses, worin dieser Impuls erzeugt wird durch:

Auswählen einer Autokorrelationsfunktion R(t), die die Eigenschaft niedriger Intersymbolstörung aufweist und einem ersten Impuls entspricht;

Umrahmen dieser Autokorrelationsfunktion R(t) mit einer Funktion, die gewählt wird, um die Schwänze der Autokorrelationsfunktion mit einer Funktion R(t) abzuschwächen, die deren niedrige Intersymbolstörungseigenschaft im wesentlichen bewahrt, um so eine umrahmte Autokorrelationsfunktion Rw(t) zu erzeugen, die einem zweiten Impuls entspricht;

Bestimmen des Spektrums des zweiten Impulses im Frequenzbereich und Beschneiden dieses Spektrums, worin die Erzeugung des Impulses gekennzeichnet ist durch:

Bestimmen des Leistungsspektrums dieses zweiten Impulses durch Gewinnung der Fourier-Transformation der umrahmten Autokorrelationsfunktion Rw(t);

Bestimmen des Spannungsspektrums dieses zweiten Impulses;

Beschneiden des Spannungsspektrums an oberen und unteren Frequenzgrenzen, um ein beschnittenes Spannungsspektrum zu erzeugen, das einem dritten Impuls entspricht, wobei die oberen und unteren Frequenzgrenzen gewählt werden, um die belegte Bandbreite des dritten Impulses zu minimieren, während seine niedrige Intersymbolstörungseigenschaft im wesentlichen bewahrt wird.

Ermitteln der inversen Fourier-Transformation des beschnittenen Spannungsspektrums, und

Umrahmen der inversen Fourier-Transformation des beschnittenen Spannungsspektrums mit einer willkürlichen Funktion, um den optimierten Impuls zu erzeugen, wobei die willkürliche Funktion gewählt wird, um die Länge des optimierten Impulses im Zeitbereich zu minimieren, während seine niedrige Intersymbolstörungseigenschaft im wesentlichen bewahrt und die belegte Bandbreite im wesentlichen minimiert wird; und worin das Verfahren weiter die Schritte umfaßt:

Senden (255) des so gebildeten optimierten Impulses auf dem I- oder Q- Kanal, wenn das Senden einer 1 gewünscht wird, und

Senden (255) des Negativs des so gebildeten optimierten Impulses auf dem I- oder Q-Kanal, wenn das Senden einer 0 gewünscht wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, worin der Schritt zur Bestimmung des Spannungsspektrums des zweiten Impulses durch Gewinnung der Quadratwurzel des Leistungsspektrums ausgeführt wird.

3. Verfahren zur Erzeugung eines optimierten elektrischen Impulses umfassend die Schritte:

Umrahmen dieser Autokorrelationsfunktion R(t) mit einer ersten Fensterfunktion, die ausgewählt ist, um die Schwänze der Autokorrelationsfunktion R(t) abzuschwächen, während deren niedrige Intersymbolstörungseigenschaft im wesentlichen bewahrt wird, um so eine umrahmte Autokorrelationsfunktion Rw(t) zu erzeugen, die einem zweiten Impuls entspricht;

Bestimmen des Spektrums des zweiten Impulses im Frequenzbereich und Beschneiden dieses Spektrums, gekennzeichnet durch die Schritte:

Bestimmen des Spannungsspektrums dieses zweiten Impulses im Frequenzbereich;

Umrahmen der inversen Fourier-Transformation des beschnittenen Spannungsspektrums mit einer zweiten Fensterfunktion, die gewählt wird, um die Länge des optimierten Impulses im Zeitbereich zu minimieren, während seine niedrige Intersymbolstörungseigenschaft im wesentlichen bewahrt und die belegte Bandbreite im wesentlichen minimiert wird.

4. Verfahren nach Anspruch 3, worin die erste Fensterfunktion eine Exponentialfunktion ist; worin der Schritt zur Bestimmung des Spannungsspektrums des zweiten Impulses im Frequenzbereich das Bestimmen des Leistungsspektrums des zweiten Impulses durch Gewinnen der Fourier-Transformation der umrahmten Autokorrelationsfunktion Rw(t) umfaßt, und

Bestimmen des Spannungsspektrums des zweiten Impulses durch Gewinnung der Quadratwurzel aus diesem Leistungsspektrums; und worin die zweite Fensterfunktion eine Kosinusfunktion ist.

5. Verfahren nach Anspruch 4, worin der Schritt zum Auswählen einer Autokorrelationsfunktion R(T) das Auswählen einer Autokorrelationsfunktion R(t) umfaßt, die ein Maximum bei der Zeit t=0 und periodische Nullstellen bei N-fachen der Bitzeit des Impulses aufweist, worin N = 1, 2, 3, ... und N = -1, -2, -3, ... ist.