DE3850671T2

DE3850671T2 - Geschwindigkeits- und höhensensor mit geschlossener regelschleife für fm-dauerstrichradargeräte.

Info

Publication number: DE3850671T2
Application number: DE3850671T
Authority: DE
Inventors: James Drake; Timothy Fosket
Original assignee: GEC Marconi Electronic Systems Corp
Current assignee: BAE Systems Aerospace Inc
Priority date: 1987-09-17
Filing date: 1988-05-16
Publication date: 1995-03-02
Anticipated expiration: 2008-05-17
Also published as: CA1290429C; IL86704A; JPH03501648A; DE3850671D1; EP0395682A1; JP2584506B2; WO1989002605A1; US4806935A; EP0395682B1

Description

Technischer Bereich

Diese Erfindung bezieht sich auf Höhenmeßvorrichtungen, genauer auf Höhenmeßkreise, die Phasenverschiebungen in modulierten Signalen verwenden, die in Dopplergeschwindigkeitssensoren erzeugt werden, und auf die Verbesserung ihrer Genauigkeit und Kalibrierung.

Hintergrundtechnik

Verschiedene Formen von Höhenmessern sind in der Technik bekannt. Einige der bekannten Höhenmeßvorrichtungen verwenden Systeme, die Mikrowellensignale erzeugen, und Dopplereffekt-Reflektionen von diesen. In einem bekannten System, das im US-Patent 3,860,925 von Ernest F. Darboven jun. beschrieben wird, ist ein kombiniertes System mit sowohl einem Geschwindigkeitssensor als auch einem Höhenmeßsystem vorgesehen. Der Höhenmeßteil des kombinierten Systems verwendet Echos eines frequenzmodulierten Mikrowellensignals, das an Bord eines Flugzeugs für den Geschwindigkeitssensor erzeugt wird, wobei die Echos sowohl eine Dopplerfrequenzverschiebung als auch eine Phasenverschiebung aufgrund des Wegs zur Erdoberfläche und zurück anzeigen.
In der Beschreibung des Patents 3,860,925 ist eine Anordnung zur Erzeugung eines Mikrowellensignals zwecks Sendung desselben, damit es von der Erde reflektiert wird, und zur Verarbeitung des empfangenen Echos mit enthalten. In dem einen Teil des Verarbeitungsteils ist auch ein Höhenmeßsystem vorgesehen, das die Amplitudendaten des zurückgesendeten Signals so verarbeitet, daß daraus die Höhe des Flugzeugs über Grund bestimmt werden kann.
Genauer wird im Darboven-Patent ein Zweiseitenbandsignal (DSB) demoduliert, so daß ein Basisbandsignal entsteht. Die resultierenden Amplituden der beiden Kanäle werden gemessen. Ein Blockschaltbild, das den Darboven-Prozeß zusammenfaßt, ist in Fig. 1 dargestellt. Wie darin gezeigt, wird ein Zweiseitenbandsignal an einem Eingangsanschluß 10 vom Dopplerempfänger empfangen. Das Signal wird durch die Sinus- und Cosinus-Kanäle 12 und 14 geleitet. Die beiden Kanäle umfassen die Mischer 16 bzw. 18, in denen die empfangenen (demodulierten) Signale mit den Sinus- und Cosinus-Signalen 20 bzw. 22 gemischt werden. Ein Paar Verlustbeseitigungsfilter (LEF) 24 und 26 ist in den beiden Kanälen vorgesehen, und Niederpaßfilter 28 und 30 liefern Ausgangssignale zur Verarbeitung durch einen Puffer (nicht abgebildet).
Im Puffer werden die beiden Sinuskurven, die von den beiden Kanälen geliefert werden und zwischen denen eine Amplitudendifferenz besteht, zu einem Gattersignal verarbeitet, dessen Gatterweite gleich dem Arcustangens der Amplitudendifferenz zwischen den beiden Sinuskurven ist, um auf diese Weise eine Messung der Flugzeughöhe durchzuführen. Dieser Schritt entspricht der Teilung in einer Frequenzteilerschaltung 32, die den Tangens des gewünschten Phasenwinkels liefert, gefolgt von der Umwandlung durch einen Arcustangens-Wandler 34, der in Fig. 1 abgebildet ist. Der Ausgang des Arcus-tangens-Wandlers 34 gibt, wie dargestellt, ein Ausgangssignal ab, das das gewünschte Höhengattersignal ist. Die Beschreibung der beiden Signale hinter den Niederpaßfiltern 28 und 30 wird durch die folgenden Gleichungen angegeben:
(1) e&sub1; = sin (u) cos (wDt) und
(2) e&sub2; = cos (u) cos (wDt)
In den obigen Gleichungen ist der Ausdruck wD die Frequenzverschiebung durch den Dopplereffekt, die von der Geschwindigkeit des Fahrzeugs abhängt. Der Phasenausdruck u hängt von der Zeitverzögerung des Signals auf seinem Weg zur Erde und zurück ab. Er ist also direkt von der Höhe abhängig. Wie in diesen Gleichungen dargestellt, ist die Höheninformation in der jeweiligen Amplitude der beiden Kanäle vorhanden. Wenn die Ausgänge der beiden Kanäle durcheinander geteilt werden und der Arcustangens des Quotienten berechnet wird, kann dann die Phasenverzögerung des Echos bestimmt und die Höhe ermittelt werden.
Diese Methode leidet jedoch unter Genauigkeitsproblemen. Die Amplitudenausdrücke müssen mit extremer Präzision gemessen werden, um eine gute Höhengenauigkeit zu erhalten. Analysen haben gezeigt, daß dies nicht mit hinreichender Präzision gemacht werden kann, um die Genauigkeitsanforderungen derzeitiger Anwendungen auf kosteneffektive Weise zu erfüllen.
Da in das oben beschriebene System verschiedene Phasenverschiebungen durch in ihm verwendete Mikrowellen- und HF- Kreise eingeführt werden, wird eine Kalibrierungsmethode benötigt, um solche Phasenverschiebungen auszugleichen. In der bisherigen Technik wurden zwei Methoden verwendet, um den Höhenmesser zu kalibrieren.
Die erste umfaßt eine Öffnung aller Mikrowellenschalter, die den Empfänger/Sender mit einer Antenne verbinden, so daß die Mikrowellenenergie zum Empfänger zurück statt zur Erde reflektiert wird. Da das so zum Empfänger reflektierte Signal keine Dopplerverschiebung besitzt, ist ein HF- Modulator erforderlich, um eine künstliche Verschiebung zu erzeugen. Dies wird gemacht, weil der Höhenmesser, der in Verbindung mit einem Dopplergeschwindigkeitsmesser arbeitet, für seine Funktion eine Dopplerverschiebung benötigt. Das HF-modulierte Signal kann nun in den Höhenmesser eingegeben werden.
Die resultierende Phasenverschiebung, die vom Höhenmesser gemessen wird, wird also nur vom Mikrowellenkreis verursacht. Um eine korrigierte Höhenmessung zu erhalten, kann die in diesem Prozeß gemessene Phasenverschiebung von der gesamten Phasenverschiebung abgezogen werden, die im von der Erde zurückkommenden Dopplersignal gemessen wird, das während des Betriebs des Höhenmessers erhalten wurde, da der Gunn-Oszillator im Kalibrierungsmodus dasselbe Signal wie im normalen Betriebsmodus bekommt.
Obwohl diese Methode jedoch eine genaue Methode zur Kalibrierung eines Dopplerhöhenmessers ist, ist die zum Stand der Technik gehörende Durchführung dieser Methode teuer und voluminös. Das bedeutet, in der bisherigen Technik müssen ein HF-Modulator und ein anderer Mikrowellenkreis vorgesehen werden, um diese Kalibrierung durchzuführen, was sowohl die Kosten als auch die Anforderungen an die Ausrüstung für die Durchführung erhöht.
Eine zweite Kalibrierungsmethode umfaßt die Messung der Phase eines Mikrowellenverlustausdrucks, um einen Kalibrierungsfaktor zu erhalten. Diese Methode ist auch im Darboven-Patent beschrieben. Der Verlustausdruck resultiert aus der Aufnahmeenergie des Empfängers, die von den Mikrowellenschaltern reflektiert wird, bevor sie auf die Erde ausgestrahlt wird. Das Ergebnis ist wieder ein Signal ohne Dopplerverschiebung, mit einer Phasenverschiebung, die nur vom Mikrowellenkreis abhängig sein sollte. Diese Phase wird gemessen und wird dann als Korrekturfaktor für die Kalibrierung verwendet.
Insbesondere wird für eine solche Kalibrierung das Signal vom Empfänger durch einen Bandpaßfilter geschickt, der das obere Seitenband, J&sub1;, herausfiltert. Das Signal wird in Sinus- und Cosinus-Art in einem Paar von Demodulatoren demoduliert, um die J&sub1;-Verlustkomponente auszuschalten. Geschaltete Kondensatorfilter, die aus Schaltmatrixen und Niederpaßfiltern zusammengesetzt sind, weisen den Nullgeschwindigkeits-Verlustausdruck zurück, der zu Kalibrierungszwecken verwendet wird.
Obwohl diese Methode sehr einfach ist und wenige Zusatzkreise erfordert, wurde beim Testen dieser Technik eine Anzahl an Genauigkeitsproblemen gefunden.
Ein anderer Höhenmesser der früheren Technik, der die Phasenverschiebung von zurückgeworfenen Dopplersignalen verwendet, wird im früheren US-Patent 3,111,667 beschrieben. Diele Methode wird allgemein als "Doppeln" bezeichnet und ist im Blockschaltbild in Fig. 2 dargestellt. Das Zweiseitenbandsignal (DSB), das am Anschluß 36 von der Antenne empfangen wird, wird zuerst am Demodulator 38 auf das Basisband demoduliert, so daß der Verlustausdruck nun eine Gleichstromgröße ist. Dieser Ausdruck wird durch ein Verlustbeseitigungsfilter 40 vor der weiteren Verarbeitung entfernt. Das resultierende Signal wird von einem Remodulator 42 remoduliert, um wieder ein DSB-Signal zu bilden, nun ohne den Verlust. Dieses Zweiseitenbandsignal wird durch die Gleichung
(3) e&sub3; = cos [(wm+wD)t+u] + cos [(wm-wD)t+u]
beschrieben. Der Ausdruck wm ist die Frequenz, die für die Frequenzmodulation des Gunn-Mikrowellenoszillators (allgemein als FM-Frequenz bezeichnet) verwendet wird. Nach Durchgang dieses Signals durch eine Frequenzverdoppelungsvorrichtung 44 wird ein Signal abgegeben, das mit
(4) e&sub4; = 1 + cos [2 (wm+wD)t+2u]+cos[2(wm-wD)t+2u] + cos[2wmt+2u] + cos[2wDt]
angegeben wird. Das in Gleichung (4) beschriebene Signal wird durch einen Schmalbandfilter 46 geschickt, der auf 2wm zentriert ist, was zu einem wiederhergestellten Träger mit einer Phase führt, die proportional zur Höhe ist. Die Phase des wiederhergestellten Trägers wird gemessen, indem das Signal mit demselben Signal wm verglichen wird, das für die Frequenzmodulation des Gunn-Oszillators verwendet wurde. Dies geschieht in einer Schleife, indem ein Phasendetektor 48 zusammen mit einem Phasenschieber 49 in einer Schleife verwendet wird, wie in Fig. 2 dargestellt.
Bei der oben beschriebenen Frequenzverdoppelungsmethode wird der Ausgang eines Phasendetektors 48 verstärkt, um einen Motor 50 anzutreiben, dessen Ausgangswelle sich dreht, um so den Phasenschieber 49 anzutreiben. Die Verdrehung der Ausgangswelle des Motors bildet die Ausgangsgröße des Höhenmessers, die die Höhe, multipliziert mit einer Konstanten, darstellt.
Ein bedeutender Nachteil der oben beschriebenen Frequenzverdopplungsmethode liegt in ihrer mangelnden Genauigkeit, aufgrund der Tatsache, daß viele Stromkreise beteiligt sind und daß jedes Phasenungleichgewicht in dieser Schaltung die Genauigkeit verringert. Außerdem wird durch die herkömmliche Verwendung einer Schleife nur im Teil des Stromkreises für die Ermittlung und die Anzeige der Ausgangsphase, während alle anderen Verarbeitungen mit offener Schleife durchgeführt wurden, die Genauigkeit weiter beeinträchtigt. Ein anderes Problem bei der früheren Technik ist die Notwendigkeit des Einsatzes eines Demodulator-Remodulator- Stromkreises vor dem Doppler, um den Verlustausdruck zu eliminieren. Dies erfordert eine beträchtliche Menge an zusätzlichem Schaltungsaufwand.
US-A-4 245 211 beschreibt die Verwendung einer Kalibrierungsanordnung, in der eine Kurzschluß-Verzögerungsleitung regelrecht in die Antennenleitung eingeschaltet und verwendet wird, um ein Kalibrierungssignal herzuleiten, das seinerseits einen Timer steuert, dessen Zielfrequenz-Abweichung ausgegeben wird. Es gibt keine geschlossene Schleife und keine Messung der Phase. Der Meßbereich wird durch Bestimmung einer Differenzfrequenz aus gemessen und eine Verzögerungsleitung wird verwendet, um ein Ziel zu simulieren.
Eine andere frühere Technik umfaßt das US-Patent 3,149,330 von Fiocco, das einen Höhenmeßkreis mit geschlossener Schleife in einem Dopplerradarsystem beschreibt. Die im Fiocco-Patent beschriebene geschlossene Schleife hat keine quadratischen Kanäle, deren Ausgänge multipliziert und verarbeitet werden, um eine Steuerspannung für eine steuerbare Verzögerung in der Schleife zu liefern. Dies ist jedoch eine bekannte Technik, wie sie im Artikel "Improving Frequency Acquisition of a Costas Loop", IEEE Transactions on Communications, Band COM-25, Nr. 12, Dez. 1977, beispielsweise beschrieben ist. Weiterhin beschreibt das US-Patent 4,245,221 von Kipp et al. eine Kalibrierungsanordnung in einem FM-CW-Radarentfernungsmeßsystem. Diese Anordnung mißt jedoch Frequenzdifferenzen, um Entfernungen zu bestimmen und betrifft vom Inhalt her nicht ein System, das Phasenverschiebungen mißt, um Geschwindigkeiten zu bestimmen.
Daher war die frühere Technik bei der Bereitstellung eines genauen, preiswerten Höhenmessers, der reflektierte Dopplersignale für die Geschwindigkeitsmessung verwendet, mangelhaft. Außerdem waren dort viele zusätzliche Stromkreise erforderlich, wo Kalibrierungen vorgeschlagen worden sind. Es besteht also in der bisherigen Technik der Bedarf nach einem genauen, kalibrierten Höhenmesser, der keine übermäßigen Mengen an zusätzlichen Schaltungen ansetzt.

Beschreibung der Erfindung

Es ist dementsprechend ein Ziel der vorliegenden Erfindung, die Schwierigkeiten der bisherigen Technik zu überwinden und eine verbesserte Höhenmeßvorrichtung vorzusehen, die reflektierte dopplerverschobene Signale verwendet, die für andere Navigationsmessungen vorgesehen sind.
Es ist ein genaueres Ziel der Erfindung, ein Höhenmeßsystem vorzusehen, in dem ein Höhenmeßkreis mit geschlossener Schleife vorgesehen ist, um in der Art einer offenen Schleife demodulierte reflektierte Signale, die eine Dopplerverschiebung aufweisen, in genauer Art und Weise zu verarbeiten.
Ein anderes Ziel der Erfindung ist es, einen Dopplerhöhenmeßkreis mit geschlossener Schleife vorzusehen, der quadratische Kanäle und eine Anordnung zur Kompensation der Differenzen zwischen den Quadraturkanälen umfaßt, indem die von den Kanälen verarbeiteten quadratischen Signale abgewechselt werden.
Es ist ein weiteres Ziel der Erfindung, ein kombiniertes Dopplergeschwindigkeits- und Höhenmeßsystem für ein Luftfahrzeug vorzusehen, in dem ein Höhenverarbeitungsteil mit geschlossener Schleife ein maximales Amplitudensignal zu einem geschwindigkeitsverarbeitenden Abschnitt liefert, um dessen Genauigkeit zu erhöhen.
Es ist ein zusätzliches Ziel der Erfindung, einen vereinfachten Kalibrierkreis für einen höhenverarbeitenden Kreis mit einer erhöhten Genauigkeit der Kalibrierung für eine Phasenverschiebung vorzusehen, die in den höhenverarbeitenden Teil eines Dopplergeschwindigkeits- und Höhenmeßsystems eingeführt wird.
Ein noch anderes Ziel der Erfindung ist es, die Genauigkeit eines Höhenmeßteils mit geschlossener Schleife eines Verarbeitungsbereichs für reflektierte Dopplerverschiebungssignale zu erhöhen, indem Bandpaßfilter in der geschlossenen Schleife vorgesehen werden.
In Übereinstimmung mit diesen und anderen Zielen der Erfindung wird eine Verbesserung in einem Dopplerradarnavigationssystem erreicht. Die Verbesserung basiert auf den Merkmalen, die im Kennzeichnungsteil von Patentanspruch 1 aufgeführt sind.
Vorteilhaft werden die Kosten des Systems gesenkt, indem gewisse Signalverarbeitungskreise gemeinsam mit dem Navigationssystem verwendet werden. Außerdem wird die Systemgenauigkeit erhöht, indem sowohl der Signalverarbeitungskreis als auch die steuerbare Verzögerung und der Steuerkreis in die geschlossene Schleife eingeschlossen werden.
Vorzugsweise veranlaßt der Steuerkreis die steuerbare Verzögerung, die Schleifenphasenverschiebung so festzusetzen, daß sie im wesentlichen mit der relativen Phasenverschiebung übereinstimmt. Außerdem umfaßt der Logikkreis eine Anordnung zur Abgabe eines Höhengattersignals von einer Dauer, die der Schleifenphasenverschiebung entspricht.
Weiter enthält der geschlossene Regelschleifenkreis einen ersten und zweiten Kanal zur Verarbeitung des ersten und zweiten quadratischen Signals und einen Multiplikator zur Multiplikation des ersten und zweiten quadratischen Signals, so wie sie vom ersten und zweiten Kanal verarbeitet worden sind, um ein Ausgangssignal aus zugeben, das dem daraus enthaltenen Produkt entspricht. Zusätzlich umfaßt der Steuerkreis Verarbeitungsmittel für die Verarbeitung des Ausgangssignals des Multiplikators, um eine. Steuerspannung für die steuerbare Verzögerung zur Festlegung der Regelschleifenphasenverschiebung vorzusehen.
Die Verarbeitungsmittel können einen Integrator für das Ausgangssignal des Multiplikators umfassen.
In einem spezifischeren Aspekt der Erfindung liefert die steuerbare Verzögerung das erste und zweite quadratische Signal, die jeweils bei einer Modulationsfrequenz moduliert werden und beide die Schleifenphasenverschiebung darstellen, die von der steuerbaren Verzögerung festgelegt wurde. Die Modulationsfrequenz kann doppelt so groß sein wie die Modulationsfrequenz des modulierten Dopplerradarstrahls.
Vorzugsweise umfaßt die Anordnung einen geschalteten Multiplexer zur abwechselnden Abgabe des ersten und zweiten quadratischen Signals an den ersten Kanal, während gleichzeitig abwechselnd das zweite und erste quadratische Signal an den zweiten Kanal geliefert werden. Dadurch wechselt die erfindungsgemäße Anordnung wiederholt die Kanäle ab, die das erste und zweite quadratische Signal verarbeiten, um permanente Differenzen auszuschalten, die sich aus Unterschieden in den Bauteilen der beiden Kanäle ergeben. Eine Schaltvorrichtung ist für das Schalten des Multiplexers vorgesehen.
In entsprechender Weise empfängt ein geschalteter Demultiplexer die abwechselnd verarbeiteten quadratischen Signale vom ersten und zweiten Kanal. Der Demultiplexer gibt ein erstes und ein zweites Ausgangssignal ab, das einem ersten und zweiten quadratischen Signalausgang durch die steuerbare Verzögerung entspricht. Der geschaltete Demultiplexer ist vorzugsweise so angeschlossen, daß er von der Schaltvorrichtung synchron zum Multiplexer geschaltet wird. Daher ist das erste Ausgangssignal ein Signal, das immer eine hohe Amplitude hat, und das zweite Ausgangssignal ein Signal, das immer eine niedrigere Amplitude als das erste Signal hat, wenn die Schleifenphasenverschiebung ungefähr mit der entsprechenden Phasenverschiebung übereinstimmt. Der Multiplikator ist so angeschlossen, daß er das erste und zweite Ausgangssignal vom Demultiplexer zur Abgabe des Ausgangsproduktsignals empfängt.
Zusätzlich sind Vorrichtungen vorgesehen, um das erste Ausgangssignal, das eine hohe Amplitude hat, wenn die Schleifenphasenverschiebung im wesentlichen mit der entsprechenden Phasenverschiebung übereinstimmt, mit einem frequenzabgleichenden Teil eines geschwindigkeitsverarbeitenden Kreises des Dopplernavigationssystems zu koppeln, wodurch die Genauigkeit seines geschwindigkeitsverarbeitenden Kreises verbessert wird.
In einem anderen Aspekt der Erfindung umfassen der erste und zweite Kanal je einen variablen Bandpaßfilter, um die Genauigkeit der Verarbeitung zu erhöhen.
In Übereinstimmung mit einem wichtigen Merkmal der Erfindung ist ein Kalibrierkreis zur Kalibrierung des Ausgangssignals vorgesehen, um Phasenverschiebungen zu kompensieren, die durch andere Bauteile als die steuerbare Verzögerung, die in der Schleifenphasenverschiebung enthalten ist, verursacht werden.
Vorzugsweise enthält der Kalibierkreis eine Schaltstruktur zum Abtrennen eines Mikrowellengenerators von einer Antenne, die verwendet wird, um Mikrowellenenergie in das Dopplerradarnavigationssystem zu übertragen. Ein Verzögerungsmeßkreis ist für die Messung einer Verzögerung zwischen der Mikrowellenenergie, die am abgetrennten Mikrowellengenerator reflektiert wird, und der vom Mikrowellengenerator erzeugten Mikrowellenenergie vorgesehen. Schließlich korrigiert ein Korrekturkreis das Ausgangssignal durch Subtraktion der gemessenen Verzögerung von der Schleifenphasenverschiebung, die durch das Ausgangssignal angegeben wird.
Vorteilhafterweise enthält der Kalibrierkreis auch eine Mikrowellenverzögerungsleitung, gefolgt von einem HF-Kurzschlußelement. Entsprechend ist die Schaltstruktur zur Verbindung des Mikrowellengenerators mit dem Kurzschlußelement zur Messung der Verzögerung einsetzbar. Diese Anordnung ist zur Korrektur der FM/AM-Umwandlung durch den Mikrowellengenerator vorgesehen.
Außerdem ist ein Timer vorgesehen, der die Schaltstruktur und den Verzögerungsmeßkreis periodisch aktiviert. Diese Anordnung wird verwendet, um periodische Messungen der Verzögerung zu veranlassen und eine periodische Kalibrierung des Höhenmeßkreises vorzusehen.

Kurze Beschreibung der Abbildungen

Die begleitenden Abbildungen, die in die Beschreibung eingebunden sind und einen Teil von ihr bilden, erläutern einige Aspekte der vorliegenden Erfindung und dienen zusammen mit der Beschreibung der Erklärung der Erfindungsprinzipien.
Fig. 1 zeigt einen Vorschlag des Standes der Technik, um Höhenmessungen mit einem Dopplernavigationssystem vorzusehen,
Fig. 2 zeigt einen anderen Vorschlag des Standes der Technik, um Höhenmesser mit einem Dopplernavigationssystem vorzusehen,
Fig. 3 zeigt eine geometrische Beziehung zwischen einem gesendeten Dopplernavigationsstrahl und der Höhe des Flugzeugs,
Fig. 4 zeigt ein Blockschaltbild des Höhenmeßteils eines Dopplersystems in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung,
Fig. 5 zeigt eine alternative Ausführung der Erfindung,
Fig. 6 zeigt eine Anordnung, die verwendet wird, um einen Kalibrierungsfaktor für den erfindungsgemäßen Höhenmesser zu erhalten,
Fig. 7 zeigt einen Ein-/Ausgangskreis der Erfindung,
Fig. 8 zeigt eine Änderung der Ausführung aus Fig. 4,
Fig. 9a-f zeigen
Frequenzspektren an verschiedenen Punkten der Ausführung in Fig. 4 und 8.

Beste Art der Ausführung der Erfindung

In Übereinstimmung mit den oben dargelegten Zielen der Erfindung ist eine Verarbeitungsanordnung mit geschlossener Schleife für zurückgesendete Dopplerechos in einem Dopplernavigationssystem vorgesehen. Vor der Beschreibung der erfindungsgemäßen Anordnung wird folgend eine kurze Erklärung der Geometrie und des gesendeten und empfangenen Strahls in einem Dopplernavigationssystem gegeben.
Ein bekanntes Dopplerradarsystem arbeitet durch Sendung von vier sequentiell geschalteten Strahlen frequenzmodulierter HF-Energie an die Erde und durch Empfang der dopplerverschobenen Rücksendungen. Das zurückgesendete Echo dieses FM-Dauer-Strichradarstrahls enthält die FM-Trägerfrequenz und Seitenbänder bei den Vielfachen der FM-Frequenz. Die Geschwindigkeit und andere Navigationsdaten werden durch Analyse des zurückgesendeten Strahls erhalten, insbesondere durch Messung der Dopplerverschiebung im ersten Seitenband (J1). Zusätzlich zur Dopplerfrequenzverschiebung enthält das Seitenband auch eine Phasenverschiebung durch die Zeit für den zurückgelegten Weg vom Radar zur Erde und zurück zum Radar. Diese Phasenverschiebung ist direkt proportional zur Höhe, wie folgt.
Fig. 3 zeigt den einen der vier Strahlen des Dopplersystems, der in einem Schräg- oder Neigungswinkel ψ zur Vertikalen von einer Empfänger-/Sendereinheit 60 gesendet wird. Der Strahl durchläuft eine Entfernung R und wird von der Erde 62 reflektiert. Die Zeit für Hin- und Rückweg der HF-Energie ist 2 R/C, wobei C die Lichtgeschwindigkeit ist. Die Höhe h steht zur Neigung in folgender Beziehung
(5) h = R cos ψ
und dadurch ist
(6) h = (C ΔT cos ψ)/2.
Der Ausdruck ΔT ist eine Phasenverschiebung in der Dopplerrücksendung, die sich auf das übertragene Signal bezieht. Diese Phasenverschiebung Δξ ist durch die Gleichung
(7) Δψ = 2 π fm ΔT
gegeben, so daß folgt:
(8) h = (C cos ψ) (Δξ)/(4 π fm) = K Δξ.
Der Koeffizient K ist eine bekannte Konstante für jedes gegebene Dopplersystem, so daß die Höhe die gemessene Phasenverschiebung mal einer Konstanten ist. Dadurch enthält die Dopplerrücksendung Daten bzw. Informationen (Phasenverschiebung), die zur Höhenmessung verwendbar sind.
Anders als ein separater Höhenmesser hat eine Einheit, die mit einem Dopplernavigationssystem kombiniert ist, eine Anzahl an Vorteilen. Dadurch verwenden sowohl der geschwindigkeitsverarbeitende Kreis als auch der Höhenmeßkreis denselben Antennenkreis (HF-Quelle, R/T-Modul, Mikrowellenschalter und Antenne). Das R/T-Modul kann so ausgebildet sein, daß es sowohl SSB- (Einseitenband) als auch DSB- Ausgaben liefert. Die SSB-Ausgabe wird zur Geschwindigkeitsmessung verwendet, während die DSB-Ausgabe zur Höhenmessung an den Höhenmesser gegeben wird.
Ein Blockschaltbild des erfindungsgemäßen Höhenmessers mit geschlossener Schleife ist in Fig. 4 dargestellt und ist allgemein mit der Bezugszahl 100 bezeichnet. Obwohl die erfindungsgemäße Anordnung in sich abgeschlossen ist und unabhängig von anderen Verarbeitungskreisen arbeiten kann, ist sie für den Betrieb in Verbindung mit einem Dopplernavigations- und Geschwindigkeitsmeßsystem vorgesehen.
Entsprechend umfaßt die abgebildete Ausführung der Erfindung einen Signalverarbeitungsteil 102, der mit dem Geschwindigkeitsnavigationssystem gemeinsam ist. Darin wird ein reflektiertes DSB-Signal an einem Anschluß 104 empfangen und vom ersten und zweiten quadraturverarbeitenden Kanal 106 bzw. 108 verarbeitet. Die beiden Kanäle sind im wesentlichen identisch und enthalten die Mischer 110 und 112 zum Mischen des empfangenen Signals mit geschalteten quadratischen Feedback-Signalen, die später noch beschrieben werden. Die Ausgaben der Mischer werden an die LEFs 114, 116 und die Niederpaßfilter 118 und 120 übergeben.
Die Ausgangssignale der Filter 118 und 120 werden vom Demultiplexer 122 demultiplexiert, der mit einem Schaltsignal von vorzugsweise 1,8 Hz betrieben wird. Wie aus der folgenden Beschreibung hervorgeht, liefern die beiden Ausgangssignale vom Demultiplexer 122 Signale, die mit der Verschiebungsfrequenz der Dopplerrücksendung variieren und die Amplituden haben, die proportional zum Sinus bzw. Cosinus einer Differenz zwischen einer Schleifenphasenverschiebung, die im Höhenmesser entwickelt wird, und der Phasendifferenz des DSB-Signals und dem ursprünglich ausgesendeten Signal sind.
Weiterhin wird betont, daß, wenn die Schleife geschlossen ist, die Phase des Feedbacksignals so gesteuert wird, daß sie mit der Phase des ankommenden Zweiseitenbandsignals übereinstimmt, so daß die oben festgestellte Phasendifferenz gegen Null geht. Entsprechend ist unter dieser Bedingung die Größe eines der vom Demultiplexer 122 aus gegebenen Ausgangssignale immer höher als die Größe des anderen und erlaubt genauere Ermittlung der darin enthaltenen Dopplerphasenverschiebungsfrequenz. Entsprechend wird dieses Signal durch die Ausgangsleitung 124 an einen Frequenzabgleicher des Dopplernavigationssystems (nicht abgebildet) angelegt.
Die beiden Ausgangssignale vom Demultiplexer 122 werden durch einen Multiplikator 126 multipliziert, um ein Ausgangssignal abzugeben, das mit dem Sinus der doppelten oben bemerkten Phasendifferenz variiert und eine zeitabhängige Komponente hat, die mit der doppelten Dopplerrücksendung- Verschiebungsfrequenz variiert. Dieses Signal wird durch einen Integrator 128 integriert, um dessen Zeitabhängigkeit zu beseitigen und ein Steuersignal mit einer Spannung abzugeben, die mit der Phasendifferenz variiert.
Ein Wandler von Spannung in Verzögerung oder eine steuerbare Verzögerung 130 wird durch die Steuersignalausgabe des Integrators 128 gesteuert, um Ausgangssignale mit einer steuerbaren Phasenverschiebung zu erzeugen. Genauer gesagt wird ein doppelmodulierendes Signal mit der doppelten Modulationsfrequenz der Dopplersignale auch in die steuerbare Verzögerung eingegeben, die zwei Ausgangssignale liefert, die dem Sinus und Cosinus der Modulationsfrequenz entsprechend variieren und von ihr durch eine Schleifenphasenverschiebung phasenverschoben sind, die auf das Steuersignal ansprechend erzeugt wird. Um die Schleife zu schließen, werden die beiden Signalausgänge durch die steuerbare Verzögerung 130 in die Mischer 110 und 112 zurückgeführt.
Um jedoch zu vermeiden, daß immer der Sinussignal-Ausgang durch die Verzögerung 130 in einem der beiden Kanäle, z. B. 106, und immer der Cosinusausgang in dem anderen, z. B. 108, verarbeitet wird, ist ein Multiplexer 132 vorgesehen. Der Multiplexer 132 wird durch ein Schaltsignal, wie das des Demultiplexers 122 gesteuert, also 1,8 Hz. Das Schaltsignal veranlaßt den Multiplexer 132, seine Ausgänge zu vertauschen, so daß während einer Hälfte des 1,8 Hz-Zyklus eine erste Ausgabe der Verzögerung 130 an den ersten Kanal 106 und die zweite Ausgabe der Verzögerung 130 an den zweiten Kanal 108 übergeben wird. Während der zweiten Hälfte des 1,8 Hz-Zyklus wird die zweite Ausgabe der Verzögerung 130 an den ersten Kanal 106 übergeben, während die erste Ausgabe an den zweiten Kanal 108 übergeben wird.
Da der Demultiplexer 122 entsprechend geschaltet ist, wird während der ersten Hälfte des 1,8 Hz-Zyklus das Signal von einem der beiden Kanäle an eine Ausgangsleitung 124 angelegt, wohingegen während der zweiten Hälfte des 1,8 Hz- Zyklus das Signal vom anderen der beiden Kanäle an die Ausgangsleitung 124 übergeben wird. Daher ermöglicht die obige Anordnung, daß das Signal, das als Cosinus der Phasendifferenz variiert, entweder durch den Kanal 106 oder 108 verarbeitet wird, an die Ausgangsleitung 124 und den Frequenzabgleicher übergeben wird, als ob sich weder der geschaltete Multiplexer 132 noch der geschaltete Demultiplexer 122 im Stromkreis befänden.
Da jedoch sowohl der geschaltete Multiplexer 132 als auch der geschaltete Demultiplexer 122 im Verarbeitungskreis enthalten sind, ist ersichtlich, daß irgendwelche Diskrepanzen zwischen den Kanälen gleichmäßig auf die verarbeiteten Signale verteilt werden. Dadurch wird keines der beiden Signale kontinuierlich durch die Eigenschaften nur eines Kanals beeinflußt. Beide Signale werden im wesentlichen gleich durch beide Kanäle beeinflußt, was zur Genauigkeit des verbesserten Systems gemäß der Erfindung beiträgt.
Ein anderer Aspekt der Erfindung wird durch den Logikkreis 134 dargestellt. Genauer wird eines der durch die steuerbare Verzögerung 130 erzeugten Feedback-Signale zusammen mit dem eingegebenen doppelmodulierten Frequenzsignal verarbeitet, so daß ein Gattersignal abgegeben wird, dessen Dauer proportional zur Phasenverschiebung der Schleife und dadurch zur Höhe des Flugzeugs ist. Da dieses Feedback-Signal eine Rechteckwelle ist, kann ein Höhengattersignal leicht erzeugt werden. Die Höhengattergröße wird dann durch Verwendung eines Oszillators und eines Zählers in einen Höhenwert umgewandelt.
Der Betrieb der Schleife aus Fig. 4 wird im folgenden beschrieben. Das Zweiseitenband-Signal wird durch Gleichung (9) dargestellt:
(9) DSB in = cos[(wm+wD)t+u] + cos[(wm-wD)t+u]+cos(wmt+u),
wobei der erste und zweite Ausdruck das DSB-Signal darstellen und der dritte Ausdruck ein Verlustausdruck ist.
Das DSB-Eingangssignal wird in den Mischern 110 und 112 mit den Feedback-Signalen gemischt. Wie oben angemerkt, bestehen die Feedback-Signale aus zwei Quadraturausdrücken bei FM-Frequenz mit einer steuerbaren Phase. Die beiden Quadraturausdrücke werden bei einer Frequenz von 1,8 Hz vor- und zurückgekippt, um eventuelle Fehlanpassungen in den beiden Kanälen 106 und 108 zu löschen. Dieses Mischen führt dazu, daß der Verlustausdruck eine reine Gleichstromgröße ist, die von den Verlustvermeidungsfiltern 114 und 116 gesperrt wird.
Die Niederpaßfilter 118 und 120 werden verwendet, um die Summenausdrücke zu löschen, die beim Mischvorgang entstehen. Die Form des Ausgangssignals der Niederpaßfilter ist in den Gleichungen 10 und 11 dargestellt:
(10) eb = sin/cos (uSchleife-u) cos (wDt)
(11) ec = cos/sin (uSchleife-u) cos (wDt)
In den obigen Gleichungen gibt der Schrägstrich an, daß Sinus und Cosinus (Gleichung 10) bzw. Cosinus und Sinus (Gleichung 11) sich abwechseln. Wie dargestellt, enthalten beide Signale den Cosinus der Dopplerfrequenz. Die Amplitude des einen verarbeiteten Signals ist jedoch proportional zum Sinus der Phasendifferenz zwischen der Eingabe und den Feedbacksignalen, während die Amplitude des anderen verarbeiteten Signals proportional zum Cosinus der Phasendifferenz ist. Dadurch wird die Amplitude des einen Kanals auf ein Maximum und die des anderen Kanals auf ein Minimum gebracht, wenn die Schleife geschlossen ist und die Phasendifferenz auf Null gebracht wird.
Die beiden Kanäle werden erneut bei einer Frequenz von 1,8 Hz im Demultiplexer 122 vor- und zurückgekippt, so daß das an den Frequenzabgleicher gegebene Signal für den geschwindigkeitsbestimmenden Teil des Dopplersystems immer im maximierten Kanal ist, wie in Gleichung (12) beschrieben.
(12) ed = cos (uSchleife-u) cos(wDt)
Die beiden Kanäle werden nun gemeinsam mit Hilfe des Multiplikators 126 multipliziert, so daß ein Fehlerausdruck entsteht, der in Gleichung (13) beschrieben ist.
(13) eE = [1+cos(2wDt)] sin[2(uSchleife-u)]
Gleichung (13) zeigt, daß der Fehlerausdruck sowohl Wechselstrom- als auch Gleichstromkomponenten hat. Dieser Fehlerausdruck wird in den Integrator 128 eingegeben, der die Wechselstromkomponente herausfiltert und die Gleichstromkomponente des Fehlerausdrucks integriert. Die Ausgabe des Integrators ist eine Spannung, die die Phasenverschiebung darstellt, die zurück in die Eingangsmischer gegeben wird. Diese Spannung wird im Verzögerungskreis 130 in eine Phasenverschiebung umgewandelt. Die Ausgabe des Kreises 130 besteht aus den beiden Quadraturausdrücken in den Gleichungen (14) und (15).
(14) ef = sin (wmt+uSchleife)
(15) eg = cos (wmt+uSchleife)
Diese Signale werden vom Multiplexer 132 vor- und zurückgekippt, der abwechselnd die Signale ef und eg zu jedem der beiden Kanäle liefert, wie zuvor beschrieben. Wird die Schleife geschlossen, wird der Feedback-Phasenausdruck uSchleife so gesteuert, daß er mit der Eingangsphase u übereinstimmt.
Die vorangehenden reinen Sinusdarstellungen dienen nur der Veranschaulichung. Die Hardware stellt jedoch quadratische Wellen her. Dadurch erzeugt der Spannungs-/Verzögerungs- Wandler bei FM-Frequenz zwei Rechteckwellen in Quadratur mit einer Verzögerung, die proportional zur Spannung des Integrators ist. Das Kippen der quadratischen Signale geschieht bei einer Frequenz von 1,8 Hz.
Der Hauptvorteil dieser Erfindung gegenüber vorherigen Ausführungen ist die Fähigkeit des vorliegenden Kreises, präzises Betriebsverhalten ohne übermäßige Mengen von Hardware zu ergeben. Die hohe Genauigkeit wird durch Verwendung einer Methode mit geschlossener Schleife erreicht. In dieser Ausführung wird die Basis für die Genauigkeit des Systems primär in den Quadraturmischern 110 und 112 am Eingang der Höhenmeßschleife gelegt. Die Hauptfehlerursache ist der Quadraturfehler in den Mischsignalen, der so eingestellt werden kann, daß er sehr klein ist. Jedwede Verstärkungsänderungen und Phasenverschiebungen in der Schleife können das Ansprechen der Schleife auf die Frequenz beeinflussen, führen aber nicht zu Fehlern in der Höhenmessung.
Ein anderer Vorteil dieser Erfindung ist, daß der maximierte Kanal der Höhenmeßschleife an den Frequenzabgleicher gegeben wird, um die Dopplerverschiebung abzugleichen. Andere Methoden erforderten, daß die beiden Kanäle addiert wurden, oder daß der DSB-Ausdruck demoduliert und dann remoduliert wurde, um einen SSB-Ausdruck für den Frequenzabgleicher zu erzeugen. Diese beiden Methoden führen zu einem 3 db-Verlust im Signal-Störungs-Verhältnis, während die Verwendung des maximierten Kanals gemäß der vorliegenden Erfindung zu keinem solchen Verlust führt.
Zwei Verbesserungen der Abgleichschleife können leicht durchgeführt werden. Die erste ist eine Methode, um die Genauigkeit noch weiter zu verbessern und darüber hinaus sogar Schwankungen im Betriebsverhalten abzubauen. Genauer gesagt werden variable Bandpaßfilter anstelle der Niederpaßfilter 118 und 120 der Fig. 4 verwendet.
In Übereinstimmung mit diesem Ansatz wird die Mittelfrequenz des Filters durch Daten vom Frequenzabgleicher eingestellt. Dadurch soll das Verhältnis von Signal zu Rauschen des Produktsignals eE verbessert werden, das vom Multiplikator 126 ausgegeben wird. Bedingt durch den Einsatz von Niederpaßfiltern haben die beiden Multiplikatoreingänge eine Bandbreite von ca. 9 kHz, um diejenigen Dopplerverschiebungen aufzunehmen, die bei maximalen Fluggeschwindigkeiten erwartet werden. Bei Verwendung von auf Dopplerfrequenz zentrierten Bandpaßfiltern kann diese Bandbreite auf ca. 1 kHz verringert werden. Die Verbesserung des Verhältnisses von Signal zu Rauschen am Ausgang des Multiplikators führt zu geringerer Höhenschwankung und verbesserter Genauigkeit. In der früheren Technik wurde versucht, ähnliche Ergebnisse zu erzielen. Solche Versuche erforderten jedoch in der früheren Technik die Verwendung eines zweiten Mischers, der bei Dopplerfrequenz betrieben wurde, gefolgt von einem Niederpaßfilter. Gemäß der vorliegenden Erfindung ist der Einsatz des vorgeschlagenen Bandpaßfilters, einer Methode, die erst seit kurzem überhaupt durchführbar ist, jedoch kosteneffektiver und platzsparender.
In Fig. 8 ist nun eine Anordnung gezeigt, in der variable Bandpaßfilter (VBPF) in die Ausführung nach Fig. 4 eingefügt worden sind. Speziell sind VBPFs 218 und 220 hinter den Niederpaßfiltern 118 und 120 eingefügt worden. Die Frequenzspektren der Spannungen eg und ec am Eingang des Demultiplexers 122 und der Spannung eE am Ausgang des Multiplikators 126 sind in den Fig. 9a-9f dargestellt. Die Fig. 9a-9c stellen die Spektren der Signale ee, ec und eE für die Ausführung nach Fig. 4 dar, während die Fig. 9d-9f die Spektren derselben Signale für die geänderte Ausführung nach Fig. 8 darstellen.
Wie darin gezeigt und oben beschrieben, ist die Bandbreite der Signale, die an den Multiplexer gegeben werden, ca. 9 kHz, während die Frequenz der Dopplersignale irgendwo zwischen 0 und 8 kHz in Abhängigkeit der Fluggeschwindigkeit liegen kann. Nach Multiplikation der beiden Kanäle liegt die Rauschbandbreite im Bereich von 0-18 kHz. Nur das Dopplersignal enthält jedoch nützliche Informationen, während das Rauschen nur unerwünschte zufällige Schwankungen erzeugt. Zusätzlich können die unerwünschten Rauschsignale auch zu Vorspannungsfehlern im Multiplikator führen.
Die Methode, um die Wirkungen des Rauschens in der Ausführung aus Fig. 8 zu verringern, beruht darauf, das Rauschen aus dem Signal vor Eingabe in den Multiplikator heraus zufiltern. Da dem gemäß der Erfindung verwendeten Frequenzabgleicher Informationen über die spezielle Dopplerfrequenz zur Verfügung stehen, werden diese Informationen an einen VBPF übergeben, so daß dessen Mittelfrequenz so eingestellt werden kann, daß sie mit der des Dopplersignals übereinstimmt.
Die Ergebnisse dieser Methode sind in Fig. 9d-9f dargestellt. Wie darin zu sehen ist, wurde die resultierende Rauschbandbreite beträchtlich verringert.
Eine andere mögliche Verbesserung der Anordnung nach Fig. 4 umfaßt die Änderung der Höhenmeßschleife, so daß sie nach unten hin bis zur Geschwindigkeit Null arbeiten kann. Mit der Schleife aus Fig. 4 können jedoch Probleme bei der Arbeit bis zur Geschwindigkeit Null hin auftreten, da der Verlustausdruck nach den Mischern 110 und 112 eine Gleichstromgröße ist. Diese Gleichstromkomponente wird im LEF- Kreis gesperrt, der grundsätzlich ein Hochpaßfilter ist, dessen Niederfrequenzgrenze so gewählt ist, daß die niedrigste Dopplerfrequenz durchgelassen wird.
Derzeitige Praxis ist es jedoch, die Phase des in den Mischern verarbeiteten Feedbacksignals zu variieren, was zu einer Modulation des Gleichstrom-Verlustsignals führt. Ist die minimale Dopplerfrequenz hoch, ist dies kein Problem, da die Niederfrequenzgrenze des Hochpaßfilters hochgesetzt werden kann, um jeglichen Verlust auszufiltern. Wird bei niedriger Geschwindigkeit gearbeitet, ist dies jedoch nicht möglich. Eine mögliche Lösung ist es, einen Kreis mit einem Demodulator, LEF und Remodulator einzubauen, wie oben in Fig. 2 dargestellt. Da die Phase des Mischsignals im Demodulator konstant wäre, würde der Verlust genau eine Gleichstromgröße sein. Die Ausgabe dieses Kreises wäre ein Zweiseitenbandsignal ohne Verlust. Dieses Signal könnte nun zur Verarbeitung in die Höhenmeßschleife eingegeben werden.
In Fig. 5 ist eine andere, vereinfachte Ausführung der Erfindung ohne die Kanalschaltanordnung abgebildet. Dadurch wird das DSB-Eingangssignal von einem Phasenteiler 150 an einen Mischerteil 152 zum Mischen mit den beiden quadratischen Signalen gegeben, die vom steuerbaren Verzögerungskreis 130 erzeugt werden. Der Verlustausdruck wird durch Wechselstromverbindung der Mischerausgabe unter Verwendung von Kondensatoren 154 entfernt. Die resultierenden Signale werden an einen Niederpaßfilterbereich 156 übergeben, der vorgesehen ist, um sowohl die Summenausdrücke aus der Mischerausgabe zu entfernen als auch die Bandbreite des in den Signalen enthaltenen Rauschens zu verengen.
Ein zweiter Phasenteiler 158 gibt das Signal von dem einen Kanal an den Multiplikator 160, während ein harter Begrenzer 162 die Signale begrenzt, die vom anderen Kanal an den Multiplikator gegeben werden. Der Multiplikator erzeugt einen Gleichstromfehlerausdruck, der durch ihn ausgegeben und an einen Integrator 164 übergeben wird. Die Integratorspannung, die die Phasenverschiebung für die steuerbare Verzögerung 130 darstellt, kann daher in eine Darstellung der Höhe umgesetzt werden.
In einem praktischen Dopplersystem werden vier Strahlen zusammen mit möglicherweise zwei FM-Frequenzen verwendet. Dadurch sollte der Höhenmesser in der Lage sein, gleichzeitig acht unabhängige Phasenverschiebungen zu verfolgen. Dies geschieht in der vorliegenden Erfindung durch zeitlich verzahnte Verarbeitung der Schaltung zwischen den acht Strahlen. Um dieses Konzept zu verdeutlichen, zeigt der Integrator 164 ein Detail (im Integrator 128 in der Ausführung aus Fig. 4 nicht dargestellt), worin ein Feedback- Kondensator für einen Betriebsverstärker enthalten ist. Um die acht Signale unabhängig voneinander zu integrieren, können acht geschaltete Kondensatoren im Integrator verwendet werden. Darüber hinaus sind Schnittstellenkreise enthalten, um die Phasenverschiebung in ein Digitalwort für eine Computersteuerung für das System umzuwandeln.
Alternativ kann eine digitale Ausführung für den Integrator vorgesehen werden, wofür Auf-/Abwärts-Zähler verwendet werden. Die gesteuerte Verzögerung kann ein getaktetes Schieberegister, das eine grobe Verzögerung im Ansprechen auf den Integrator vorsieht, und eine Verzögerungsleitung für den Ausgang des Schieberegisters aufweisen, das auch auf den Integrator anspricht, um feine Variationen in der Verzögerung zu bewirken. Weiterhin kann eine harte Begrenzung der Signale in beiden Kanälen verwendet werden, um Signale in TTL-Pegel-Signale umzuwandeln, wodurch die Verwendung eines digitalen Multiplikators in der Form eines Exklusiv-Oder-Gatters, eines UND-Gatters, o. ä. ermöglicht wird, um ein logisches Produkt aus Ausgangssignalen mit zweckmäßig definierten logischen Pegeln abzugeben.
Wie oben beschrieben, erfordert ein Höhenmesser eine Art von Kalibrierkreis, um Mikrowellen- und HF-Phasenverschiebungen zu kompensieren. An einer in einer Art von Dopplersystem verwendeten Antenne durchgeführte Tests zeigen beispielsweise, daß sich die interne Hardwareverzögerung mit der Temperatur um bis zu 500 nsec ändern kann. Solche Änderungen entsprechen spürbaren Höhenänderungen von ca. 70 m (230 Fuß), die bei niedrigen Höhen sehr bedeutend sein können. Entsprechend umfaßt die vorliegende Erfindung automatische Kalibrierungssequenzen für den Höhenmeßteil, der dem Dopplergeschwindigkeitssensorsystem hinzugefügt worden ist.
Im einzelnen wurde entschieden, anstatt einen HF-Modulator hinter dem Gunn-Oszillator einzufügen, eine Modulation für das FM-Signal vorzusehen, das an den Gunn-Oszillator gesendet wird, indem ein DSB-FM-Ausgangssignal von diesem abgegeben wird. Es kann Amplituden- oder Phasenmodulation eingesetzt werden. Die bevorzugte Ausführung der vorliegenden Erfindung setzt Amplitudenmodulation ein. Indem die Mikrowellenschalter geöffnet werden, die normalerweise das Ausgangssignal an die Antenne abgeben, werden die Signale statt dessen zu dem Höhenabgleichskreis aus Fig. 4 reflektiert, wo die normale Verarbeitung stattfindet. Da die einzige Phasenverschiebung am Signal, das während einer solchen Kalibrierungssequenz verarbeitet wird, von der internen Hardwareverzögerung stammt, wird die Verschiebung gespeichert, sobald der Verarbeitungsbereich der geschlossenen Schleife sich auf die Phasenverschiebung aufschaltet, und zwar zur Verwendung in einem normalen Verarbeitungsmodus, um die angegebene Höhe einzustellen.
Ein Blockschaltbild eines Teils des Mikrowellenkreises im Empfangs-/Sendemodul ist in Fig. 6 dargestellt. Der abgebildete Kreis wird verwendet, um den Höhenmesser wie folgt zu kalibrieren. Während des normalen Höhenineßbetriebs wird eine 13,3 GHz-Ausgabe eines Gunn-Mikrowellenoszillators 170 durch einen FM-Generator moduliert, der einen Teil eines Generators und Modulators 172 bildet. Der FM-Generator formt einen FM-Frequenzausdruck von einem Timer 174, der bei einer Frequenz von 1,8 kHz abgegeben wird, beispielsweise in eine Sinuswelle um. Die Sinuswelle wird für die Frequenzmodulation des Ausgangs von Gunn-Oszillator 170 verwendet. Die Mikrowellenenergie, die vom Oszillator 170 erzeugt wird, wird durch einen Isolator 176, einen Koppler 178 und einen Zirkulator 180 geschickt, die für das richtige Senden der Mikrowelle erforderlich sind. Das Signal wird durch die Mikrowellenschalter 182 an den richtigen Antennenanschluß geleitet.
Die Mikrowellenenergie wird durch den Anschluß zur Erde ausgesendet und zurück zum Anschluß reflektiert, von wo sie durch den Schalter 182, den Zirkulator 180 und den Koppler 178 zurückgeleitet wird. Vom Koppler 178 wird das reflektierte Signal an einen Mischer 184 gegeben, der das Signal auf eine Zwischenfrequenz (IF) demoduliert. Das Signal wird von einem IF-Verstärker 186 verstärkt. Der Ausgang des Verstärkers 186 ist der DSB-Ausdruck, der an den Eingangsanschluß 104 des Höhenmessers aus Fig. 4 gegeben wird.
Dadurch wird eine beträchtliche Menge von Mikrowellenkreisen beim Betrieb des Dopplersystems verwendet. Diese Kreise fügen dem verarbeiteten Signal verschiedene Phasenverschiebungen hinzu. Wie oben angemerkt, können sich die Phasenverschiebungen mit Zeit und Temperatur ändern und ändern sich auch. Im Kalibrierungsmodus für das Messen der sich ändernden Phasenverschiebungen wird periodisch ein kurzer Kalibrierungszyklus eingegeben, beispielsweise alle 10 Sekunden.
In diesem Modus ist der Modulatorteil des FM-Generators 172 eingeschaltet. Dies führt dazu, daß der Ausgang der FM- Sinuswelle durch eine Frequenz des Timers moduliert wird. Beispielsweise kann eine Modulationsfrequenz von 1,8 kHz verwendet werden. Der Betrieb des Mikrowellenkreises ist der gleiche wie oben für den normalen Betriebsmodus bis zu den Schaltern 182 hin beschrieben. Die Mikrowellenenergie wird jedoch während des Kalibrierungsmodus statt an den Antennenanschluß an eine Verzögerungsleitung 188 geleitet, die in einem Kurzschluß 190 endet. Die Mikrowellenenergie geht durch die Verzögerungsleitung, wird durch den Kurzschluß zurückgeworfen und geht durch die Schalter 182, den Zirkulator 180 und den Koppler 178 in den Mischer 184 zurück.
Das Signal aus dem Mischer ist immer noch ein DSB-Signal, simuliert jedoch eine Dopplerverschiebung der Modulationsfrequenz und mit Phasenverschiebung, z. B. 1,8 kHz, wie vom FM-Generator und Modulator 172 abgegeben. Während die tatsächlichen Dopplerverschiebungs-Seitenbänder im Systembetrieb Phasenverschiebungen aufgrund von Mikrowellen- und HF-Kreisen sowie von Wegzeiten zur und von der Erde umfassen, haben die Seitenbänder im Kalibrierungsmodus nur aufgrund des Mikrowellen- und HF-Kreises eine Phasenverschiebung. Der Höhenmesser in Fig. 4 mißt diese Phasenverschiebung im Kalibrierungsmodus und verwendet das Ergebnis, um die Anzeige im Normalmodus zu korrigieren, wodurch jede interne Phasenverschiebung aus der Höhenangabe eliminiert wird.
Ein Ein-/Ausgabemodul (I/O), dargestellt in Fig. 7, führt die entsprechende Korrektur der normalen Höhenmessung folgendermaßen aus:
Die Funktion des I/O-Kreises ist es, die Phasenschleife, die durch die steuerbare Verzögerung 130 gebildet wird, gemäß der Verzögerung zwischen dem zurückkommenden Signal und dem gesendeten Signal in einen Wert umzuformen, der die Höhe beispielsweise in Fuß darstellt. Zusätzlich muß der I/O-Kreis in der Lage sein, den Kalibrierungsfaktor, der während jedem Betrieb im Kalibrierungsmodus gemessen wurde, vom Höhenwert abzuziehen. Dies geschieht durch den Logikkreis 134, der Bezugs- und Verzögerungssignale gemeinsam auftastet und einen Impuls formt, dessen Breite von dieser Verzögerung abhängt.
Ein Taktgatterkreis 200, der vom Ausgangsgatter des Logikkreises 134 aufgetastet wird, übergibt ein hochfrequentes Taktsignal, beispielsweise 16 MHz, an einen Zähler 202. Dadurch wird der Taktgeber für eine Zeitspanne gezählt, die der Verzögerung entspricht, welche die Höhe darstellt. Indem eine entsprechende Gatterperiode im Ansprechen auf die Schleifenphasenverschiebung vorgesehen wird, und indem ein entsprechendes Frequenztaktsignal verwendet wird, kann der Wert im Zähler 202 am Ende der Zeitspanne die Höhe direkt (1 Einheit = 1 Fuß, ca. 30,5 cm) oder proportional darstellen.
Obwohl Variation des Hochfrequenztakts in Betracht gezogen wird, um die gewünschte Äquivalenz zwischen dem Wert und der Höhenangabe zu erreichen, ist eine solche Variation nicht immer notwendig. Daher wird in der gegenwärtig bevorzugten Ausführung die Ausgabe der Zähler 202 an einen Mikroprozessor (nicht abgebildet) übergeben, der auch die Zählerausgaben speichert, die im Kalibrierungsmodus verwendet werden. Die Subtraktion der beiden Modi sowie Skalenfaktorkorrekturen werden auf diese Weise alle vom Mikroprozessor durchgeführt.
Ein Parallelzähler 204 ist für die Speicherung des Kalibrierungswerts vorgesehen. Dadurch tastet der Taktgatterkreis 200 das Taktsignal auf die beiden Zähler 202 und 204 Ein Signal im Kalibrierungsmodus aktiviert den einen der beiden Zähler und deaktiviert den anderen. Dadurch ist während des Normalbetriebs der Zähler 202 aktiviert und der Zähler 204 deaktiviert. Während des periodischen Betriebs im Kalibrierungsmodus ist der Zähler 202 deaktiviert und der Zähler 204 aktiviert, um das Taktsignal vom Gatterkreis 200 zu empfangen.
In diesem Zusammenhang sei angemerkt, daß der Timer 174 alle Taktsignale erzeugt, wie die FM-Frequenz, das 1,8 kHz-Kalibrierungssignal, das 1,8 Hz-Kippsignal und das 0,1 Hz-Signal zum Einschalten der Kalibrierung. Demzufolge sind in Fig. 6 mehrere Ausgangssignale vom Timer gezeigt.
Ein Zähltimer 206 wird verwendet, um den Wert auf dem Zähler 202 abzulesen. Da jedoch ein Kalibrierungs-(Korrektur-) Wert ,im Zähler 204 gespeichert ist, wird dieser Wert durch den Timer 206 vom Zähler 202 abgezogen, wodurch der Zähler 202 den Inhalt des Zählers 204 herunterzählt oder direkt abzieht. Die resultierende korrigierte Ausgabe wird sowohl für analoge als auch für digitale Anzeigen geliefert, wobei eine Kombination aus Zwischenspeicher und D/A-Wandler 208 oder ein Ausgangszähler 210 verwendet wird.
Obwohl ähnliche Kalibrierungsmethoden in der Vergangenheit geprüft wurden, waren diese bisher angestellten Versuche erfolglos. Ein Hauptgrund für das bisherige Scheitern ist, daß der Oszillator dem Signal eine andere Phasenverschiebung gibt, als wenn keine solche Phasenmodulation verwendet wird, wenn die FM-Sinuswelle, die an den Gunn-Oszillator gegeben wird, moduliert wird. Dadurch stimmt die im Kalibrierungsmodus gemessene Phasenverschiebung nicht mit der im Normalmodus überein. Entsprechend ergibt sich daraus eine falsche Kalibrierung des Höhenmessers.
Tests zeigen, daß der Grund dafür eine inhärente FM/AM- Umwandlung ist, die im Inneren des Gunn-Oszillators auftritt. Wenn Tests mit Gunn-Oszillatoren mit sehr niedriger FM/AM-Umwandlung durchgeführt wurden, waren die Ergebnisse im Kalibrierungsmodus viel besser. Es ist jedoch sehr teuer, einen Gunn-Oszillator mit sehr niedrigem FM/AM-Faktor herzustellen. Die vorliegende Erfindung überwindet diese Schwierigkeit, indem sie dem Mikrowellen-Signalpfad im Kalibrierungsmodus eine Verzögerungsleitung hinzufügt. Die Wirkung des Fehlers durch die FM/AM-Umwandlung bei der Messung der Phasenverschiebung ist umgekehrt proportional zur Länge des Signalpfades. Es wurde nun gezeigt, daß bei Verwendung eines Gunn-Oszillators mit einer angemessen niedrigen (anstatt sehr niedrigen) FM/AM-Umwandlung in Verbindung mit einer Verzögerungsleitung in Form eines ca. 4,57 in (15 Fuß) langen Kabels die Ergebnisse im Kalibrierungsmodus hervorragend sind. Gunn-Oszillatoren mit angemessen niedriger Umwandlung sind preiswerter als Gunn-Oszillatoren mit sehr niedriger Umwandlung. Die vorliegende Erfindung verringert also die Kosten für die Kalibrierung, die für den richtigen Betrieb des Höheninessers benötigt wird.
Wie zuvor festgestellt, verwendeten frühere Kalibrierungsmethoden einen HF-Modulator, der hinter dem Gunn-Oszillator angebracht war, um die benötigten Modulationsseitenbänder zu erzeugen. Da die Modulation hinter dem Gunn-Oszillator ausgeübt wurde, spielte die FM/AM-Umwandlung keine Rolle. Der Nachteil dieser Methode ist, daß ein separater HF-Modulator erforderlich ist, der teuer und voluminös ist. Die vorliegende Erfindung verwendet einen analogen Phasenmodulator, der preiswert und klein ist, einen Gunn-Oszillator mit angemessen niedriger FM/AM-Umwandlung, der nur geringfügig teurer ist als ein normaler Gunn-Oszillator, und eine Verzögerungsleitung, die ebenfalls preiswert und klein ist.
Insgesamt gesehen ist die Schaltung gemäß der Erfindung daher weniger teuer in der Herstellung, zuverlässiger und kompakter als die vorheriger Methoden.

Claims

1. Dopplerradarnavigationssystem mit einem Höhenmeßstromkreis mit geschlossener Schleife, aufweisend:

eine gesteuerte Verzögerungseinrichtung (130) zum Festlegen einer Schleifenphasenverschiebung innerhalb des geschlossenen Stromkreises und zur Abgabe eines ersten und eines zweiten quadratischen Signals (ef, eg), welche jeweils mit einer Modulationsfrequenz moduliert worden sind, wodurch die Schleifenphasenverschiebung festgelegt wurde,

Steuereinrichtung (128) zum Steuern der gesteuerten Verzögerungseinrichtung, um eine Schleifenphasenverschiebung festzulegen, die einer relativen Phasenverschiebung zwischen einem modulierten Signal, das durch das Navigationssystem gesendet wurde, und einem reflektierten Signal, das dadurch empfangen wird, entspricht, und

eine Logikeinrichtung (134) zur Abgabe eines Ausgangssignals, welches der Schleifenphasenverschiebung entspricht, die durch die gesteuerte Verzögerungseinrichtung festgelegt worden ist,

GEKENNZEICHNET DURCH

erste und zweite Kanäle (106, 108) zur Verarbeitung der ersten und zweiten quadratischen Signale,

Multipliziereinrichtung (126) zur Multiplikation der ersten und zweiten quadratischen Signale, die durch die ersten und zweiten Kanäle verarbeitet worden sind, und zur Abgabe eines Ausgangssignals, das dem dadurch erhaltenen Produkt entspricht, und

Kalibriereinrichtung (Fig. 6) zum Kalibrieren des Ausgangssignals, um die Phasenverschiebung zu kompensieren, die durch andere Bauteile als die gesteuerte Verzögerungseinrichtung erzeugt worden sind und in der Schleifenphasenverschiebung enthalten sind,

wobei die Steuereinrichtung eine Verarbeitungseinrichtung zum Verarbeiten des Ausgangssignals der Multipliziereinrichtung aufweist, um eine Steuerspannung an die gesteuerte Verzögerungseinrichtung zum Festlegen der Schleifenphasenverschiebung abzugeben.

2. Dopplerradarnavigationssystem nach Anspruch 1, weiterhin dadurch gekennzeichnet, daß die Kalibriereinrichtung aufweist

Schalteinrichtung (182) zum Abtrennen eines Mikrowellengenerators von einer Antenne, die verwendet wird, um Mikrowellenenergie in dem Dopplerradarnavigationssystem auszusenden,

Verzögerungsmeßeinrichtung (188) zum Messen einer Verzögerung zwischen der an dem abgetrennten Mikrowellengenerator reflektierten Mikrowellenenergie und der Mikrowellenenergie, die durch den Mikrowellengenerator erzeugt worden ist, und

Korrektureinrichtung (134) zum Korrigieren des Ausgangssignals durch Abziehen der gemessenen Verzögerung von der dadurch angezeigten Schleifenphasenverschiebung.

3. Dopplerradarnavigationssystem nach Anspruch 2, weiterhin dadurch gekennzeichnet, daß die Kalibrierungseinrichtung weiterhin Kurzschlußmittel (190) aufweist,

wobei die Schalteinrichtung zur Verbindung des Mikrowellengenerators mit der Kurzschlußeinrichtung zur Messung der Verzögerung betätigbar ist,

wodurch FM/AM-Umwandlung durch den Mikrowellengenerator korrigiert wird.

4. Dopplerradarnavigationssystem nach Anspruch 3, weiterhin gekennzeichnet durch eine Zeitsteuereinrichtung (174) zur periodischen Betätigung der Schalteinrichtung und der Verzögerungsmeßeinrichtung zur Durchführung periodischer Messungen der Verzögerung und zur Durchführung einer periodischen Kalibrierung des Höhenmeßkreises.