DE3334453C2

DE3334453C2 -

Info

Publication number: DE3334453C2
Application number: DE3334453A
Authority: DE
Inventors: Michel Fontenay Fr Riffiod; Jean-Pierre Les Molieres Fr Tomasi
Original assignee: Telecommunications Radioelectriques et Telephoniques SA TRT
Current assignee: Telecommunications Radioelectriques et Telephoniques SA TRT
Priority date: 1982-10-13
Filing date: 1983-09-23
Publication date: 1990-06-28
Also published as: US4661818A; FR2569857B1; FR2569857A1; GB2163920B; DE3334453A1; GB2163920A

Description

Die Erfindung betrifft einen Verzögerungssimulator für ein Entfernungs-, insbesondere ein Höhenmeßgerät, das im linear frequenzmodulierten CW-Betrieb arbeitet und in Echtzeit die gesendete Frequenz mit der nach Reflexion von einem Ziel oder der von einem Transponder empfangenen Frequenz vergleicht, wobei der Simulator mit diesem Meßgerät zum Zwecke dessen Funktionsprüfung verbindbar ist.

Die Erfindung betrifft insbesondere die Überprüfung von Entfernungsmeßgeräten, vor allem von Funkhöhenmessern. Innerhalb eines bevorzugten Beispiels, auf das sich nachfolgende Beschreibung bezieht, können die Entfernungen zwischen 0 und 16 km (0 bis 50 000 Fuß) und mehr betragen, die von sog. FM-CW-Funkhöhenmessern gemessen werden sollen, die mit einer Bandbreite von einigen 100 MHz und einer Mittenfrequenz von einigen GHz arbeiten, beispielsweise im Band von 4,2 bis 4,4 GHz. Ein derartiger Funkhöhenmesser, der allerdings auf anderen Frequenzbereichen arbeitet, ist aus der FR-PS 15 57 670 bekannt.

Aus der US 33 41 849 ist ein sich selbst kalibrierendes FM/CW-Radarhöhenmeßgerät bekannt, bei dem das Sendesignal mit einem Sägezahnsignal moduliert ist und die Überlagerungsfrequenz des ausgesandten und reflektierten Signals eine lineare Funktion der Höhe ist, solange die zeitliche Änderungsrate Δ F/Δ T der Sendefrequenz konstant bleibt. Dieses bekannte FM/CW-Radarhöhenmeßgerät weist ferner eine Schaltungsanordnung mit einer Verzögerungsleitung auf, in dem die Differenzfrequenz zwischen dem modulierten und dem verzögerten Signal gebildet wird. Ein Referenzteil erzeugt ein der Differenzfrequenz entsprechendes Signal und gibt durch Vergleich ein Fehlersignal ab, das zur Überwachung und Korrektur der Frequenzmodulation dient.

Aus der US 41 21 213 ist ein Simulator für ein Radarhöhenmeßgerät mit einer phasenverriegelten Schleife und einem Schaltkreis mit einem Pulsverzögerungsgenerator für eine elektronisch veränderbare Verzögerung des vom Radarhöhenmeßgerät ausgesendeten Signals bekannt.

Von der Inbetriebnahme eines Funkhöhemessers muß dieser überprüft werden, insbesondere muß seine Genauigkeit nachgeprüft werden. Im Stand der Technik werden hierzu Verzögerungsleitungen verwendet, deren Verzögerungszeit τ _s genau bekannt ist. Diese Verzögerungsleitung repräsentiert eine simulierte Entfernung D _s nach der Gleichung:

worin c die Geschwindigkeit der elektromagnetischen Welle in Luft ist. Wenn eine Verzögerungsleitung mit einem Funkhöhenmesser verbunden ist, verzögert sie dessen gesendete Welle um eine Zeit τ _s und im Fall eines Funkhöhenmessers ergibt sich genau das gleiche Verhalten, wie wenn die Welle in die Luft gesendet wurde, an einem in der Entfernung D _s von dem Funkhöhenmesser gelegenen Hindernis reflektiert und von der Empfangsantenne nach Durchlaufen der gleichen Entfernung D _s wieder empfangen worden wäre (für diesen Vergleich ist bezüglich der Welle nur die zeitabhängige Frequenzfunktion von Interesse; die Probleme der Signaldämpfung zwischen der Sendeantenne und der Empfangsantenne werden als gelöst unterstellt). Dieses Verfahren zum Prüfen eines Funkhöhenmessers ist präzise, jedoch ist es wegen des Preises und des Volumens der notwendigen Verzögerungsleitungen nicht möglich, diese in hinreichender Anzahl vorzusehen, um die Genauigkeit für sehr viele Höhen (oder Entfernungen) zu testen. In der Praxis wird daher diese Genauigkeit nur für einige, stets gleiche Punkte geprüft, so daß die Gefahr besteht, daß Fehler, die nur in begrenzten Höhenbereichen auftreten, unentdeckt bleiben. Selbst wenn eine Verzögerungsleitung wünschenswert wäre, die die Prüfung des Funkhöhenmessers für einen vorgegebenen präzisen Entfernungswert D _s erlauben würde, ist eine solche Verzögerungsleitung schwer zu beschaffen. Zumindest müßte eine solche Leitung aus einer großen Anzahl von für eine Verzögerung τ _s vorgegebenen Wertes entsprechend dem fraglichen Entfernungswert ausgelegten Verzögerungsleitungen herausgemessen werden, da der präzise Wert der Verzögerungsleitung τ _s einer Verzögerungsleitung erst nach der Herstellung der Leitung durch Messung, nicht aber von vornherein festgestellt werden kann.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, für ein FM-CW- Entfernungsmeßgerät alle Höhen zu stimulieren, die in einem Bereich von Entfernungen liegen, die mehrere km oder sogar mehrere 10 km betragen können, wobei die Auflösung zwischen einigen 10 cm und einigen m liegt.

Die Lösung dieser Aufgabe ist im Kennzeichen des Patentanspruches 1 angegeben.

Bevorzugte Ausführungsformen ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Bei dem ins Auge gefaßten Funkhöhenmesser sind der Hub der Modulationsfrequenz Δ F sowie die Schwebefrequenz f _b zwischen der gesendeten und der empfangenen Welle konstant und gleich vorgegebenen Werten. Infolgedessen ändert sich lediglich die Dauer T des modulierenden Sägezahnsignals, die repräsentativ für die zu messende Entfernung T ist (und zu der folglich die Steigung p des Sägezahnsignals umgekehrt proportional ist). Der Gedanke der Erfindung besteht darin, eine Verbindung zwischen der Sendeantenne und der Empfangsantenne des zu überprüfenden Gerätes herzustellen, wobei diese Verbindung aus Signalverarbeitungseinrichtungen besteht, innerhalb derer eine Größe G proportional zur Steigung p des modulierenden Sägezahnsignals ist und diese Größe G nachfolgend mit einer Zahl Q vorgegebenen Wertes, die vorzugsweise schrittweise veränderbar ist, multipliziert wird. Unter diesen Umständen bleibt das Produkt Q · G konstant und die Zahl Q symbolisiert bis auf einen Proportionalitätsfaktor die zu simulierende Entfernung.

Nach einer bevorzugten Ausführungsform des Simulators nach der Erfindung besteht die zweite Schaltungsanordnung aus der Serienschaltung einer Phasenverriegelungsschleife, die das erste Signal erhält und die insbesondere mit einem programmierbaren Teilerverhältnis M sowie mit mindestens einem Schleifenfilter versehen ist, und aus einem programmierbaren Teiler, der es gestattet, die Frequenz des Ausgangssignals der Schleife durch eine ganze Zahl N zu teilen, derart, daß das Verhältnis vorgegebenen Wertes zwischen den Frequenzen f _d und f _ref gleich M/N ist.

Bei der anderen bevorzugten Ausführungsform des Simulators besteht die zweite Schaltungsanordnung aus der Serienschaltung eines Frequenz/Spannungs-Wandlers und mindestens eines Tiefpaßfilters, eines programmierbaren Spannungsteilers und eines spannungsgesteuerten Oszillators.

Bei diesen beiden Ausführungsformen bestehen die ersten Mittel mit Vorteil aus der Parallelschaltung des Empfangsteiles und eines Mischers einer Bezugsverzögerungsleitung mit dem Wert τ _ref und einem Leiter, der einen Teil des empfangenen Signals mit Hilfe eines Kopplers entnimmt, wobei der Mischer eine subtraktive Überlagerung zwischen seinen beiden Eingangssignalen vornimmt, um das erste Signal der Frequenz f _ref zu erzeugen.

Unter diesen beiden vorstehend genannten Ausführungsformen ist die zweite leichter herzustellen und wirtschaftlicher, und zwar in Anbetracht der großen Frequenzbereiche der in dem zweiten Kanal durch die zweiten Mittel zu verarbeitenden Signale. Demgegenüber ist die erste Ausführungsform, die eine Phasenverriegelungsschleife enthält, genauer als die zweite Ausführungsform und kann sich in Zukunft als besonders zweckmäßig erweisen.

In der Zeichnung ist ein Simulator nach der Erfindung in einer beispielsweise gewählten Ausführungsform veranschaulicht. Es zeigt

Fig. 1 ein Frequenz/Zeit-Diagramm der von einem FM-CW- Funkhöhenmesser gesendeten und empfangenen Signale,

Fig. 2 ein Blockschaltbild zur Erläuterung des Funktionsprinzips des hier vorgeschlagenen Simulators,

Fig. 3 ein Blockschaltbild einer bevorzugten Ausführungsform der ersten Mittel zur Erzeugung einer zur Steigung der Geraden der Frequenzmodulation proportionalen Größe,

Fig. 4 ein Blockschaltbild einer ersten Ausführungsform des Simulators,

Fig. 5 ein Blockschaltbild einer zweiten Ausführungsform des Simulators,

Fig. 6 ein Frequenz/Zeit-Diagramm der verschiedenen Signale zur Erläuterung der Arbeitsweise der ersten und der zweiten Ausführungsform.

In den Zeichnungen sind gleiche oder äquivalente Bauteile mit gleichen Funktionen jeweils mit gleichen Bezugszeichen versehen.

Das Entfernungsmeßgerät bzw. der Funkhöhenmesser, für den der hier vorgeschlagene Verzögerungsimulator vorgesehen ist, sendet ein linear frequenzmoduliertes CW-Signal, in Fig. 1 mit B bezeichnet. Die Kurve B, die die Frequenz F des gesendeten Signals in Abhängigkeit von der Zeit zeigt, besteht aus ansteigenden Rampen, die durch Treppen voneinander getrennt sind, so daß sich ein unsymmetrischer, sich wiederholender Sägezahn ergibt. Vorzugsweise wird der Frequenzhub Δ F des Sägezahns konstant gehalten. Zur Erläuterung des Arbeitsprinzips wird im folgenden angenommen, daß der Wert Δ F gleich 120 MHz ist und daß die Frequenz F sich zwischen 4,24 und 4,36 GHz ändert. Im tatsächlichen Betrieb durchläuft das gesendete Signal eine Entfernung D, wird von einem Hindernis reflektiert oder wird nach Verstärkung durch eines Transponder zurückgesendet und von der Empfangsantenne des Funkhöhenmessers entsprechend der Kurve E der Abhängigkeit der Frequenz von der Zeit (in Fig. 1 gestrichelt) empfangen. Die Kurve E leitet sich von der Kurve D durch Verschiebung längs der Zeitachse um die Amplitude τ ab, wobei die Zeit τ gleich ist:

Bei einem Funkhöhenmesser wird die Frequenz f _b, die die subtraktive Schwebung zwischen den Kurven B und E darstellt, ebenfalls konstant gehalten. Folglich existiert die nachfolgende Beziehung zwischen den Parametern f _b, τ, Δ F und T:

Hierin ist T die Dauer des Sägezahns und p die Steigung des Sägezahns. Aus den Gleichungen (2) und (3) ergibt sich:

Aus der Gleichung (4) folgt, daß dann, wenn die Parameter f _b und Δ F konstant sind, die Entfernung D proportional zu T ist. Mit anderen Worten bildet die Zeit T ein Maß für D. Andererseits läßt sich die Gleichung (4) wie folgt umschreiben:

Bei dem betrachteten Funkhöhenmesser ist das Produkt der zu messenden Entfernung mit der Steigung des Sägezahns eine Konstante. Dies bedeutet, daß im tatsächlichen Betrieb bei einem abrupten Übergang von einer zu messenden Entfernung auf eine andere (beispielsweise wenn ein Flugzeug eine Steilküste überfliegt) die Steigungen der Geraden B und E sich abrupt derart ändern müssen, daß sie der neuen Entfernung entsprechen, die durch Änderung von τ gemessen wird, wobei f _b konstant bleibt. Wenn sich beispielsweise die Entfernung auf die Hälfte verringert, erhält man die Kurven B′ und E′. Die beiden Diagramme B, E einerseits und B′ und E′ andererseits sind in Fig. 1 in Überlagerung gezeichnet, um die Grafik zu vereinfachen und den Vergleich zu erleichtern.

Man erkennt hierbei aber auch, daß man von der Kurve B im wesentlichen äquivalent zu der Kurve E durch eine Vertikalverschiebung der Amplitude f _b kommt. Diese für alle möglichen Werte der Steigung des Sägezahns und folglich für alle zu stimulierenden Entfernungen passende einzige Verschiebung des Sägezahns ist jedoch nicht zur Simulierung einer Entfernung vorgegebenen Wertes geeignet.

Demgegenüber führt die physikalische Bedeutung der Gleichung (5) zu dem Prinzip der Arbeitsweise des Simulators nach dem vorliegenden Vorschlag, der in Fig. 2 dargestellt ist.

In Fig. 2 ist das zu prüfende Entfernungsmeßgerät bekannter Art bei 1 als gestrichelt gezeichneter Block wiedergegeben. Das Gerät 1 umfaßt Sendeeinrichtungen, die aus einer Sendeantenne und/oder einem Koaxialanschluß bestehen, sowie Empfangseinrichtungen 3, die aus einer Empfangsantenne und/oder einem Koaxialanschluß bestehen. In dem Gerät erfolgt eine subtraktive Überlagerung in einem Mischer 4, beispielsweise einem Diodenmischer zwischen einem mittels eines Koppler 5 aus dem Sendekanal abgezweigten Teil des Sendesignals und dem Empfangssignal. In bekannter Weise sorgt eine interne Regelung in dem Gerät 1 dafür, daß die Frequenz f _b des am Ausgang des Mischers 4 erhaltenen Schwebungssignals konstant bleibt.

Dem vorliegenden Vorschlag liegt als Ausgangspunkt zugrunde, aus dem bei 2 gesendeten Signal eine Größe G zu erzeugen, die proportional zu der Steigung p des Sägezahns ist. In Fig. 2 wird diese Funktion realisiert durch Entnahme eines Teils des verwendeten Signals mit Hilfe eines Kopplers 10 und Einspeisung dieses Teils des Signals in den Empfangsteil 6 des Simulators 7, der darüber hinaus das sogenannte eigentliche Sendesignal erhält, sowie durch anschließende geeignete Verarbeitung in einem Organ 8. Die Größe G wird anschließend mit einer Größe Q multipliziert, die in einem Organ 9 programmierbar werden kann, so daß das Produkt Q · G einer ganz bestimmten Frequenz entspricht. In der Praxis stellt das Produkt Q · G eine niedrige Frequenz f _d dar, die sehr nahe bei der Schwebungsfrequenz f _b des Gerätes 1 liegt und die Werte der Frequenz der Signale, die in der aus den Organen 8 und 9 bestehenden Verarbeitungsschaltung vorhanden sind, sind niedrig (im Bereich von einigen Hz bis einigen MHz) im Vergleich zu deren Frequenzen (GHz) der von dem Gerät 1 gesendeten und empfangenen Signale. Um ein Signal zu erhalten, das einem entsprechenden Echosignal einer gegebenen Entfernung (hier der durch die Größe Q dargestellten simulierten Entfernung D _s) zuordenbar ist, wird das Signal mit Frequenz Q · G dem Sendesignal des Gerätes 1 in einem Einseitenbandmischer 11 (BLU-Mischer) zugemischt, der eine subtraktive Überlagerung zwischen dem mittels eines Kopplers 37 entnommenen hochfrequenten Signal F und dem Signal der Frequenz f _d vornimmt, also ein Ausgangssignal des Simulators mit der Frequenz F-f _b erzeugt. Dieses Ausgangssignal des Stimulators wird durch den Sendeteil 12 desselben auf den Empfangsteil 3 des Gerätes 1 übertragen. Die in dem Gerät 1 durchgeführte Regelung der Frequenzverschiebung f _b zwischen dem gesendeten Signal und dem Empfangssignal erfolgt so, daß die Frequenz Q · G = f _b unabhängig von dem gegebenen Wert der in Ziffern gemessenen Größe Q konstant oder im wesentlichen konstant bleibt. Dies bedeutet für das aus dem Gerät 1 und dem Simulator 2 bestehende, als Schleife arbeitende System, daß dann, wenn der Wert von Q in einem bestimmten Verhältnis geändert wird, der Wert von G, d. h. auch der Wert der Steigung t, umgekehrt proportional geändert wird. Man erhält folglich durch Simulation für das Gerät 1 eine Arbeitsweise, die im wesentlichen identisch zu derjenigen ist, die dieses Gerät für die Messung veränderlicher Entfernungen hätte, also eine Arbeitsweise, wie sie durch die Gleichung (5) dargestellt ist. Übertragen auf den Simulator kann die Gleichung (5) wie folgt geschrieben werden:

D _s · p = kf _d; (6)

wobei k eine Konstante ist.

Vorzugsweise ist die Größe G, die proportional zu t ist, einer bestimmten Frequenz fest zugeordnet und wird erhalten, wie dies nachstehend im Zusammenhang mit Fig. 3 beschrieben wird, in der abgesehen von dem Organ 8 die weiteren Teile des Simulators nicht dargestellt sind. Das Organ 8 hat im vorliegenden Fall zwei Signaleingänge, die bezüglich der Frequenz der Signale identisch sind: ein erster Eingang ist mit dem Koppler 10 verbunden und ein zweiter Eingang ist direkt mit dem Empfangsteil 6 des Simulators verbunden, der entweder eine Antenne oder ein Koaxialanschluß sein kann. In dem Organ 8 ist der erste Eingang direkt mit einem Mischer 13, beispielsweise einem Diodenmischer, verbunden, und der zweite Eingang mit einem zweiten Eingang des Mischers 13 über eine Bezugsverzögerungsleitung 14, die einen durch genaue Messung bekannten Wert τ _ref liefert. Der Mischer 13 führt die Mischung zwischen dem in 14 verzögerten Signal und demjenigen Signal durch, das die Verzögerungsleitung 14 nicht durchlaufen hat. Die Mischung des verzögerten und des nicht verzögerten Signals liefert ein Schwebungssignal der Frequenz f _ref des folgenden Wertes:

f _ref = τ _ref · p; (7)

worin τ _ref konstant und bekannt ist, so daß sich die Steigung p unmittelbar durch Messung der Frequenz f _ref erhalten läßt.

In diesem bevorzugten Fall entspricht die Größe f _ref der Größe G der Fig. 2, die folglich einer gegebenen Frequenz zugeordnet ist. Dies führt dazu, daß die Größe Q eine einfache, dimensionslose Zahl sein kann, die vorzugsweise schrittweise änderbar ist.

Nachfolgend werden zwei bevorzugte Ausführungsbeispiele beschrieben, die den zwei unterschiedlichen Konzepten des Organs 9 entsprechen, die mit dem Organ 8 der Fig. 3 kompatibel sind. Diese Ausführungsformen sind in den Fig. 4, 5 und 6 dargestellt. In den Blockschaltbildern der Fig. 4 und 5 ist das Entfernungsmeßgerät 1 aus Vereinfachungsgründen nicht dargestellt.

Das Organ 9 der Fig. 4 umfaßt im wesentlichen eine Phasenschleife, die in bekannter Weise aus einem Phasenvergleicher 15, einer Filter- und Verstärkerschaltung 16, einem spannungsgesteuerten Oszillator 17 (VCO) und einem programmierbaren Frequenzteiler besteht, der mittels eines Einstell- und Anzeigeorgans 19 zur Anzeige der simulierten Entfernung D _s gesteuert wird. Der Vergleicher 15 erhält an einem Bezugseingang das Ausgangssignal der Frequenz f _ref des Mischers 13 und an einem anderen Eingang das Ausgangssignal des VCO 17 nach Division durch eine ganze Zahl M mittels des Teilers 18. Das Ausgangssignal des Vergleichers 15 steuert den VCO 17 nach Filterung und Verstärkung durch 16. Die Frequenz f _v des Ausgangssignals des VCO 17 ist folglich einem Vielfachen der Frequenz f _ref nachgeführt. Man erhält die Beziehung:

f _v = M f _ref; (8)

Gemäß einer vereinfachten Ausführungsform ist es möglich, die Zahl M der Größe Q zuzuordnen (nämlich: f _v = f _d). Man erhielte hierdurch jedoch einen nur wenig leistungsfähigen Simulator, der nur in einem sehr begrenzten Bereich von Entfernungen arbeiten könnte. Mehrere Faktoren wirken sich nämlich auf die Arbeitweise der Phasenschleife aus, die diese vereinfachte Ausführungsform unbefriedigend erscheinen lassen: An erster Stelle ist zu nennen, daß der Schritt zur Entfernungsänderung in diesem Fall gleich c · τ _ref/2 ist, was für ins Auge gefaßte Anwendungsfälle, bei denen der Schritt in der Größenordnung von 1 Fuß (0,325 m) oder gleich 10 Fuß (3,25 m) ist, zu sehr kleinen Werten von τ _ref führt, nämlich zu 2,15 ms oder 21,5 ms. Hieraus folgt, daß auch die Werte f _ref selbst sehr klein sind. Dies wiederum bedingt eine sehr lange Fangzeit der Phasenschleife zu Beginn jedes Sägezahns. Außerdem ist es schwierig, das steuernde Spannungssignal des VCO zu filtern. Allgemeiner ausgedrückt, ergeben sich bei der Verwendung einer Phasenschleife in dem Simulator zwei Probleme: ein großer Änderungsbereich für die Frequenz f _ref zufolge einer großen Änderung von p, in Verbindung mit dem Umstand, daß das Bezugsfrequenzsignal f _ref im Rhythmus der Modulation unterbrochen ist.

Vier Maßnahmen, von denen drei miteinander kompatibel sind, ermöglichen die Lösung dieser Probleme: Die Einfügung eines mit einem ganzzahligen Teilerverhältnis N arbeitenden Teilers 20 zwischen den Ausgang des VCO 17 und den BLU- Mischer 11, die Verwendung mehrere Filterverstärker in der Schleife, die in Abhängigkeit von der bei 19 eingestellten oder angezeigten Entfernung D _s schaltbar sind, vgl. den Schalter 21, die an sich bekannte Verwendung mehrerer VCOs 17, deren Frequenzbereiche sich teilweise überlappen und gegebenenfalls die Verwendung von mehreren Bezugsverzögerungsleitungen, die von dem Einstell- und Anzeigeorgan 19 aus schaltbar sind und ebensovielen unterschiedlichen Phasenschleifen zugeordnet sind. Die drei erstgenannten Maßnahmen sind untereinander kompatibel bzw. kombinierbar.

Die Einfügung des Teilers 20 in die Schaltung gestattet eine Erhöhung der Frequenz f _ref durch deren Multiplikation mit einem Faktor N im Verhältnis zum vorhergehenden Fall. Die Zahl Q ist dann gleich M/N und nicht gleich N, der Schritt der simulierten Entfernung wird dann:

Dies ermöglicht, für die Phasenschleife eine Fangzeit zu erzielen, die selbst für die kürzesten zu simulierenden Entfernungen zulässig ist. Zu ergänzen ist, daß zur Erzielung eines korrekten Arbeits der aus dem Gerät 1 und dem Simulator 7 bestehenden Anordnung die Fangzeit 10% der Dauer des Sägezahns nicht übersteigen darf, welche Zeit im wesentlichen der Dauer des Einschwingvorganges bis zum Vorliegen der frequenzlinearen Modulation, ausgehend von dem Ende einer Frequenzstufe der von dem Gerät gesendeten Welle entspricht, und zwar unter Berücksichtigung des Umstandes, daß eine Frequenzsteuerung des VCO 17 ebenso geeignet ist wie eine Phasensteuerung, da das Gerät 1 die Phase der Modulation unberücksichtigt läßt. Des weiteren ist festzuhalten, daß die Anzahl der sinoidalen Wellenzüge mit der Frequenz f _ref für jeden Sägezahn die gleiche ist, ein Umstand, der daher rührt, daß der Simulator nach der Gleichung (3) arbeitet, was dazu führt, die in Gleichung (8) in folgender Form neu zu schreiben:

oder auch:

f _ref · T = F · τ _ref = k′ (11)

worin k′ eine Konstante ist, nämlich das Produkt aus den zwei Konstanten Δ F und τ _ref.

Als Zahlenbeispiel kann hierzu folgendes angenommen werden:

k′ = 1300 Sinuszüge ( Δ F = 120 MHz und τ _ref = 10,83 µs)

Wenn die Phasenschleife nur ein Filter enthält (konstante Fangzeit und begrenzter Entfernungsbereich), ist voraussehbar, daß das System für die kleinsten simulierten Entfernungen kritisch ist, für welche die Werte von f _ref am höchsten sind. Es muß mithin sichergestellt werden, daß für diese kleinsten Entfernungen die Zahl von Sinuszügen der Frequenz f _ref während der Fangzeit nicht zu hoch ist, Grund, warum ein relativ hoher Wertebereich für f _ref notwendig ist. Um in der Praxis einen großen Bereich von Entfernungen abzudecken, beispielsweise von 0 bis 50 000 Fuß, sind mehrere Schleifenfilterverstärker notwendig, was in Fig. 4 durch das in der Filterschaltung 16 gestrichelt dargestellte Filter und durch das Vorhandensein des Schalters 21 angedeutet ist. Jedes Filter (Tiefpaß) sperrt die Störmodulation auf der Frequenz r _ref für ein gegebenes Frequenzband r _ref (angrenzende oder Nachbarländer), und zwar unter Berücksichtigung dessen, daß sich die geschlossene Phasenschleife wie ein Bandpaß verhält.

Der Wert von τ _ref soll sehr hoch sein, um eine korrekte Fangzeit der Schleife zu gewährleisten, jedoch auch nicht zu hoch, da sonst die Frequenzen des VCO, die gleich M · f _ref sind, für große Werte von M allzu hoch würden. Eine bekannte Lösung zur Erzielung eines großen Frequenzbereichs (die Frequenzen am Ausgang des VCO können mehrere 100 MHz erreichen) besteht darin, bei 17 mehrere einzelne VCOs zu verwenden, deren Bereiche sich überlappen, wobei die Umschaltung von einem Einzel-VCO zum nächsten automatisch durch die Steuerspannung der Schleife ausgelöst wird. Folgende Werte lassen sich als Beispiel angeben:

Δ F = 120 MHz
f _b = 25 kHz
τ _ref = 10,83 µs
D _s = 32,5 cm oder 3,25 m (nämlich 1 Fuß oder 10 Fuß)
P _max = 0,825 10¹² s^-2;

dies ergibt für N die Werte 5000 (Schritte zu 1 Fuß) oder 500 (Schritte zu 10 Fuß) in Anbetracht der nachfolgenden, aus der Gleichung (9) abgeleiteten Gleichung:

Macht man M von 0 bis 5000 veränderbar, ist es auf diese Weise möglich, den Entfernungsbereich von 0 bis 5000 Fuß in Schritten von 1 Fuß oder den Entfernungsbereich von 0 bis 50 000 Fuß in Schritten von 10 Fuß zu prüfen. Im ersteren Fall ändert sich f _ref von 8,93 MHz bis 25 kHz bei einem Wert von f _v = 125 MHz im gerasteten Zustand und im zweiten Fall ändert sich f _ref von 8,93 MHz bis 2,5 kHz bei einem Wert von f _v = 12,5 MHz im gerasteten Zustand.

Die Ausführungen im vorstehenden Absatz sind nur in erster Näherung richtig, da die minimal zulässige Höhe, die mit einem Funkhöhenmesser gemessen werden kann, was dem zuvor angegebenen maximalen Wert von p _max sowie dem Bezug 0 Fuß des Funkhöhenmessers und folglich auch dem Bezug 0 Fuß des Simulators entspricht. Genaugenommen wird der Entfernungsbereich von 0 bis 5000 Fuß im ersteren Fall bei einer Änderung von M von 14 bis 5014 überprüft und der Entfernungsbereich von 6 Fuß bis 50 006 Fuß im letzteren Fall bei einer Änderung von M von 2 bis 50 001 überprüft. Der Simulator bedingt mithin einen kleinen, jedoch vernachlässigbaren systematischen Fehler zufolge des Umstandes, daß die Änderungsbereiche von M in den beiden Fällen verschieden sind und daß zusätzlich die im vorstehenden Absatz angegebenen Werte von N beibehalten werden. Eine weitere Fehlerursache, die sich der zuvorgenannten überlagert, ist darauf zurückzuführen, daß das Kabel, das die zwei Antennen des Simulators verbindet, eine von 0 verschiedene Restverzögerung τ _i hat. Die im Inneren des Funkhöhenmessers entstehende Schwebungsfrequenz f _b ist folglich nicht exakt gleich f _d sondern gleich der Summe aus f _d und der Schwebungsfrequenz die allein aufgrund von τ _i entsteht:

oder in Anbetracht der Gleichung (7):

oder auch unter Berücksichtigung von

hierin stellt τ _i eine Verzögerung dar, die in der Größenordnung von 14 Fuß oder mehr liegt. Die Auswirkung dieser unerwünschten Verzögerung ist für hohe Werte von M/N (größer oder gleich 1) vernachlässigbar. Für kleine Werte von M/N ist hingegen die Auswirkung von τ _i nicht mehr vernachlässigbar, wobei es jedoch möglich und zweckmäßig ist, den auf diese Weise eingeführten systematischen Fehler an der Stelle der Einstellung und Anzeige bei 19 zu korrigieren. Dies kann durch Eichung des Simulators geschehen. Führt man das Zahlenbeispiel weiter, so ergibt sich: wenn f _b = 25 kHz ist und M sich zwischen 14 und 5014 ändert, wobei N = 5000 ist, ändert sich f _d (dessen Wert konstant sein sollte) von 24,93 kHz bis 25 kHz. Es ergibt sich darüber hinaus, daß der durch τ _i verursachte Fehler um so größer ist, je kleiner τ _ref ist.

Es ist weiterhin möglich, für N einen einzigen Wert, beispielsweise 5000, zu wählen und M von 0 bis 50 000 (14 bis 50 014) für einen simulierten Entfernungsbereich, der von 0 bis 50 000 Fuß veränderbar ist, zu ändern. In diesem Fall ändert sich f _ref von 8,93 MHz bis 2,5 kHz für einen Wert von f _v gleich 125 MHz im gerasteten Zustand.

Die Phasenschleife arbeitet mit einer sich ändernden Eingangsfrequenz und einer festen Ausgangsfrequenz, also umgekehrt wie im Normalfall, was dazu zwingt, mit mehreren schaltbaren Filterverstärkern in der Schleife zu arbeiten (Umschaltung der Verstärkung und des Durchlaßfrequenzbereiches des Verstärkers bei 16 in Abhängigkeit von dem Wert der Zahl M). Wenn N mehrere Werte annehmen kann wie vorstehend gezeigt wurde, wird es notwendig, für den VCO einen hohen Ausgangsfrequenzbereich vorzusehen. Andererseits ist zu bemerken, daß die vorstehend angegebenen Frequenzberechnungen auf der Annahme beruhen, daß das Gerät 1 nachgeführt wird, nämlich mit einer externen Frequenz f _b gleich dem vorgesehenen Wert (beispielsweise 25 kHz oder 100 kHz). Tatsächlich beginnt der Funkhöhenmesser beim Einschalten mit einer Suchperiode, während derer die Steigung t sich von einem Maximum zu einem Minimum ändert. Während dieser Suchperiode sollte die Frequenz f _v, die mit p durch die Beziehung

f _v = M · p · τ _ref; (17)

verknüpft ist, sich im selben Verhältnis wie p ändern und sobald M groß ist, beginnen Werte anzunehmen, die sehr (zu) hoch für den VCO 17 sind. Es ist jedoch nicht zweckmäßig, wenn sich die Frequenz des VCO um mehr als 50% in bezug auf seinen Gleichgewichts- oder Mittelwert ändert, da das hier betrachtete Gerät Frequenzen f _b, die zu weit von dem Nennwert abliegen, nicht verarbeitet. Die Nachführung des VCO könnte daher "Anschläge" aufweisen. Es ist beispielsweise möglich, im Bedarfsfall eine Zusammenschaltung von 3 VCOs zu verwenden, die die Bereiche von 5 bis 30 MHz bzw. von 25 bis 150 MHz bzw. 125 bis 750 MHz überstreichen.

Eine andere Möglichkeit der Änderung des zu simulierenden Entfernungsbereiches besteht darin, mehrere Bezugsverzögerungsleitungen parallel in Verbindung mit einem Wahlschalter zur Umschaltung von einer Verzögerungsleitung auf eine andere entsprechend dem gewünschten Frequenzbereich vorzusehen. Diese Ausführungsform ist in Fig. 4 nicht dargestellt.

Es sei beispielsweise angenommen, daß man bei 14 entweder über eine Verzögerungsleitung von 10,83 µs oder über eine Verzögerungsleitung von 108,3 µs verfügt und daß der Wert von N auf 5000 festgelegt ist. Die Einschaltung der Verzögerungsleitung mit 108,3 µs gestattet die Überprüfung des Entfernungsbereiches von 0 bis 50 000 Fuß in Schritten zu 10 Fuß, wobei f _ref sich von 62,5 MHz bis 25 kHz ändert, während f _v im gerasteten Zustand gleich 125 MHz ist. Hierbei ist festzuhalten, daß es sich in diesem Falle um zwei verschiedene Simulatoren handelt, da die Phasenschleife bei 16 eine Anzahl von Schleifenfilterverstärkern enthalten muß, die in dem einen und dem anderen Fall voneinander verschieden sind.

Die in der ersten Ausführungsform nach Fig. 4 vorhandene Phasenschleife verleiht dem Simulator eine große Genauigkeit. Die nachfolgende Gleichung gestattet die rechnerische Ermittlung dieser Genauigkeit:

Der Fehler für D _s rührt praktisch ausschließlich von dem bei τ _ref möglichen Fehler her. Ist eine große Genauigkeit erwünscht, so werden hohe Werte für τ _ref gewählt, die durch elektroakustische Verzögerungsleitungen (mit Volumenwellen) realisierbar sind. Mit dem für die numerischen Beispiele gewählten Wert von τ _ref = 10,83 µs ist eine Meßgenauigkeit im Bereich von 1‰ erzielbar. Mit höheren Werten von τ _ref ist eine weitere Verbesserung dieser Genauigkeit möglich. Der Nachteil hierbei ist, daß N (Gleichung (9)) für ein gegebenes Δ D _s proportional zu τ _ref ist, ebenso wie f _v (Gleichung (17)). Dieses technische Problem kann durch Vergrößerung von Δ D _s im selben Verhältnis gelöst werden, was darüber hinaus einem praktischen Anwendungsfall entspricht (man vergrößert den Bereich der zu messenden Entfernungen durch Vergrößerung der Meßschritte im gleichen Verhältnis, so daß die Zahl der Schritte konstant bleibt, wie auch aus den vorstehenden numerischen Beispielen hervorgeht). Es läßt sich mithin ein Simulator vorsehen, der eine Verzögerungsleitung von 10,83 µs enthält und die Überprüfung von Entfernungsmessern oder Funkhöhenmessern in Schritten zu 1 Fuß mit einer Genauigkeit von 1‰ erlaubt, und der weiterhin eine zweite Verzögerungsleitung von 108,3 µs zur Überprüfung mit einer Genauigkeit von besser als 1‰ pro Schritt zu je 10 Fuß erlaubt. Die erste Verzögerungsleitung ist vor allem für einen Praxistest verwendbar (der Funkhöhenmesser ist beispielsweise in einem Flugzeug eingebaut), die zweite für die labormäßige Überprüfung.

Diese Ausführungsform mit Phasenschleife erscheint mittelfristig sehr vielversprechend, sobald die Technik der Phasenschleife noch weiter verbessert ist und der Preis einer sehr aufwendigen Phasenschleife, wie sie hier benötigt wird, sich verringert hat. Gegenwärtig bietet die Herstellung eines programmierbaren Teilers, der in der Lage ist, eine Division durch eine beliebige ganze Zahl durchzuführen, die beispielsweise zwischen 10 und 10 000 liegt, unter Berücksichtigung der zu teilenden Frequenz (einige 10 MHz) keinerlei Probleme. Beispielsweise kann der Teiler SN 54 196 S von Texas Instruments sowohl als Teiler 18 als auch als Teiler 20 verwendet werden. Das Einstell- und Anzeigeorgan 19 in Fig. 4 besteht beispielsweise aus Codierschaltern und die Anzeige der Zahl M bei 18 sowie gegebenenfalls der Zahl N bei 20 erfolgt mittels logischer Signale über Vielfachleiter 22 bzw. 23, von denen jeder in der Figur durch einen Schrägstrich in dem betreffenden Leitungszug gekennzeichnet ist. Vorzugsweise ist der Schalter 21 ein integrierter Analogmultiplexer, beispielsweise die Schaltung MC 4066 von Texas Instruments oder RTC, die über das Einstell- und Anzeigeorgan 19 spannungsgesteuert wird.

Eine zweite Ausführungsform des Simulators ist in Fig. 5 dargestellt. Sie ist wohl einfacher als auch wirtschaftlicher, jedoch weniger genau als die Ausführungsform der Fig. 4. Das Organ 9 der Fig. 5 umfaßt im wesentlichen ein digitalprogrammierbares Dämpfungsglied, das die Einfügung des Multiplikationsfaktors Q in die aus den Organen 8 und 9 bestehende Verarbeitungsschaltung ermöglicht. Unter Berücksichtigung dessen, daß dieses Dämpfungsglied ein Spannungssignal erhält, und wiederum ein Spannungssignal liefert, muß ihm ein Organ vorgeschaltet sein, das eine Frequenz-Spannungs- Umsetzung vornimmt und weiterhin muß auch symmetrisch hierzu ein Organ nachgeschaltet sein, das die umgekehrte Umsetzung durchführt. Der zweite Signalverarbeitungskanal besteht folglich zwischen dem Ausgang des Mischers 13 und einem ersten Eingang des Mischers BLU 11 aus der Serienschaltung eines Frequenz/Spannungs-Wandlers (CFT) 25, der durch den strichpunktierten Schaltungsblock symbolisiert ist, gegebenenfalls einem Schalter 26, dem programmierbaren Dämpfungsglied 27 und einem spannungsgesteuerten Oszillator 28.

Der Wandler 25 liefert ein Spannungsbild der Frequenz f _ref:

V₁ = K₁ · f _ref; (19)

wobei K₁, der Wandlerfaktor, ein proportionales einstellbares Verhältnis zwischen V₁ und f _ref herstellt. Dieser Wandler besteht z. B. in bekannter Weise aus einer monostabilen Kippstufe 29, auf die eine Filteranordnung 31 folgt, die wenigstens 1 Tiefpaßfilter 32 umfaßt. Die monostabile Kippschaltung 29 erzeugt bei jedem Sägezahn einen Spannungsimpulszug mit konstanter Breite (Dauer) und Amplitude mit der Frequenz f _ref. Die Impulsbreite ist exakt definiert durch das Vorhandensein eines Widerstandes R₁ und eines Kondensators C₁. Beispielsweise ergibt sich für die Werte 4kΩ für R₁ und 0,1 µF für C₁ eine Impulsbreite von etwa 100 ns. Die monostabile Kippstufe besteht z. B. aus einer integrierten Schaltung HEF 4528, wie sie von Texas Instruments, Motorola oder RTC hergestellt wird. Das Filter 32 wandelt den Impulszug in den entsprechenden Spannungsmittelwert um. Ein Frequenz/Spannungs-Wandler dieser Art läßt sich für einen Frequenzbereich von 1 kHz bis 10 MHz leicht herstellen, was für die ins Auge gefaßten Anwendungsfälle, für die die Werte von f _ref sich maximal in einem Verhältnis in der Größenordnung von 1 : 5000 ändern können, hinreicht. Wenn jedoch dieser gesamte Bereich von Werten von f _ref abgedeckt werden soll, ist es notwendig, dem Ausgang des Wandlers 29 mehrere Filter wie etwa 32 in Parallelschaltung nachzuschalten, wie dies in Fig. 5 durch den gestrichelten Schaltungsblock 33 angedeutet ist. Entsprechend dem zu überdeckenden Entfernungsbereich wird eine Umschaltung vorgenommen, die von einem Einstellorgan 34 eingeleitet wird, das auf den Wahlschalter 26 einwirkt, der der gleiche sein kann wie der Schalter 21 in Fig. 4. Ein erstes Filter mit einer Grenzfrequenz von 6 kHz gestattet denn die Prüfung einer Entfernung zwischen 0 und 500 Fuß, ein zweites Filter mit einer Grenzfrequenz von etwa 25 kHz gestattet die Prüfung in einer Entfernung zwischen 500 und 5000 Fuß und ein drittes Filter mit einer Grenzfrequenz von 100 kHz erlaubt die Prüfung einer Entfernung zwischen 5000 und 50 000 Fuß.

Das programmierbare Dämpfungsglied (DAC) 27 wird ausgehend von einem Einstellorgan 34 mittels eines Vielfachleiters 35, der logische Signale (0 oder 1) führt, digital gesteuert. Beispielsweise kann der DAC 7524 von Analog Devices entweder mit 12 Bit zur Erzielung von 4096 Prüfpunkten oder mit 16 Bit zur Erzielung von 65 536 Testpunkten verwendet werden. Die Übertragungsfunktion A des DAC gilt in der bekannten Form:

V₂ = A · V₁; (20)

mit:

worin P eine ganze Zahl zwischen 1 und 2ⁿ ist.

Die Zahl der möglichen Schritte ist gleich 2ⁿ, wobei jeder Schritt gleich ist

Die Ausgangsspannung V₂, die im wesentlichen konstant ist, wird nachfolgend in die Frequenz f _d umgesetzt, und zwar mittels des VCO 28:

f _d = K₂ · V₂; (21)

Das nachfolgende Zahlenbeispiel erleichtert das Verständnis, wie die Werte τ _ref, K₁, K₂ und ihr Einfluß sowie die Wahl von n auf die zu prüfenden Bereiche und der Wert des Entfernungsschrittes Δ D _s bestimmt werden kann:

Es wird angenommen, daß die Werte Δ F, f _b, Δ D _s und p _max die gleichen sind wie zuvor für die erste Ausführungsform angegeben. Die Gleichung, nach der f _d von p abhängt lautet:

f _d = A · K₁ · K₂ · τ _ref · p (22)

Der Koeffizient K₂ soll innerhalb gewisser Grenzen gewählt werden, die sehr eng sind, und zwar zufolge des Umstandes, daß die Frequenz f _d im wesentlichen konstant ist und daß der Maximalwert von V₂ (vorliegend ein Festwert) von dem Hersteller des DAC vorgegeben ist. Außerdem ändert sich unabhängig von dem Wert von n die Bruchzahl A zwischen 0 und 1. Es sind daher vor allem K₁ und τ _ref, mittels derer der zu prüfende Entfernungsbereich eingestellt werden kann, jedoch mit zwei Einschränkungen, von denen die eine die Frequenzen betrifft, die den Durchlaßbereich des CFT festlegen, beispielsweise von 1 kHz bis 10 MHz, wie zuvor dargelegt, während die zweite die am Eingang des programmierten Dämpfungsgliedes 27 einzuhaltende Amplitude des Eingangssignals betrifft. Man kann beispielsweise setzen: A · K₁ · K₂ = 1 für A = 1. Wenn man dann eine Verzögerungsleitung mit dem Werte τ _ref = 10,83 µs wählt, ändert sich die Frequenz am Eingang des CFT für einen auf 0 bis 5000 begrenzten Höhenbereich zwischen 25 kHz und 8,93 MHz, sofern A zwischen 0 und 1 liegt. Die Anpassung der Spannung V₁ am Eingang des Dämpfungsgliedes 27 an den korrekten Wertebereich geschieht durch Einstellung der Verstärkung der Filter bei 33 (zwei schaltbare Filter sind notwendig).

Zur Prüfung des Entfernungsbereiches zwischen 0 und 50 000 Fuß (3 Filter) ist dann für τ _ref ein Wert zu wählen, der sehr viel kleiner ist, beispielsweise τ _ref = 1,083 µs, was für einen Höhenbereich von 0 bis 50 000 Fuß zu einer Änderung von f _ref zwischen 2,5 kHz und 8,93 MHz führt. Sofern der Spannungsbereich am Eingang des Dämpfungsglieds 27 und/oder die Durchlaßbandbreite der monostabilen Kippstufe 29 nicht kritisch sind, ist auch die Wahl von τ _ref nicht mehr kritisch.

Die simulierte Entfernung wird ausgedrückt durch:

ein einzelner Schritt hat hierbei die Größe:

Allgemein gilt für den Wert eines Schrittes:

worin b eine feste ganze Zahl ist, so daß man ein Vielfaches eines Einzelschrittes erhält, was sich durch einen einfachen, bekannten mathematischen Kunstgriff im Bereich des Einstell- und Anzeigeorgangs 34 realisieren läßt.

Nachdem der Bereich der zu prüfenden Entfernungen durch Einstellung der Werte K₂, K₁ und τ _ref in der vorstehend angegebenen Weise festgelegt ist, kann mittels der Gleichung 24 ein Näherungswert des gewählten Schrittes für einen gegebenen Wert b₁ ermittelt werden (dieser Wert wird möglichst nahe dem gewählten Schritt festgesetzt, beispielsweise 1 Schritt oder 10 Schritte). Es genügt anschließend den Wert von K₁ und/oder K₂ und/oder von τ _ref ein klein wenig zu ändern, um die genaue gewünschte Schrittgröße zu erhalten, was einem ganzzahligen Wert b₁ in der Gleichung (24) entspricht (zum Nachteil einer sehr kleinen Änderung des gewählten Entfernungsbereiches).

Diese Ausführungsform, die sehr viel einfacher und wirtschaftlicher als diejenige der Fig. 4 ist, ist jedoch weniger genau als die letztere, und zwar wegen des Fehlens einer Regelschleife. Insbesondere kann die monostabile Kippstufe 29 eine zeitabhängige Drift haben, beispielsweise infolge langsamer Änderung der Kapazität des Kondensators C₁, die sich in einer Änderung des Faktors K₁ auswirkt.

Es ist jedoch möglich, die Änderung von K₁ beispielsweise durch Einwirkung auf den Umwandlungs- oder Umsetzungsfaktor K₂ des VCO 28 periodisch zu kompensieren. Abweichend hiervon kann eine vollständig digitale monostabile Kippstufe verwendet werden, die mit sehr schnellen Zählern bei 1 oder 2 GHz arbeitet (MECL-Technologie) und die keine zeitabhängige Änderung haben. Eine andere Quelle von Fehlern analog der bereits genannten für die Ausführungsform nach Fig. 4 ist das Vorhandensein einer störenden Verzögerungτ _i zufolge der Verbindungskabel. Die Mittel, mit denen sich die Auswirkungen dieses systematischen Fehlers gering halten lassen, sind die gleichen: die Wahl eines möglichst hohen Wertes von τ _ref und eine zufolge einer Eichung durchgeführte Änderung der Werte der angezeigten simulierten Entfernungen, zumindest für die kürzesten Entfernungen.

Festzuhalten ist, daß die Steuerung des programmierbaren Dämpfungsgliedes 27 analog erfolgen kann. Sie kann aber auch rechnergesteuert geschehen. Die Bezugszeichen 19 in Fig. 4 bzw. 34 in Fig. 5 können in diesem Sinne als Symbole für einen Rechner verstanden werden. Andererseits kann das Dämpfungsglied 27 aber auch ein auf ein einfaches Potentiometer reduziertes einstellbares Dämpfungsglied sein.

Bei den zuvor beschriebenen Ausführungsformen wurden vor allem die Frequenzen der in dem Simulator erzeugten Signale berücksichtigt. Es ist festzuhalten, daß auch die Amplitude dieser Signale eine gewisse Bedeutung hat. Wenn nämlich beispielsweise ein Funkhöhenmesser tatsächlich in Betrieb ist, nimmt die Amplitude der von ihm empfangenen Echosignale sehr rasch in dem Maße ab, wie die Entfernung anwächst (typisch sind 3 dB je Oktave). Der Simulator soll folglich bei 12 Signale abgeben, die in simulierter Form um so schwächer sind, je größer die simulierte eingestellte Entfernung ist, so daß die von dem Funkhöhenmesser empfangenen Signale von diesem korrekt in der gleichen Weise verarbeitet werden können, wie tatsächlich Echosignale. Andererseits wird dieses simulierte Echosignal seinerseits durch Mischung von zwei Signalen in dem Simulator erhalten. Damit der Mischer BLU 11 in den Fig. 4 und 5 kein unerwünschtes Einrasten des Funkhöhenmessers auf das additive Schwebungssignal der Störfrequenzen auslöst, müssen auch die Amplituden der zwei Signale, die er erhält, sowie das Verhältnis zwischen diesen Amplituden innerhalb von Grenzwerten bleiben, die für einen ordnungsgemäßen Betrieb geeignet sind. Es muß also das subtraktive Schwebungssignal mit einer Amplitude geliefert werden, die mit zunehmender simulierter Entfernung abnimmt. Dieses Ergebnis wird dadurch erreicht, daß in dem zweiten Signalverarbeitungskanal zwischen einem Koppler 37 und dem zweiten Eingang des Mischers BLU 11 gemäß den Fig. 4 und 5 eine Dämpfungsschaltung 38 vorgesehen ist, die von dem Einstell- und Anzeigeorgan 19 bzw. 34 aus durch das gleiche Signal gesteuert wird, das den Filterschalter 21 bzw. 26 steuert. Vorzugsweise ist die Dämpfungsschaltung 38 digital ausgeführt und enthält in einem Speicher Dämpfungsfaktorwerte, wobei die Umschaltung von einem Wert auf einen anderen Wert durch die Änderung des Steuersignals ausgelöst wird. Die Dämpfungsschaltung 38 kann auch eine Höchstfrequenzdämpfungsschaltung beispielsweise mit PIN-Dioden sein.

In Fig. 6 sind die Form des Sägezahns der von dem Gerät 1 gesendeten Frequenz in durchgezogenen Linien B₁ bzw. B₂ und die Form des simulierten Echos dieses Sägezahns in gestrichelten Linien E₁ bzw. E₂ dargestellt, und zwar jeweils für zwei unterschiedliche Werte der simulierten Entfernung. In dieser durch grafische Konstruktion erhaltenen Figur wurde das Ende des Sägezahns für die zwei Entfernungswerte als koinzidierend angenommen, was die grafische Konstruktion vereinfacht, was aber selbstverständlich keinerlei Bedeutung in bezug auf die relative Phase der zwei Signalpaare hat, die nicht gleichzeitig auftreten sondern zeitlich gegeneinander verschoben sind und durch einen nicht dargestellten Einschwingvorgang voneinander getrennt sind. Fig. 6 zeigt den Übergang von einer gegebenen Entfernung B₁, E₁ auf eine zweifach kürzere Entfernung B₂, E₂ (oder umgekehrt). Die gestrichelten Kurven gestatten die Veranschaulichung der Frequenzen f _ref (f _ref₂ = 2f _{ref 1}). Für die beiden in der Figur dargestellten Fälle sind die Werte von f _d und von τ _ref die gleichen. Diese Figur ist mit der Fig. 1 in Bezug zu setzen; bei der der Sägezahn der Frequenz des Echos bei konstanten Frequenzwerten beginnt und endet, wobei diese Frequenzwerte gleichzeitig diejenigen des gesendeten Sägezahns sind. Dies ist jedoch für den Sägezahn des simulierten Echos nach Fig. 6 nicht der Fall; dieser kleine Unterschied bleibt jedoch ohne Auswirkung auf die Arbeitsweise des zu prüfenden Gerätes und verfälscht in keiner Weise den Prüfvorgang der Entfernungsmessung.

Bei den vorher angegebenen numerischen Beispielen wurde der Wert von f _b mit 25 kHz gewählt, was ein geläufiger Wert ist. Allgemein gesprochen, erstreckt sich der Bereich, innerhalb dessen die Frequenz f _b gewählt werden kann, von einigen kHz bis etwa 200 kHz; dieser Bereich ist folglich auch derjenige der Frequenz f _d.

Vorzugsweise umfaßt der Simulator nach dem vorliegenden Vorschlag ein Entfernungsmeßgerät des vorher beschriebenen Typs. Dieses Gerät ist in den Simulator integriert und es sind Schalteinrichtungen vorgesehen, die es gestatten, das Gerät bei 6 und 12 mit dem Simulator zu verbinden. Es handelt sich um ein Prüfgerät, das dazu dient, im Falle einer erheblichen Abweichung zwischen der eingestellten simulierten Höhe und der von dem gerade getesteten oder geprüften Gerät gemessenen Höhe festzustellen, welches der beiden Geräte einen Defekt aufweist, denn grundsätzlich kann ein Defekt sowohl in dem Simulator als auch in dem zu prüfenden Meßgerät auftreten.

Claims

1. Verzögerungssimulator für ein Entfernungs-, insbesondere ein Höhenmeßgerät, das im linear frequenzmodulierten CW-Betrieb arbeitet und in Echtzeit die gesendete Frequenz mit der nach Reflexion von einem Ziel oder der von einem Transponder empfangenen Frequenz vergleicht, wobei der Simulator mit diesem Meßgerät zum Zwecke dessen Funktionsprüfung verbindbar ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Simulator eine elektronisch veränderbare Verzögerung des von dem Meßgerät gesendeten Signals erlaubt, wobei die Verzögerungen mehrere 10 000 unterschiedliche vorgegebene Werte haben können, und daß der Simulator hierzu zwischen einem Empfangsteil (6) und einem Einseitenbandmischer (11), dessen Ausgang mit einem Sendeteil (12) verbunden ist, 2 parallel geschaltete Signalverarbeitungskanäle enthält, wobei der erste Kanal aus ersten Schaltungsanordnungen (8, 10) zur Erzeugung eines ersten Signals besteht, dessen Frequenz f _ref proportional zu der Steigung der Frequenzmodulationsgeraden ist und eine zweite Schaltungsanordnung (9) umfaßt, die ausgehend von dem ersten Signal ein zweites Signal erzeugt, dessen Frequenz f _d zu der Frequenz f _ref in einem vorgegebenen Verhältnis steht, das mittels einer Schaltung (19) zur Einstellung und Anzeige der simulierten Entfernung veränderbar ist, während der zweite Kanal aus einem Koppler (37) besteht, der mit einem einstellbaren Dämpfungsglied (38) verbunden ist, das über die Einstell- und Anzeigeschaltung (19) steuerbar ist, und daß der Einseitenbandmischer (11) eine substraktive Überlagerung zwischen dem von dem Simulator empfangenen Signal nach Amplitudeneichung und dem zweiten Signal durchführt.

2. Simulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Einstell- und Anzeigeschaltung (19) zur Einstellung der simulierten Entfernung aus einer Anzahl von Codierschaltern besteht, die einen in dezimaler Form eingestellten und angezeigten Entfernungswert in Form von binären logischen Signalen auf die zweite Schaltungsanordnung (9, 20) übertragen.

3. Simulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Einstell- und Anzeigeschaltung (19) für die simulierte Entfernung aus einem Rechner besteht, der einen in dezimaler Form eingestellten und angezeigten Entfernungswert in Form binärer logischer Signale auf die zweite Schaltungsanordnung (9, 20; 9, 27) überträgt.

4. Simulator nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten Schaltungsanordnungen (8, 10) aus einer zwischen dem Empfangsteil (6) und einem Mischer (13) liegenden Parallelschaltung aus einer Verzögerungsleitung (14) mit dem Bezugswert t _ref und einem Leiter bestehen, der mittels eines Kopplers (10) einen Teil des empfangenen Signales entnimmt, wobei der Mischer (13) eine subtraktive Überlagerung zwischen seinen zwei Eingangssignalen vornimmt und hierdurch das Signal mit der Frequenz f _ref erzeugt.

5. Simulator nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Schaltungsanordnung (9) aus einer Serienschaltung besteht, die eine phasenverriegelte Schleife (15, 16, 17, 18) umfaßt, die insbesondere mit einem programmierbaren Teiler (18) mit dem Teilerverhältnis M und mit wenigstens einem Schleifenfilter (16) versehen ist, und daß die Serienschaltung weiterhin einen weiteren programmierbaren Teiler (20) enthält, der es gestattet, die Frequenz des Ausgangssignals der Phasenschleife durch eine ganze Zahl N zu dividieren, derart, daß der vorgegebene Verhältniswert zwischen den Frequenzen f _d und f _ref gleich M/N ist.

6. Simulator nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenschleife (15, 16, 17, 18) mehrere parallelgeschaltete Tiefpaßfilter (16) umfaßt, und daß die Umschaltung von einem Filter auf ein anderes ausgehend von der Schaltung (19) zur Einstellung und Anzeige der simulierten Entfernung elektronisch steuerbar ist.

7. Simulator nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenschleife (15, 16, 17, 18) einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) (17) enthält, der aus der Vereinigung mehrerer Einzeloszillatoren besteht, deren Frequenzbereiche sich teilweise überlappen, so daß der Gesamtfrequenzbereich am Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators von einigen MHz bis zu mehreren 100 MHz reichen kann.

8. Simulator nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Schaltungsanordnung (9) aus der Serienschaltung eines Frequenz/Spannungs-Wandlers (25), mindestens eines Tiefpaßfilters (32), eines programmierbaren Spannungsteilers (27) und eines spannungsgesteuerten Oszillators (28) besteht.

9. Simulator nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Schaltungsanordnung (9) mehrere parallel geschaltete Tiefpaßfilter (32, 33) umfaßt, und daß die Umschaltung von einem Filter auf ein anderes zur Einschleifung des Phasenfilters in den ersten Kanal ausgehend von der Schaltung (34) zur Einstellung und Anzeige der simulierten Entfernung elektronisch steuerbar ist.

10. Simulator nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß er ein eingebautes Entfernungsmeßgerät zu Prüfzwecken enthält.