JPH03501648A - Ｆｍ―ｃｗドップラレーダ航法システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ＦＭ−ＣＷドツプラレーダのための閉ループ速度／高度検知器 技術的分野 本発明は高度測定デバイスに関し、より詳細には、ドツプラ速度検知器に配設さ れている変調信号における位相シフトを利用する測定回路に関し、その精度及び 補正の改良に関する。

種々の形の高度計が知られている。これら公知の高度計の幾つかはマイクロ波信 号発生システム及びそのドツプラ効果反射を利用する。アーネス）　、Ｆ、ダー ボベン。

ジュニアに一般的に譲渡された米国特許第３，８６０．９２５号に開示されてい る１つの公知のシステムでは、速度検知器及び高度測定システムの両方を含む組 み合わされたシステムが提供されている。この組み合わされたシステムの高度計 部分は、航空機において発生された周波数変調されたマイクロ波信号のエコーを 速度検知器のために利用しており、これらのエコーは地面への且つ地面からの移 動に因る位相シフトと共にドツプラ周波数シフトを表示する。上記の特許の開示 は本明細書に参照として引用される。

米国特許第３，８６０，９２５号の開示では、マイクロ波信号を発生し、地面か ら反射されるべきマイクロ波信号を送信し、受信されたエコーを処理するための 装置が提供されている。この処理部分の一部では、帰還信号の振幅情報を処理し 、これから航空機の地面に対する高度を決定する高度測定システムが提供されて いる。

より詳細には、ダーボベンの特許において、両側波帯（ＤＳＢ）信号が復調され て、ベース帯域信号及び２つのチャンネルの合成振幅が得られる。ターボペン法 を要約するブロック図が第１図に図示されている。そこに図示されているように 、両側波帯信号がドツプラ受信機の入力端子１０に受けられる。この信号は余弦 チャンネル１２及び１４を通過する。これら２つのチャンネルは、それぞれミキ サ１６及び１８を含んでおり、これらのミキサにおいて、受信された（復調され た）信号はそれぞれ、正弦波信号２０及び余弦波信号２２と混合される。

２つのチャンネル（／Ｃは一対の漏洩防止フィルタ（ＬＥＦ）２４．２６が配設 されており、低域フィルタ２８．３゜がバッファ（図示せず）による処理のため の出力信号を供給する。

このバッファにおいて、振幅差をその間に有する２つのチャンネルによって提供 される２つの正弦波信号は処理されて、これら２つの正弦波の振幅差の逆正接に 等りいゲート幅を有するゲート信号を提供１−１これにより、航空機の高度の測 定値を提供する。この作動は、所望の位相角度の正接を与える分割器回路３２に おける除算に同等であり、その後、第１図に示される逆正接変換器３４による変 換が続（。逆正接変換器３４の出力は、所望の高度ゲ、−ト信号である出方信号 を供給しているように図示されている。低域フィルタ２８及び３ｏの後の信号の 記述は以下の式によって与えられる。

（１）　ｓ　、＝　８ｆ　（θ）　ｃｏｓ　（ｗＤｔ）及び （２）ｅ２＝　ｃｏａ　（θ）　ｃｏｓ　（ｗＤｔ）上記の式において、ｗＤ項 はドツプラ効果に因る周波数シフトであり、これは、移動体の速度に依存する。

位相項θは、地上に行って戻って（る信号の時間遅延に因る。これは従って、高 度に依存する。これらの式に示されているように、高度情報は、２つのチャンネ ルの相対的振幅に存在する。２つのチャンネルの圧力が互いによって除算され、 商の逆正接が取られる場合、エコーの位相遅延を決定することが出来、高度が得 られる。

しかしながら、この方法は、精度の問題を被る。振幅項は、良好な高度精度を得 るために、極めて高い精度でもって測定されなければならない。現在の応用の精 度条件を費用効果的な方法でもって満足するのに充分な精度でもってこれを行う ことができないことを分析は示している。

ここに用いられるマイクロ波及びＲＦ回路によって種々の位相シフトが上記シス テムに導入される限り、斯かる位相シフ）・を補償するために校正モードが必要 となる。

高度計を校正するために２つの先行技術の方法が用いられている。

最初の方法は、受信機／送信機をアンテナに接続している全てのマイクロ波スイ ッチを開（ことにより、マイクロ波エネルギが地面に送信される代わりに反射し て受信機に戻るようにすることを含む。このように受信機に反射される信号はド ツプラシフトを有していないので、そこに人工的シフトを形成するためにはＲＦ 変調器が必要となる。これは、ドツプラ速度測定と結び付いて作動する高度計が 作動するのにドツプラシフトを必要とする故に為される。ＲＦ変調信号はこの時 点で高度計に供給することができる。

高度計によって測定された合成位相シフトは、斯くして、マイクロ波回路によっ て生じる位相シフトのみになる。補正された高度測定値を得るために、この方法 によって測定された位相シフトは高度計の作動の期間中に得られたドツプラ地上 帰還信号において測定された総位相シフトから減算することができる。何となれ ば、通常の作動モードの期間中と同じように、補正モードの期間中、同じ信号を ガン発振器が観測するからである。

しかしながら、この方法は、ドツプラ高度計の孜正にとって正確な方法であるが 、この方法の先行技術における実施は、高価であり大型である。部ち、先行技術 においては、斯かる補正を実施するのにＲＦ変調器及び他のマイクロ波回路を設 けることを要するが、これは、実施のための費用及び装置の要件を増加する。

第２の校正方法は、マイクロ波漏洩項の位相を測定して校正因子を得ることを含 む。この方法はダーボベンの特許にも記載されている。この漏洩項は、マイクロ 波スイッチから反射されるエネルギが地面に送られる前に受信機が拾い上げるこ とから生じる。その結果は、再び、マイクロ波回路のみに依存すべき位相シフト を有する、ドツプラシフトを有していない信号である。この位相は測定され、次 に較正補正因子として用いられる。

より詳細には、斯かる校正に対して、受信機からの信号は上側Ｊ、側波帯を選択 する帯域フィルタを通過する。

信号は一対の復調器において正弦−余弦式に復調され、Ｊ、漏洩成分を除去する 。スイッチングマＩ−リツクス及び低域フィルタから成る切り替え式コンデンサ フィルタは、校正の目的に用いられるゼロ速度漏洩項をリジェクトする。

この方法は非常に簡単で且つ殆ど余分な回路を必要としないが、この技術の試験 によって幾つかの精度の問題が見いだされている。

帰還ドツプラ信号の位相シフトを利用する別の先行技術の高度計が先行の米国特 許第３．１１１．６６７号に開示されている。この方法は、一般的に、「二倍化 」と呼ばれ、第２図のブロック図によって示されている。アンテナから端子３６ に受信、される両１則波帯（ＤＳＢ）信号は先ず復調器３８においてベースバン ドに復調され、これにより漏洩項がＤＣにあるよう（心する。この項は、更なる 処理が行われる前に漏洩防止フィルタ４０によって除去される。その結果得られ る信号は再変調器４２によって再変調され、今回は漏洩がないだけのＤＳＢ信号 に再び形成される。この両側波帯信号は、以下のように記述される。

（３）　ａ、＝　ｃｏａ［：　（ｗ−＋ｗＤ）　ｔ＋θ）十ｃｏｓ（（ｗ、、− ｖｖＤ）　を十〇〕 Ｗ０項はマイクロ波ガン発振器を周波数変調するのに用いられる周波数（一般的 にＦＭ周波数と呼ばれる）である。この信号を周波数二倍化デバイス４４を通過 せしめる際、以下で表される信号が与えられる。

（４）　＊、＝１＋ｃｏｓ［２（ｗ−＋ｗＤ）ｔ＋２０：］＋ｃｏａ（２（ｗ、 −ｗＤ）ｔ＋２θ）＋ｃｏｓ　［２Ｗ、、ｔ＋２θ〕十ＣＯ８〔２ＷＤｔ〕 式（４）によって表される信号は２Ｗｍに中心を有する狭帯域フィルタ４６を通 って送られ、高度に比例する位相を有する再構成された搬送波が結果として得ら れる。再構成さ２ｔた搬送波の位相は信号をガン発振器を周波数変調するのに用 いられた同じ信号Ｗ３と比較することにより測定される。これは、第２図に図示 のように、移相器４９と共に位相検知器４８を用いることによりループにおいて 行われる。

上記の周数数二倍化方法において、位相検知器４８の出力はモータ５０な製動す るよう増幅され、このモータ５０の出力シャフトは移相器４９を駆動するよ５に 回転する。モータの出力シャフトの変位は高度計出力量を構成し、足継を乗算さ れる高度を表す。

上記の周波数二倍化方法の有意な欠点は、多くの回路が含まれており且つこの回 路における如何なる不均衡も精度を低下せしめるという事実に因るその精度にあ る。

更に、回路の出力位相検知及び指示部分においてのみループを用い、全ての他の 処理を開ループ式に実行するという先行技術に鑑みて、信号の処理の精度は更に 低（なる。先行技術の別の問題は漏洩項を除去するためにダブラの前に復調器− 再変調器回路を必要とすることである。

これは、かなりの量の付加的な回路を必要とする。

斯くして、先行技術は、速度測定のために発生された反射ドツプラ信号を利用す る正確で安価な高度計を提供するのに不十分であった。更に、校正が提案される 場合、有意な付加的回路が必要とされた。斯くして、先行技術では、大量の付加 的回路を利用しない正確で校正された高度計の必要性が存在する。

従って、本発明の目的は、先行技術の欠点を克服することにあり、且つ他の航法 測定のために供給された反射ドツプラシフト信号を利用する改良された高度測定 デバイスを提供することにある。

本発明のより詳細な目的は、ドツプラシフトを表す復調された反射信号を閉ルー プ式に処理するためのループ高度測定回路が設けられている高度測定システムを 提供することにある。

本発明の更に別の目的は、直角位相（ｑ％ａｄｒａｔｕｒｍ　）チャンネルを含 み且つこれらのチャンネルによって処理された直角位相信号を交互せしめること によりこれらの直角位相チャンネル間の差を補償するための装置を含む閉ループ ドツプラ高度測定回路を提供することにある。

本発明の更なる目的は、閉ループ高度処理セクションが最大振幅信号を速度処理 セクションに与えてその精度を上げる航空機用ドツプラ速度及び高度兼用測定シ ステムを提供することにある。

本発明の付加的な目的は、ドツプラ速度及び高度測定システムの高度処理部分に 導入された位相シフトのべ正の改良された精度な有する高度処理回路用の単純化 された校正回路を提供することにある。

本発明の更に別の目的は、帯域フィルタを閉ループに配設することにより反射ド ツプラシフト信号の処理セクションの閉ループ高度測定部分の精度を上げること にある。

本発明のこれらの及び他の目的によると、ドツプラレーダ航法システムの改良が 提供される。この改良は、閉ループ回路内にループ位相シフトを確立するための 制御可能遅延装置と、航法システムによって送信された変調信号とそれによって 受信された反射信号との間の相対的位相シフトに対応するループ位相シフトを確 立するために前記制御可能遅延装置を制御するための制御回路とを含む閉ループ 高度測定回路を含む。更に、制御可能遅延装置によって確立されたループ位相シ フトを表す出力信号を与えるための論理回路が提供される。

航法システムと共通的に特定の信号処理回路を用いることによりシステムの費用 が減少するため都合が良い。

更に、信号処理回路と共に閉ループ内に制御可能遅延装置及び制御回路を含める ことによりシステムの精度が増加する。

制御回路は、制御可能遅延装置に相対的位相シフトに実質的に等しいループ位相 シフトを確立せしめることが好ましい。更に、論理回路は、ループ位相シフトに 対応する期間を有する高度ゲート信号を提供するための装置を含む。

更に、閉ループ回路は、第１及び第２の直角位相信号を処理するための第１及び 第２のチャンネルと、第１及び第２のチャンネルによって処理された第１及び第 ２の直角位相信号を乗算してこれによって得られる積に対応する出力信号を提供 するための乗算器とを含む。更に、制御回路は、ループ位相シフトを確立するた めの制御可能遅延装置に制御電圧を供給するために乗算器の出力信号を処理する ための処理手段を含む。

この処理手段は、乗算器の出力信号のための積分器を含み得る。

本発明のより詳細な特徴によると、制御可能遅延装置は、各々が変調周波数で変 調され制御可能遅延装置によって確立されたループ位相シフトを表す第１及び第 ２の直角位相信号を供給する。この変調周波数は、変調されたドツプラレーダビ ームの変調周波数の２倍であり得る。

この装置は、第１チヤンネルに第１及び第２の直角位相信号を交互に供給し、同 時に第２チヤンネルに第２及び第１の直角位相信号をそれぞれ交互に供給するた めの切り替え式マルチプレクサを含むことが好ましい。斯くして、本発明の装置 は、第１及び第２の直角位相信号を処理するチャンネルを反復的に交互にし、２ つのチャンネルの諸成分における差から生じる永久的差を除去する。

マルチプレクサを切り替えるためのスイッチング手段が提供される。

同様に、切り替え式デマルチプレクサは、第１及び第２のチャンネルから交互の 処理された直角位相信号を受ける。デマルチプレクサは、制御可能遅延装置によ って出力された直角位相信号の第１及び第２に対応する第１及び第２の出力信号 を供給する。切り替え式デマルチプレクサは、マルチプレクサと岡期してスイッ チング手段によって切り替えられるように接続されるのが好ましい。

斯くして、ループ位相シフトが実質的に相対的位相シフトと整合すると、第１出 力信号は常に高振幅にある信号となり、第２信号は常に第１信号より低蚤幅にあ る信号となる。マルチプレクサは、出力積信号を供給するためにデマルチプレク サから第１及び第２の出力信号を受信するように接続されている。

更らに、ループ位相シフトが相対的位相シフトに実質的に整合する時に高い振幅 を有する第１出力信号をドツプラ航法システムの速度処理回路の周波数トラッキ ング部分に結合し、これによりその速度処理回路の精度を改良するための手段が 提供される。

本発明の別の面によると、第１及び第２のチャンネルは各々、処理の精度をあげ るためて可変帯域通過フィルタを含む。

本発明の有意な特徴によると、ループ位相シフトに含まれる制御可能遅延装置以 外の要素によって生じる位相シフトを補償するために出力信号を校正するための 校正回路が提供される。

この校正回路は、ドツプラ航法システムにマイクロ波エネルギを送信するのに用 いられるアンテナからマイクロ波発生器を切り離すためのスイッチング構造を含 むことが好ましい。切り離されたマイクロ波発生器において反射されるマイクロ 波エネルギとマイクロ波発生器によって発生されるマイクロ波エネルギとの遅延 を測定するための遅延測定回路が提供される。最後に、補正回路は、出力信号に よって指示されるループ位相シフトから測定された遅延を減算することにより出 力信号を補正する。

校正回路は、好都合には、ＲＦ短絡エレメントが後に続くマイクロ波遅延ライン を更に含む。したがって、このスイッチング構造は、遅延を測定するためにマイ クロ波発生器を短絡工１／メントに接続するように作動可能となっている。この 装置は、マイクロ波発生器によるＦＭ−７Ｍ変換の補正のために提供される。

更に、スイッチング構造と遅延測定回路を周期的に作動せしめるためのタイマが 提供される。この装置は、遅延の周期的１１ｉ１１定を行うために且つ高度測定 回路の周期的校正を行うために利用される。

本発明の他の諸目的、特徴及び利点は、本発明を実施するための最上のモード（ 及び代替実施例）を限定のためではなく単に例示することにより本発明の好まし い実施例が図示され且つ説明されている以下の説明から当業者には容易に明白と なろう。本発明自体は本明細書に付記されている請求の範囲に述べられている。

図面を正しく参照して不明細書を検討すると分かるように、本発明は、他の実施 例が可能であり、その幾つかの詳細は、全て請求の範囲に記述されている発明か ら逸脱することなく、種々の明かた特徴において修正が可能である。従って、本 明細書に提供されている図面及び説明は、本質的に例示的であって、本発明を限 定するものではな（・と見なされるべきである。

本明細書に組み込まれ且つ不明細書の一部を形成している添付図面は、不発明の 幾つかの特徴な説明しており、説明と共に、不発明の詳細な説明する働きをなす 。これらの図面において、 第１図は、高度測定にドツプラ航法システムを提供する先行技術の手法を示す図 、 第２図は、高度測定にドツプラ航法システムを提供する別の先行技術の手法を示 す図、 第３図は、送信されたドツプラ航法ビームと航空機高度との幾何的相関関係を示 す図、 第４図は、本発明に係るドツプラシステムの高度計部分のブロック図を示す図、 第５図は、本発明の代替実施例を示す図、第６図は、本発明の高度計のための校 正ファクタを得るのに用いられる装置を示す図、 第７図は、本発明に係る入力／出力回路を示す図、第８図は、第４図の実施例の 修正を示す図、そして、第９Ｇ図乃至第９ｆ図は、第４図及び第８図の実施例に おける種々の点における周波数スペクトルを示す図である。

本発明を実施するための最上モード 上記に記載されている本発明の諸目的によると、ドツプラ航法システムにおける 帰還ドツプラエコーのための閉ループ処理装置が提供される。本発明の詳細な説 明するに先立ち、ドツプラ航法システムにおける送信ビーム及び受信ビームの幾 何の簡単な説明として以下の説明が与えられろ。

１つの公知のドツプラレーダシステムは、４つの頭次に切り替えられたビームの 周波数変調ｄ　Ｆエネルギを地上に送信し、ドツプラシフト帰還を受信すること により作動する。Ｆ、υ−Ｃｆレーダビームの帰還エコーは、ＦＭ搬送周波数及 びＦＡＩ周波数の倍数における側波帯を含ム。帰還ビームの分析によって、且つ 特に第１（Ｊｌ）側波帯におけるドツプラシフトを測定することにより速度及び 他の航法情報が得られる。ドツプラ周波数シフトに加えて、側波帯も、レーダか も地面へそしてレーダに戻る伝搬時間に因るドツプラ位相シフトを含む。この位 相シフトは、以下のように高度（こ正比例する。

第３図は、受信機／送信機ユニット６０によって垂直に対する傾斜即ち勾配角度 Ｗで送信されるドツプラシステムの４つのビームの１つのビームを示している。

このビームは距離Ｒ伝搬し、地面６２に反射される。ＲＦエネルギの往復伝搬時 間は２Ｒ／Ｃであり、Ｃは光の速度である。高度りは、窒斜範囲と （５）　ｈ　＝　Ｒｃ　ｏ　ｓ　’ｊ’の関係がある。従って、 ＋６１　ｈ　＝　（Ｃ△Ｔ　ｃｏｓ　’Ｊ’　）／　２が成立する。６１項は、 送信された信号に対するドツプラ帰還における位相シフトである。この位相シフ ト八〇は以下により与えられる。

（７）　△θ＝２πｆアΔＴ 従って、 （８）　ｈ−（ＣｃｏｓＷ△θ）／（４πｆ−）−入゛・△θ係数には、任意の ドツプラシステムの公知の定数であり、従って高度は測定された位相シフトの定 数倍に等１〜い。

斯くして、ドツプラ帰還は、高度を測定するのに使用可能な情報（、位相シフト ）を含んでいる。

独豆の高度計と違って、ドツプラ航法システムと組み合わされたユニットは幾つ かの利点を享受する。つまり、速度処理回路及び高度計回路は両方とも同じアン テナ回路（ＲＦソース、Ｒ／Ｔモジュール、マイクロ波スイッチ及びアンテナ） を用いる。ＲＴモジュールは、５ＳＢ（単側波帯）及びＤＳＢ出力を提供するよ うに設計され得る。ＳＳＢ出力は、速度測定に用いられ、ＤＳＢは高度測定のた めに高度計に送られる。

本発明の型式の閉ループ高度計のブロック図が第４図に図示されており、参照数 字ｌＯＯで指示されている。

本発明の装置は、内蔵式であり、他の処理回路と独！して作動可能であるが、ド ツプラ航法システムと速度測定システムと組み合わされて作動するように意図さ れていることを認識すべきである。

従って、本発明の示されている実施例は、速度航法システムに共通な信号処理部 分１０２を含んでいる。そこにおいて、反射ＤＳＢ信号は第１及び第２の直角位 相処理チャンネル１０６及び１０８による処理のために端子１０４に受信される 。２つのチャンネルは実質的に同等であり、受信された信号を後に述べられる切 り習え式直角位相フィードバック信号と混合するためのミキサ１１０及び１１２ を含んでいる。ミキサ出力は、Ｚ、ＥＦ１１４．１１６及び低域フィルタ１１８ ，１２０に与えられる。

フィルタ１１８及び１２０からの出力信号は、好ましくは１．８Ｈｇのスイッチ ング信号に応答して作動するプレクサ１２２からの２つの出力信号は帰還ドツプ ラシフト周波数と共に変化し、高度計において生成されたループ位相シフトと、 ＤＳＢ信号と最初に送信された信号との位相差との間の差の正弦及び余弦にそれ ぞれ比例する振幅を有する信号を供給する。

更に了解されるように、ループが閉じられると、フィードバック信号の位相は入 力する両側波帯信号の位相に等しくなるように駆動され、これにより上記の位相 差がゼロに近ず（。従って、この条件において、デマルチプレクサ１２２によっ て出力される出力信号の１つの信号の大きさは、他方の大きさよりも高（、ドツ プラ位相シフト周波数のより正確な検出を可能にする。従って、この信号は、出 力ライン１２４によってドツプラ航法システム（図示せず）の周波数トラッカ（ ｔデαｃｋａｒ）に結合される。

デマルチプレクサ１２２かもの２つの出力信号は、乗算器１２６によって乗算さ れ、これにより上記の位相差の２倍の正弦として変化する出力信号であって帰還 ドツプラシフト周波数の２倍の周波数において変化する時間変化成分を有する出 力信号を供給する。この信号は、積分器１２８によって積分され、その時間変化 を除去し、位相差の関数として変化する電圧を有する制御信号を供給する。

電圧−遅延変換器、即ち制御可能遅延装置は、積分器１２８によって出力される 制御信号によって制御され、制御可能位相シフトを有する出力信号を供給する。

より詳細には、ドツプラ信号の変調周波数の２倍の周波数の二倍変調信号も制御 可能遅延装置に入力され、この制御可能遅延装置は変調周波数の正弦及び余弦と してそれぞれ変化し且つ制御信号に応答して発生されるループ位相シフトだけ変 調周波数から位相シフトされる２つの出力信号を供給する。ループを閉じるため に、制御可能遅延装置１３０による２つの信号はミキサ１１０及び１１２にフィ ードバックされる。

しかしながら、これら２つのチャンネルの１つ、例えば１０６において遅延装置 １３０により出力される正弦波信号を常に処理することを避けるために、且つ他 方のチャンネル、例えば１０８において余弦出力を常に処理することを避けるた りに、マルチプレクサ１３２が提供される。マルチプレクサ１３２は、デマルチ プレクサ１２２と同じように、１．８Ｈｚのスイッチング信号により制御される 。このスイッチング信号によりマルチプレクサ１３２はその出力を文旦し、それ により、１．８Ｈｇサイクルの半周期中、゛遅延装置１３０の第１出力は第１チ ヤンネルに送られ、遅延装置１３０の第２出力は第２チヤンネル１０８に送られ る。１．８　Ｈｚの第２半周期中、遅延装置１３０の第２苛では、第１チヤンネ ル１０６に送られ、−万、第１出力は、第２チヤンネル１０８に送られる。

デマルチプレクサ１２２も同様に切り替えられるため、１、８　Ｈｇサイクルの 最初の半周期中、２つのチャンネルの一方からの信号は出力ライン１２４に送ら れ、１．８Ｈｚの第２の半周期中、２つのチャンネルの他方は出力ライン１２４ に送られる。斯（して、上記の装置により、チャンネル１０６又は１０８のどち らかにより処理される位相差の余弦として処理される信号が、切り替え式マルチ プレクサ１３２も切り替え式デマルチプレクサ１２２もこの回路に無いかのよう に、出力ライン１２４及び周波数トラッカに送られる。

しかしながら、切り替え式マルチプレクサ１３２及び切り替え式デマルチプレク サ１２２０両方を処理回路に含めることにより、これらのチャンネルの間の如何 なる不一致も、処理される信号の間で等分に分けられることが分かる。斯（して 、これら２つの信号のどちらも一方のチャンネルの特性によってのみ連続的に影 響されることはない。両方の信号は両チャンネルによって実質的に等分て影響さ れ、本発明に係る改良されたシステムの積置な増大する。

本発明の別の特徴が論理回路１３４によって示されている。より詳細には、制御 可能遅延装置１３０によって発生されたフィードバック信号の１つは入カニ倍変 調周波数信号と共に処理サム〜ループ位相シフトに、従って移動体の高度に比例 する持続時間を持つゲート信号を供給する。このフィードバック信号は矩形波で あるため、高度ゲート信号は容易に発生され得る。この高度ゲートは次に発振器 及び計数器の使用によって高度数に変換される。

第４図のループの作動は以下の通りである。両側波帯信号は式（９）で表される 。

（９］　ＤＳＥｉｎ＝ｃｏｓ［：（ｗ−＋ｗＤ）を十〇）＋ｃｏｓ（ｗ、、−ｗ Ｄ）ｔ＋θ〕＋ｃｏｓ（ｗｎｓｔ＋θ）ここで第１及び第２項はＤＳＢ信号を表 し第３項は漏洩項を表す。

入力ＤＳＥ信号はミキサ１１０及び１１２においてフィードバック信号と混合さ れる。上記のように、このフィードバック信号は、制御可能な位相を有するＦＭ 周波数の２つの直角位相項から成っている。この２つの直角位相項は、２つのチ ャンネル１０６及び１０８における如何なる不整合も消すために１．８Ｈｚの速 度で切り換えられる。この混合の結果、漏洩項は真のＤＣＩＣ置かれ、これは漏 洩防止フィルタ１１４及び１１６によって阻止される。

低域フィルタ１１８．１２０は、混合過程から生じる加算項を除去するのに用い られる。低域フィルタの出力信号の形は式１０及び１１に示される。

（１０）　ｇｂ＝ａｉｎ／ｃｏｓ（θ１ｏｏｐ−θ）　Ｘ　ｃｏｓ　（ＷＤ　ｔ 　）（１１）　ａ、　＝ｃｏｓ／ｓｉ％（θ１ｏｏｐ−θ）　Ｘｃｏｓ（Ｗｐｔ ）上記の式において、スラッシュは正弦波及び余弦波（式１０）又は余弦波及び 正弦波（式１１）項が互い違℃・になることを示している。示されているように 、両信号はドツプラ周波数の余弦を含んでいる。しかしながら、処理されている これらの信号の一方の信号の振幅は入力信号とフィードバック信号との位相差の 正弦波に比例しており、処理されている他方の信号の振幅は位相差の余弦に比例 する。斯くして、ループが閉じられ、位相差がゼロに駆動されると、一方のチャ ンネルの振幅は最大に駆動され、他方のチャンネルの振幅は最小に駆動される。

これら２つのチャンネルは再びデマルチプレクサ１２２において１．８Ｈ２の速 度で切り換えられ、これによ１）、ドツプラシステムの速度決定部分の周波数ト ラッカに送られる信号が常に、式（１２）に記載されているように、最大化され たチャンネルとなる。

（１２）　ｇｄ＝ｃｏｓ（θ１ｏｏｐ−θ）ｃｏｓ（ｗＤｔ）これら２つのチャ ンネルは、この時点で、乗算器１２６によって共に乗算され、式（１３）に記載 されている誤差項を形成する。

（１３）　ｇｔ＝ｃ　１＋ｃｏａ　（２’ＮＤｔ　）　：）ｇ＜ｎ〔２（θＬｏ ｏｐ−θ）〕 式（１３）は、誤差項がＡＣＪｉ分及びＤＣ成分の両方を有することを示してい る。この誤差項は、積分器１２８に供給され、この積分器１２８は、ＡＣ成分を 削除し且つ誤差項のＤＣ成分を積分する。積分器の出力は入力ミキサにフィード バックされている位相シフトを表す電圧である。この電圧は、電圧−遅延回路１ ３０において位相シフ）′Ｉｃ変換される。回路１３０の出力は式（１４）及び （１５）に示されている２つの直角位相項から成る。

（１４）　ａ　１＝Ｓｉｎ　ＣＷ−ｔ＋θＬｏｏｐ＞（１５）　ａ、＝ｃｏａ　 （ｗ、、ｅ十θ１ｏｏｐ）これら上記の信号は、前記のように、２つのチャンネ ルの各々に信号ａｔ及び９を交互に供給するマルチプレクサ１３２によって切り 換えられる。ループを閉じる結果は、フィードバック位相項θ１ｏｏｐ　が入力 位相θに等しくなるように駆動されることである。

先行の純粋な正弦表現は説明の目的であることを認識すべきである。しかしなが ら、ハードウェアは、矩形波を生成する。斯くして、電圧−遅延変換器は、積分 器電圧に比例する遅延をもってＦＭ周波数において直角位相にある２つの矩形波 を発生する。直角位相の切り換え（ｆｌ　ｔｐｐｉｎａ　）は、ｌ、８　Ｅ　ｚ の速度で行われる。

以前の実施に対する本発明の主な利点は、本発明の回路が過大な量のハードウェ アを用いることなしに正確な性能を与えることができることである。この高い精 度は閉ループ手法を用いて達成される。この実施において、システムの精度は高 度計ループの入力における直角位相ミキサ１１０及び１１２において主に確立さ れる。主な誤差寄与因子は混合信号における直角位相誤差であり、非常に小さく なるように制御され得る。ループ内の如何なる利得変化及び位相シフトもループ の周波数応答に影響し得るが、高度測定に誤差を導入することはない。

本発明の別のれ点は、高度計ループの最大化されたチャンネルがドツプラシフト のトラッキングのだめの周波数トラッカに送られるということである。他の方法 では、周波数トラッカのための５５８項を発生するためにこれら２つのチャンネ ルの加算が要求され、又は、ＤＳＢ項を復調し次に再変調していた。これらの方 法は両方共、信号対雑音比において３ｄｂの損失を生じ、一方、本発明における 最大化されたチャンネルを用いることによっては斯かる損失は生じない。

トラッキングループの２つの増進は容易に実施され得る。その第１は、精度を更 に改良し、更にまた、変動性能を改良する方法である。より詳細には、第４図の 低域フィルタ１１８．１２０の代わり（て可変帯域通過フィルタを用いることが できる。

この方法によると、フィルタの中心周波数は、周波数トラッカからの清報によっ て設定される。この理由は、乗算器１２６から出る積信号εＥのＳｌＮ比を改善 することである。低域フィルタを用いると、２つの乗算器入力は各々、最大航空 機速度において予想されるドツプラシフトに対応するために、９　Ｋ　ｈ　Ｉ！ の帯域幅を有する。

ドツプラ周波数に中心を有する帯域フィルタを用いると、この帯域幅は約Ｉ　Ｋ 　Ａ　ｚに減じ得る。乗算器のＳｌＮ比の改良は高度の変動の減少と精度性能の 改良という結果を生じる。先行技術は、同様の結果を達成することを試みた。し かしながら、先行技術において、斯かる試みは、ドツプラ周波数において作動す る第２のミキサを使用し、その後に低域フィルタを置（ことを要求している。し かしながら、本発明において、提案された帯域フィルタ、即ち、最近になってや っと実行可能になった方法の使用は、より費用効果的であり且つ空間効果的であ る。

ここで第８図について説明すると、ここには、第４図の実施例に可変帯域通過フ ィルタ（ＶＢＰＦ）が含まれている装置が図示されている。詳細には、ＶＢＰＦ 　２１８及び２２０は、低域フィルタ１１８及び１２０の後に含まれている。デ マルチプレクサ１２２への入力における電圧４Ｂ及びａＣの周波数スペクトル及 び乗算器１２６の出力電圧ε。の周波数スペクトルが第９α図乃至第９ｆ図に図 示されている。第９ｅＬ図乃至第９ｃ図は第４図の実元例での信号−Ｂ−１０及 び＃Ｅのスペクトルを示しており、一方、第９ｄ図乃至第９ｆ図は、第８図の修 正された実施例での同じ信号のスペクトルを示している。

これらに図示されているように且つ上記に述べられているように、乗算器に与え られる信号の帯域幅は、ドツプラ信号の周波数が移動体の速度の関数としてゼロ から８　ＫＨｚの間にあり得るため、約９　Ｋ　Ｅ　ｚである。これら２つのチ ャンネルの乗算の後、雑音帯域幅は、０乃至１８ＫＢｇの範囲にある。しかしな がら、ドツプラ信号のみが有用な情報を含んでおり、雑音は好ましくないランダ ムな変動を発生するだけである。更に、これらの好ましくない雑音信号は又、乗 算器にノくイアス誤差を生じる。

第８図の実施例において雑音の影響を少な（するために取られた方法は、乗算器 へ入力される前に信号から雑音を鏝波することである。本発明に用いられる周波 数トラッカは特定のドツプラ周波数についての利用可能な情報を含むため、この 情報はＶＢＰＦに与えられ、これによりその中心周波数はドツプラ信号の周波数 に等しくなるように調節される。

この方法の結果が第９ｄ図乃至９ｆ図に図示されて〜・る。ここで分かるように 、結果として得られる雑音帯域幅はかなりの減少を示す。

第４図の装置の別の可能な改良は、高度計のループを修正してゼロ速度まで動作 するようにすることを含む。

しかしながら、第４図のループは、ミキサ１１０及び１１２の後の漏洩項がＤＣ に置かれるため、ゼロ速度まで動作するという問題を有する。このＤＣ成分ｋｔ 　Ｌ　Ｅ　Ｆ回路において阻止され、ＬＥＦ回路は、基不的にむよ、最低ドツプ ラ８波数が通過するようにその低周波数カットオフが選択されている高域フィル タである。

しかしながら、実際、これらのミキサにお〜・て処理されるフィードバック信号 の位相は変化しており、ＤＣ漏洩信号の変調を生じる。最小ドツプラ周波数が高 くなると、これは問題ではなくなる。全ての漏洩を濾波するように高域フィルタ の低周波数カットオフがより高くなるためである。しかしながら、ゼロ速度まで 動作すると、これは可能ではない。１つの可能な解決法は、第２図の前端に示さ れているように、復調器、Ｌ、ＥＦ及び再変調器を含む回路を組み込むことであ る。復調器におけろ混合信号の位相は一定であるため、漏洩は正確にＤＣに置か れる。この回路の出力は漏洩が除去された両側波帯信号となる。この信号は、こ の時点では、処理するために高度計ループに入力される。

ここで第５図につい°（脱明すると、ここには、チャンネルスイッチング装置を 除く、本発明の別の単純化された実施例が示されている。斯くして、入力ＤＳＢ 信号は位相スプリッタ１５０によってミキサ部分１５２に送られ、制御可能遅延 回路１３０によって発生される２つの直角位相信号と混合される。漏洩項は、コ ンデンサ１５４を用いて、ミキサ出力のＡＣカップリングによって除去される。

この結果得られる信号は、ミキサ出力から加算項を除去するだけでな（、信号に 含まれている雑音の帯域幅を狭くするために設けられる低域フィルタセクション １５６に与えられる。

第２位相スプリッタ１５８は、一方のチャンネルからの信号を乗算器１６Ｇに与 え、一方、ハードリミタ１６２は他方のチャンネルから乗算器に送られる信号を 制限する。この乗算器は、ＤＣ誤差項を発生し、それによってこのＤＣ誤差項は 出力され、積分器１６４に供給される。

制御可能遅延装置１３０のための位相シフトを表す積分器電圧は、斯くして、高 度の表示に変換される。

実際のトンブラシステムにおいて、場合によっては２つのＦＡ］周波数と共に、 ４つのビームが用いられることを銘記すべきである。つまり、高度計は、８個の 独立の位相シフトを同時にトラッキングすることが出来るべきである。これは、 本発明においては、回路をこの８本のビームで時間分割することにより行われる 。この概念を説明するために、積分器１６４は、第４図の実施例において示され ている積分器１２８には図示されていない細部を示し、演算増幅器のためのフィ ートノ（ツクコンデンサを含んでいる。これら８個の信号を独立して積分するた めに、８個の切り替え式コンデンサを積分器に用−・るようにしてもよい。さら に、システムのコンピュータ制御装置のために位相遅延をデジタル語に変換する インターフェース回路が含まれている。

代替手段として、アップダウン計数器を利用するデジタルの実施例が積分器に対 して与えられる。制御される遅延装置は、積分器に応答して粗遅延を提供するク ロックされたシフトレジスタ、及び、積分器に応答１−て遅延装置における微細 な変化を供給するための、シフトレジスタの出力の遅延ラインを含み得る。更に 、両チャンネルにおける信号の）・−ド庵（Ｉ限（五〇ｒｄ　１体ｉ百ｎａ）は 、信号をＴＴＬレベル濡号に変えるために用いられ、これにより、排他的ＯＲゲ ート、ＡＮＤゲート等の形のデジタル乗算器の使用を可能にし、適正に現定され た論理レベルの出力信号の論理積を提供し得る。

上記のように、高度計は、マイクコ波及びＲＦ位相シフトを補償するために、あ る種の校正回路を必要とする。

例えば、一つの型式のドツプラシステムにおいて用いられるアンテナについて行 われた試験は、内部ハードウェア遅延は温度によって５００ナノ秒まで変化し得 ることを示している。斯かる変化は２３０フィートの感知される変化に対応し、 低い高度では非常に重要である。従って、本発明は、ドツプラ検知システムに付 加された高度計セクションのための自動校正シーケンスを含んでいる。

より詳細には、ガン発振器の後にＲＦ変調器を付加する代わりに、ガン発振器へ 伝送されるＦＭ信号に変調を与え、そこからＤＳＥ　ＦＭＭ力信号を提供するこ とが決定された。振幅変調又は位相変調が使用可能である。本発明の好ましい実 施例は振幅変調を用いている。通常はアンテナへ出力信号を提供するマイクロ波 スイッチを開（ことにより、これらの信号は第４図の高度計トラッキング回路へ 反射され、そこで通常の処理が行われる。斯かる校正シーケンスの期間中に処理 された信号の位相シフトのみが内部ハードウェア遅延によって与えられるため、 閉ループ処理セクションが位相シフトにロックすると、シフトは記憶され、指示 された高度を調節するために通常の処理モードにおいて用いられる。

受信送信モジュールにおけるマイクロ波回路の一部のブロック図が第６図に図示 されている。図示されている回路は以下のように高度計を校正するのに用いられ る。

通常の高度計動作の期間中、マイクロ波ガン発振器１７０の１３．３ＧＥｚ出力 は、発生器及び変調器１７２の一部を形成しているＦＭ発生器によって変調され る。ＦＭ発生器は、例えば１．８ＫＥｚ周波数において与えられるタイマ１７４ からのＦＭ周波数項を正弦波に変換する。この正弦波はガン発振器１７０の出力 を周波数変調するのに用いられる。ガン発振器１７０によって発生されるマイク ロ波エネルギは、適正なマイクロ波送信のために必要な、アイソレータ１７６、 カップラ１７８及びサーキュレータ１８０を通して送られる。この信号は、マイ クロ波スイッチ１８２によって適切なアンテナポートに送られる。

このマイクロ波エネルギは、該ボートを通して地上に送信され、また、ポートへ 反射され、そこからスイッチ１８２、サーキュレータ１．８０及びカップラ１７ ８を通して戻される。カップラ１７８から、反射信号はミキサ１８４に送られ、 ミキサ１８４は、この信号を中間周波数（ＩＦ）に復調する。この信号は、ＩＦ 増幅器１８６によって増幅される。ＩＦ増幅器１８６の出力は第４図の高度計入 力端子１０４に送られるＤ　、５　Ｂ項である。

斯（して、かなりの量のマイクロ波回路がドツプラシステムの作動において用い られている。この回路は、種々の位相シフトを処理中の信号に付加する。上記の ように、これらの位相シフトは時間及び温度と共に変化し得る。変化する位相シ フトを測定するために設けられる校正モードにおいて、短期校正モードが、例え ば１０秒毎に周期的に入れられる。

このモードにおいて、ＦＭＭ生器１７２の変調器部がオンになる。これにより、 ＦＭ正正弦比出力タイマからの周波数によって変調される結果になる。例えば、 １．８ＫＥｚの変調周波数が用いられる。マイクロ波回路の動作は、スイッチ１ ８２までは、通常の動作モードに対して上記に述べられたと同じである。しかし ながら、アンテナポートに送られる代わりに、校正モードの期間中、マイクロ波 エネルギは、短絡１９０に終端している遅延ライン１８８に送られる。マイクロ 波エネルギは、遅延ラインを通って伝搬し、短絡によって反射され、スイッチ１ ８２、サーキュレータ１８０、カップラ１７８を通って戻り、ミキサ１８４に送 られる。

ミキサから出る信号は、依然としてＤＳＢ信号であるが、ＦＭ発生器及び変調器 １７２によって与えられるような、変調周波数及び位相シフト、例えば１．３Ｋ Ｂｇ、のドツプラシフトをシミュレートしている。システム作動における実際の ドツプラシフト側波帯は、マイクロ波及びＲＦ回路と地面・に行って戻って来る 伝搬時間との両方に因る位相シフトを含むが、校正モードにおける側波帯は、マ イクロ波及びＲＦ回路のみに因る位相シフトを有する。第４図の高度計は、校正 モードにおける位相シフトを測定し、その結果を用いて、通常のモード測定値を 補正するので、高度表示からの如何なる内部位相シフトをも除去する。

第７区に示されている入力−出力（Ｉｌｏ　’）モジュールは、通常の高度計数 の適切な補正を以下のように行う。

１１０回路の機能は、帰還信号と送信信号との間の遅延に対応して、制御可能遅 延装置１３０によって発生される位相ループを、例えばフィートで高度を表す数 に変換することである。更に、１１０回路は、各校正モード動作中に測定される ダニファクタを高度数から減算出来なげればならない。これは、基準信号及び遅 延信号を共にゲートしこの遅延に依存する巾のパルスを形成する論理回路１３４ によって為される。

論理回路１３４の出力ゲートによってゲートされるクロックゲート回路２００は 、例えば１６Ｍｌ１ｔの高周波数クロック信号を計数器２０２に送るｃＮｒ＜１ ．て、クロックは高度を表す遅延に対応する期間にわたって計数される。ループ 位相シフトに応答して適切なゲーティング期間を設けることにより、且つ適切な 鼠波数クロック信号を用いることにより、この期間の終了時における計数器２０ ２における計数は、高度を直接（ｌ計数＝１フィート）又は比例的に表している 。

高周波クロックの変化は計数と高度表示との間の所望の等個性を得るものと考え られるが、斯かる変化が常に必要とは限らない。斯（して１．この好ましい実施 例において、計数、器２０２の出力は、計数器出力を校正動作モードに用いるた めに記憶するマイクロプロセッサ（図示せず）に与えられる。これら２つのモー ドの減算だけでな（７！、））−に７アクタ補正も斯くしてこのマイクロプロセ ッサによって実施される。

校正計数の記憶のために、並列計数器２０４が含まれている。つまり、クロック ゲート回路２００はクロック信号を計数器２０２と２０４の両方にゲートする。

校正モード信号は２つの計数器の一方を作動させ、他方を停止させる。つまり、 通常の動作中、計数器２０２はイネーブルされ、計数器２０４はディスエーブル される。周期的校正モードの動作中、計数器２０２はディスエーブルされ、計数 器２０４はイネーブルされてゲート回路２００からクロック信号を受ける。

これに関して、タイマ１７４はＦＭ周波数、１．８１Ｈｇ校正信号、１．８　Ｅ 　ｚ切り換え（ｆｌｔｐｐｉｎｇ）信号及び０、１　Ｅ　ｇ校正ＯＮ信号等の全 てのタイミング信号を発生する。斯（して、タイマからの幾つかの出力信号が第 ６図に図示されている。

計数タイマ２０６が用いられて計数器２０２の計数を読みだす。しかしながら、 校正（調節）計数が計数器２０４に記（意されているため、この計数はタイマ２ ０６によって計数器２０２から減算され、これにより計数器２０２はカウントダ ウンさユ又は計数器２０４の内容を直接減算する。その結果書られる補正された 出力は、ラッチ及びＤ／Ａ変換器組合せ２０８又は出力計数器２１０を用いて、 アナログ及びデジタル表示装置に与えられる。

過去において類似の校正方法が試みられてきているが、斯かる以前の試みは不首 尾であった。従来の失敗の主な理由は、ガン発振器へ送られるＦＭ正弦波が変調 されると、この発振器は斯かる位相変調が用いられないときとは異なる位相シフ トを信号に与えられるからである。つまり、校正モードにおいて測定される位相 シフトは通常モードにおいて存在する位相シフトとは同一ではない。従って、高 度計の不適切な校正が生じる。

この理由は、ガン発振器の内部で生じる固有のＩ＃ｉ−Ａ　、Ｑｆ変換にあるこ とを試験は示している。非常に低いＦ　Ｍ　−Ａ　、１１／変換を有するガン発 振器を用いて試験が行われた時は、校正モードの結果はかなりより良いものであ った。しかしながら、非常に低いＦＭ−２Ｍ変換のガン発振器を製造することは かなり費用がかかる。本発明は、校正モード１ておいてマイクロ波信号経路に遅 延ラインを付加することにより、この問題を克服する。ＦＭ−２Ｍ変換によって 導入さｎる誤差の位相シフトの測定に対する影響は信号経路長に反比例する。妥 当に低い（非常に低いのではなく）ＦＭ−２Ｍ変換を有するガン発振器を約１５ フイートのケーブルの遅延ラインと結び合わせて用いた場合、校正モードの結果 は良好であることが分かつている。妥当に低いガンは、非常に低い変換のガンよ りも安価であり、斯く！−て本発明は適切な高度計の動作に必要な校正を得る費 用を減する。

前に述べたように、以前の校正方法は、必要な変調側波帯を発生するガン発振器 の後に置かれたＲＦ変調器を用いてきた。変調はガン発振器の後に行われたため 、Ｆ　、Ｘｆ−Ａ　、’、ｆ変換は行われなかった。この方法の欠点は、高価で 大型の別のＲＦ変調器が必要となることである。

本発明は安価であり小型であるアナログ位相変調器、即ち、通常のガン発振器よ りもほんのわずかに高価なだけの相当に低いＦＭ−２Ｍ変換のガン発振器と、こ れも安価で小型である遅延ラインとを用いる。全体として、本発明の回路は斯く して、以前の方法よりも製造がより安価であり、信頼性がより高く且つよりコン パクトである。

本発明の好ましい実施例の上記の説明は、例示と説明の目的で徒供されており、 網羅的であったり、開示された細部にわたる形に本発明を限定するようには意図 されておらない。修正及び変形が上記の教示に鑑みて可能となるためである。こ の実施例は、本発明の原理及びその実際の応用を説明し、これにより、当業者が 本発明を意図された特定の使用に適するように種々の実施例におい゛（、また種 々修正してれ用することができるように選択され且つ説明されてきた。本発明の 範囲は、不明細書に添付されている請求の範囲を合法的且つ公子に許容される完 全な広さに従って解釈する場合に請求の範囲によって定義されるものである。

第　７　図 クヒ　才丁　技、紗テ 第　５凹 Ｖ　Ｕ Ｑ 補正書の翻訳文提出書 （特許法第１８４条の８） 平成　２年　３月１７日

Claims (20)

【特許請求の範囲】
1. １．ドツプラレーダ航法システムにおいて、閉ループ高度測定回路内のループ位 相シフトを確立するための制御される遅延手段と、 前記制御される遅延手段を制御して、前記航法システムによつて送信された変調 信号とそれによつて受信された反射信号との間の相対的位相シフトに対応するル ープ位相シフトを確立するための制御手段と、前記制御される遅延手段によつて 確立された前記ループ位相シフトを表す出力信号を提供するための論理手段とを 含む閉ループ高度測定回路を含むことを特徴とするドツプラレーダ航法システム 。
2. ２．前記制御される遅延手段に前記ループ位相シフトを前記相対的位相シフトに 実質的に等しいように確立させるために上記制御手段が作動可能であり、前記論 理手段が前記位相シフトに対応する期間を有する高度ゲート信号を提供するため の手段を含む請求項１記載の改良されたドツプラレーダ航法システム。
3. ３．前記閉ループ回路が第１及び第２の直角位相信号を処理するための第１及び 第２のチヤンネルと、前記第１及び第２のチヤンネルによつて処理された前記第 １及び第２の直角位相信号を乗算するための、且つそれによつて得られた積に対 応する出力信号を提供するための乗算手段と を含み、 前記制御手段が、前記乗算手段の前記出力信号を処理して、前記ループ位相シフ トを確立するために前記制御される遅延手段に制御電圧を供給する処理手段を含 む請求項２記載の改良されたドツプラレーダ航法システム。
4. ４．前記処理手段が、前記乗算手段の出力信号を積分するための積分手段を含む 請求項３記載の改良されたドツプラレーダ航法システム。
5. ５．前記制御される遅延手段が、各々が変調周波数において変調され且つ各々が 確立された上記ループ位相シフトを有する第１及び第２の直角位相信号を提供し 、前記閉ループ回路が前記第１及び第２の直角位相信号を処理するために第１及 び第２チヤンネルを含み、更に、前記第１及び第２のチヤンネルによつて処理さ れた前記第１及び第２の直角位相信号を乗算するための、且つこれによつて得ら れた積に対応する出力積信号を提供するための乗算手段を含み、 前記制御手段が、前記乗算手段の前記出力積信号を処理して、前記ループ位相シ フトを確立するために前記制御される遅延手段に制御電圧を与えるための処理手 段を含む 請求項２記載の改良されたドツプラレーダ航法システム。
6. ６．前記第１チヤンネルに前記第１及び第２分直角位相信号を交互に与え、且つ 前記第２チヤンネルに前記第２及び第１の直角位相信号を同時に交互に与えて、 前記第１及び第２の直角位相信号を処理するチヤンネルを反復的に交互するため の切り替え式マルチプレクス手段と、前記マルチプレクス手段を切り替え、これ により前記の処理された直角位相信号の両者に前記第１及び第２のチヤンネルの 間の不整合と実質的に同等の効果を与えるための切り替え手段と を更に含む請求項５記載の改良されたドツプラレーダ航法システム。
7. ７．前記第１及び第２のチヤンネルから前記の交互の処理された直角位相信号を 受信し、前記制御される遅延手段によつて出力された前記直角位相信号の第１に 対応する第１出力信号と前記制御される遅延手段によつて出力された前記直角位 相信号の第２に対応する第２出力信号とを提供する切り替え式デマルチプレクス 手段を更に含み、 前記切り替え式デマルチプレクス手段が、前記マルチプレクス手段と同期して前 記切り替え手段によつて切り替えられるように接続されており、 これにより、前記ループ位相シフトが前記相対的位相シフトと実質的に整合する 時に高振幅にある信号を前記第１出力信号として与え、前記ループ位相シフトが 前記相対的位相シフトに実質的に整合する時に前記第１出力信号よりも低い振幅 にある信号を前記第２出力信号として与え、 上記乗算手段が、前記デマルチプレクス手段から前記第１及び第２の出力信号を 受け取つて前記出力積信号を提供するように接続されている 請求項６記載の改良されたドツプラレーダ航法システム。
8. ８．前記ループ位相シフトが前記相対的位相シフトに実質的に整合する時に高い 振幅を有する前記第１出力信号を前記デマルチプレクス手段から前記ドツプラ航 法システムの速度処理回路の周波数トラツキング部に与え、前記速度処理回路の 精度を改良する ため手段を更に含む請求項２記載の改良されたドツプラレーダ航法システム。
9. ９．前記第１及び第２のチヤンネルが各々、処理精度を上げるために可変帯域通 過フイルタを含む請求項５記載の改良されたドツラレーダ航法システム。
10. １０．前記制御される遅延手段以外の要素によつて生じ且つ前記ループ位相シフ トに含まれている位相シフトを補償するように前記出力信号を補正する校正手段 を更に含む請求項５記載の改良されたドツプラレーダ航法システム。
11. １１．前記校正手段が、前記ドツプラレーダ航法システムにおいてマイクロ波エ ネルギを送信するために用いられるアンテナからマイクロ波発生手段を切り離す ためのスイツチング手段と、 前記の切り離されたマイクロ波発生手段において反射された前記マイクロ波エネ ルギと前記マイクロ波発生手段によつて発生された前記マイクロ波エネルギとの 間の遅延を測定するための遅延測定手段と、これにより指示された前記ループ位 相シフトから前記の測定された遅延を減算することにより前記出力信号を補正す るための補正手段と を含む請求項１０記載の改良されたドツプラレーダ航法システム。
12. １２．前記校正手段が更に短絡手段を含み、上記スイツチング手段が、前記短絡 手段に前記マイクロ波発生手段を接続して前記遅延を測定するように作動可能で あり、 これにより、前記マイクロ波発生手段によるＦＭ−ＡＭ変換を補正する 請求項１１記載の改良されたドツプラレーダ航法システム。
13. １３．前記スイツチング手段及び前記遅延測定手段を周期的に作動させて、前記 遅延の周期的測定を行い且つ前記高度測定回路の周期的補正を行うためのタイミ ング手段を更らに含む請求項１２記載の改良されたドツプラレーダ航法システム 。
14. １４．マイクロ波発振手段と、該マイクロ波発振手段によつて発生されたマイク ロ波信号を変調するための周波数変調手段と、アンテナに周波数変調信号を結合 するための結合手段とを含むドツプラレーダ航法システムにおいて、 閉ループ高度測定回路であつて、 該閉ループ高度測定回路内のループ位相シフトを確立するための制御される遅延 手段と、 前記航法システムによつて送信された変調信号とそれによつて受信された反射信 号との間の相対的位相シフトに対応するループ位相シフトを確立するように前記 制御される遅延手段を制御するための制御手段と、前記ループ位相シフトを測定 するための、且つ前記制御される遅延手段によつて確立された前記ループ位相シ フトを表す出力信号を提供するための測定手段とを含む閉ループ高度測定回路と 、 前記測定手段を校正するための校正期間を開始して、前記制御される遅延手段以 外のシステム要素によつて生じ前記の測定されたループ位相シフトに含む位相シ フトを補償するように動作可能な校正手段とを含むドツプラレーダ航法システム 。
15. １５．前記校正手段が、前記アンテナから前記結合手段を切り離すためのスイツ チング手段であり、前記測定手段が、前記の切り離されたマイクロ波発生手段に おいて反射された前記マイクロ波信号と前記マイクロ波発振手段によつて発生さ れた前記マイクロ波信号との間の遅延を測定するように前記校正期間に作動可能 であり、 前記の測定された遅延を減算することにより前記出力信号によつて表される前記 ループ位相シフトを補正手段が補正する 請求項１４記載の改良されたドツプラレーダ航法システム。
16. １６．前記校正手段が、遅延ライン手段を更に含み、前記スイツチング手段が前 記結合手段を前記ライン手段に接続して前記遅延を測定するように作動可能であ り、これにより、前記マイクロ波発振手段によるＦＭ−ＡＭ変換を補償する 請求項１５記載の改良されたドツプラレーダ航法システム。
17. １７．前記校正手段が、前記遅延ライン手段に接続され前記マイクロ波信号を前 記測定手段へ反射させるための短絡手段を更に含む請求項１６記載の改良された ドツプラレーダ航法システム。
18. １８．前記スイツチング手段を周期的に作動させて周期的校正期間を開始し、前 記遅延の周期的測定を行い且つ前記測定手段の周期的校正を行うタイミング手段 を更に含む請求項１６記載の改良されたドツプラレーダ航法システム。
19. １９．前記補正手段が、前記校正期間に前記測定手段によつて測定された前記遅 延を記憶するための第１手段と、前記測定手段の前記出力信号によつて表される 前記ループ位相シフトから前記の記憶された遅延を減算するための第２手段と を含む請求項１５記載の改良されたドツプラレーダ航法システム。
20. ２０．受信／送信マイクロ波回路と、帰還マイクロ波信号を該受信／送信回路に 供給するためのＲＦ回路と、前記帰還信号を速度決定回路による周波数トラツキ ングのために準備するための信号処理手段とを含むドツプラレーダ航法システム において、 閉ループ高度測定回路であつて、 前記閉ループ高度測定回路内のループ位相シフトを確立するための制御される遅 延手段と、 前記航法システムによつて送信された被変調信号とそれによつて受信された反射 信号との間の相対的位相シフトに対応するループ位相シフトを確立するために前 記制御される遅延手段を制御するための制御手段と、前記制御される遅延手段に よつて確立された前記ループ位相シフトを表す出力信号を供給し、これにより前 記航法システムを含む移動体の高度を識別するための論理手段と、 を閉ループ内に含む閉ループ高度測定回路を具備し、更に前記閉ループ内に前記 帰還信号を周波数トラツキングのために準備する上記信号処理手段を含むドツプ ラレーダ航法システム。