DE3839373C2 - Helligkeitssteuerschaltung für Glühlampen und Schaltnetzteile mit einer Schutz- und Begrenzungsschaltung zum Erhalt einer elektronischen Sicherung - Google Patents

Description

In der DE 38 36 128 A1 wurde eine Helligkeitssteuerschaltung in Vorschlag gebracht, gemäß der man auf die bei üblichen Phasenanschnittsteuerungen in Verbindung mit Triacs verwendeten Funkentstörmittel verzichten kann und trotzdem hinreichende Funkentstör­ spannungsunterdrückung erreicht mit einer zugleich erwirkten Geräuschfreiheit der Steuerschaltung.

Die Besonderheit besteht dabei darin, daß ein selbstsperrender Feldeffekttransistor in der Diagonalen eines Brückengleichrichters durch eine Kon­ trollschaltung so gesteuert wird, daß der Feldeffekttransis­ tor im Nulldurchgang der Wechselspannung leitet und ent­ sprechend einer einstellbaren Zeit in der Kontrollschaltung für einen gewünschten Abschnitt der Netzhalbwelle in leiten­ den Zustand bleibt und danach mit einer zweckentsprechend eingestellten Planke vor dem Erreichen des nächsten Null­ durchgangs abschaltet.

Die Erfindung will nun die in der DE 38 36 128 A1 vorgeschlagene Steuerschaltung derart weiterentwickeln, daß diese durch eine elektronische Sicherung ergänzt wird.

Dadurch entfällt der bei herkömmlichen Dimmern notwendige Austausch der durchgeschmolzenen Sicherung, z. B. bei Kurzschluß in­ folge Durchbrennens der Glühwendel einer Glühlampe. Dazu sind gegenüber der Schaltungsausführung gemäß der DE 38 36 128 A1 zusätz­ liche Schaltungsmaßnahmen erforderlich.

Zur Lösung dieser Aufgabe sind erfindungsgemäß die in dem Anspruch 1 gekennzeichneten Merkmale vorgesehen.

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung bietet den Vorteil einer Strombegrenzung bei durchgeschaltetem MOS-FET-Transistor im Falle eines Kurzschlusses der Last oder Entladung infolge eingekoppelter überhöhter Spannung (Spikes). Weiterbil­ dungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche. Nach­ folgend wird ein Ausführungsbeispiel der Schutz- und Begren­ zungsschaltung nach der Erfindung anhand der Zeichnung be­ schrieben. Es zeigt:

Fig. 1 das Schaltbild für die herkömmliche Helligkeits­ steuerschaltung von Glühlampen und Schaltnetz­ teilen,

Fig. 2 die Schutz- und Begrenzungsschaltung in er­ findungsgemäßer Ausführungsform,

Fig. 3 eine grafische Darstellung über den Verlauf der Abschaltspannung,

Fig. 4 ein Schaltbild einer automatischen Umschaltung zur Verlust­ leistungsverringerung bei Einhaltung der Störspannung.

Im einzelnen zeigt das Blockschaltbild gemäß Fig. 1 eine Übersicht der Helligkeitssteuerschaltung wie sie in der DE 38 36 128 A1 beschrieben ist. Danach beinhaltet Block 1 den Gleichrichter GL, den Varistor V_s zur Spike-Begrenzung und die Vordrossel L_s mit kleiner Induktivität als Vorwiderstand bei schnellen Spikes für den Varistor V_s.

Block 2 umschließt den MOS-FET-Transistor T1 und die nicht eingezeichnete Schutz- und Begrenzungsschaltung, sowie die Schaltung zur Bildung der Abschaltflanke.

Block 3 besteht aus der schon bekannten Speisespannungsver­ sorgung des Monoflop, der Abtastung der Netzhalbwelle und daraus der Triggerung des Monoflop bei Nulldurchgang der Netzhalbwelle und dem Monoflop selbst, dessen Zeit über ein Potentiometer einstellbar ist.

Ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Schaltungs­ anordnung wird nachstehend anhand von Fig. 2 erläutert, wobei die Elemente zur Flankensteilheit und der notwendigen Entstörung detailliert dargestellt sind. Im einzelnen wird dies durch die Elemente R1, C1; R2, C2; sowie durch die dynamische Eingangskapazität bzw. Millerkapazität des MOS-FET-Transistors T1 und im geringen Maße durch R3 bewirkt.

Wird das Monoflop im Nulldurchgang eingeschaltet, so ergibt dies keine Störspannung. Bei Abschaltung innerhalb der Halbwelle - Ausgang A Spannungssprung von H auf L - würde sich ohne die zuvor erwähnten Elemente eine große Funkstör­ spannung einstellen.

Bei Glühlampen folgt der Drainspannungsanstieg der Strom­ änderung des MOS-FET-T1 nach Abbau der großen Millerkapazität proportional und die größte Steigung dieses Spannungsanstie­ ges wird kurz vor Erreichen der Maximalspannung erfolgen. Die zugeschaltete Kapazität von C2 verzögert das Absinken der Gatespannung durch Gegenkopplung, die durch du/dt der Drain­ spannung hervorgerufen wird.

Es handelt sich also um eine Millerschaltung mit R1 in Reihe zu R2 als Vorwiderstand und C2 als Millerkapazität. Da man aus Gründen der Verlustleistung des MOS-FET-T1 die Abschalt­ flanke nicht beliebig flach machen kann, ist eine weitere Schaltungsmaßnahme erforderlich. Die innere Millerkapazität von MOS-FET-T1 bestimmt die Flanke zu Beginn des Anwachsens der Drainspannung, während die Millerkapazität von C2 mit R1 und R2 den Großteil der Flanke bestimmt. Dabei wird C2 so dimensioniert, daß die maximal zulässige Verlustleistung des T1 eingehalten wird. Der Kondensator C1 beeinflußt in Ver­ bindung mit R1 und seiner Entladezeitkonstante bei t 3 τ die Steuerspannung bei den niedrigen Werten, d. h. kurz bevor der MOS-FET-T1 voll sperrt. Mißt man die Drain-Source-Spannung, dann ergibt sich in Abhängigkeit von der Beschaltung ein Abschaltspannungsverlauf entsprechend der grafischen Dar­ stellung in Fig. 3.

Im einzelnen werden die unterschiedlichen Verläufe der Ab­ schaltspannung in Fig. 3 unter den verschiedenen Bedingungen dargestellt. Dabei zeigt die Kurve "a" den Abschaltspannungs­ verlauf ohne eine Beschaltungsmaßnahme, die Kurve "b" den Verlauf mit einer Beschaltung der Elemente C2, R1 und R2; während bei "c" die Elemente C1, C2 sowie R1 und R2 berück­ sichtigt sind.

Durch die sich einstellende S-Kurve gemäß der Darstellung "c" werden Oberwellen weitgehend verringert, so daß eine Ver­ besserung um 49 dB erzielt wird.

Bei Glühlampen wird mit Verringerung des Stromes beim Ab­ schalten sofort auch die Spannung über der Last kleiner, was mit einem Ansteigen der Drain-Source-Spannung gleichbedeutend ist. So erfolgt eine Rückkoppelung über die Millerkapazität C2, die umso stärker ist, je stärker das Ansteigen der Drain- Source-Spannung ist. Das sich einstellende Verhältnis zwischen Drain-Source-Spannungsänderung und Gate-Source-Spannungsver­ minderung hat einen bestimmten, sich über die Zeit verringernden Drainstrom zur Folge. Bei einem Schaltnetzteil sind große Siebkapazitäten vorhanden, welche die Spannung bestimmen. Bei Abschalten der Gatespannung ändert sich die Drain-Source- Spannung nur langsam und erreicht bei weitem nicht ihr Maximum, während der Drain-Strom bereits vollkommen abgeschaltet hat.

Die geringe Änderung der Drain-Source-Spannung wirkt sich aus, als ob keine Millerkapazität in der Schaltung vorhanden wäre. Der Stromabfall erfolgt wesentlich schneller als bei der Glüh­ lampenlast. Ist die Flanke bei Schaltnetzteilbetrieb also entsprechend den Störspannungsbedingungen gewählt, so wird sie bei gleicher Glühlampenlast flacher, damit sinkt zwar die Störspannung, aber der Verlust in MOS-FET-T1 steigt.

Um das zu vermeiden, kann man R1 oder C1 für Glühlampenbe­ trieb manuell verkleinern, so daß die Störspannung noch in erlaubten Grenzen und die Verlustleistung entsprechend der bei Betrieb mit Schaltnetzteilen ist. In Fig. 4 ist eine automatische Umschaltung zur Verlustverringerung bei Ein­ haltung der Störspannung dargestellt.

Wenn bei Schaltnetzbetrieb der Drainstrom zu Null geworden ist, liegt die im höchsten Punkt der Netzhalbwelle anstei­ gende Drain-Source-Spannung im Abschaltfall bei 150 V. Wird also der Transistor T4 bei 150 V durch seine Basis­ ansteuerung R11 und R12 in der Kollektor-Emitterstrecke durchgeschaltet, so wird damit die Zeitkonstante

verkleinert; d. h. bei Abschaltung im Glühlampenbereich wird die Strom-Spannungsänderung be­ schleunigt, wenn die Drain-Source-Spannung beginnt, die 150 V zu übersteigen. Damit wird die Verlustleistung verringert.

Bei der Abschaltung im Schaltnetzteil ändert sich, solange Strom durch den MOS-FET-T1 fließt, nichts am Abschaltver­ halten.

Die Flanke der Spannung während des Stromflusses und die Charakteristik des Stromes sind genau dieselben, wie ohne Umschaltautomatik.

Bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2 dient die bekannte R6 C3 Anordnung dazu, entstehende Spannungsspitzen z. B. bei induktiver Last zu bedämpfen. Zur Strombegrenzung bei durchgeschaltetem MOS-FET-T1 im Falle eines Kurzschlusses der Last oder einer Entladung infolge Spike dienen die Elemente R4, R5, T2, T3, R7 und des weiteren die Reaktionen des Monoflop.

In bekannter Weise wird ein Source-Widerstand (R4+R5) in die vom Transistorstrom durchflossene Strecke eingefügt, um die durch den Strom an ihm hervorgerufene Spannung als Kri­ terium für einen Regelvorgang auswerten zu können. Erfindungs­ gemäß wird dieser Widerstand durch R4 und R5 dargestellt, wobei R4 größer als R5 ist. Da jeder Widerstand die Ansteuer­ spannung für die Basis-Emitterstrecke eines Transistors T2 und T3 liefert, wird erreicht, daß bei Ansteigen des Stromes zeitlich zuerst über T3 das Monoflop zurückgesetzt wird - bei Punkt "A" von "H" auf "L" - und erst dann die Strom­ begrenzung direkt am MOS-FET-T1 durch Vermindern der Gate­ spannung durch T2 einsetzt. Da der über das U-Gate einge­ regelte Strom höher liegt als der normale Betriebsstrom und des weiteren dieser Strom direkt aus der Höhe der Steuer­ spannung U-Gate resultiert, wird sehr schnell der R_DSON des MOS-FET-T1 anwachsen und trotz Konstanthalten des Stromes die Verlustleistung am T1 steigen. Durch den Widerstand R4 und seinem gegenüber R5 höheren Wert wird sichergestellt, daß in jedem Fall nach kurzer Zeit das Monoflop U-Gate gegen Null geschaltet wird und damit ein Verlustanstieg unterbunden wird.

Daneben ist bei gesperrtem MOS-FET-T1 eine Spannungsbegrenzung erforderlich. Hierzu dient in bekannter Weise der Varistor V_s im Block 1 von Fig. 1 und das RC-Glied R6 und C3 gemäß Fig. 2. Für schnelle Impulse durch Spikes mit beträchtlichem Energie­ gehalt reichen diese Maßnahmen aber nicht aus.

Der Kondensator C2 wird hierbei benutzt um T1 einzuschalten. Die Zenerdiode D1 sorgt dafür, daß U-Gate nicht über die Zenerspannung steigen kann.

Die an sich bekannte Schaltungsmaßnahme, unter Zuhilfenahme des Einschalters von T1 die Überspannung zu beseitigen, wird im erfindungsgemäßen Fall mit C2 durchgeführt, der übrigens wie vorerwähnt bereits auch zur Formung der Flankensteil­ heit erforderlich ist.

Claims (3)

1. Helligkeitssteuerschaltung für Glühlampen und Schaltnetz­ teile ohne die bei Triac-Dimmern erforderlichen Entstör­ glieder mit einem selbstsperrenden Feldeffekttransistor T1 in der Diagonalen eines Brückengleichrichters GL, der durch eine Kontrollschaltung derart gesteuert wird, daß der Feldeffekttransistor T1 im Nulldurchgang der Wechselspannung leitet und entsprechend einer einstellbaren Zeit in der Kontrollschaltung für einen gewünschten Abschnitt der Netz­ halbwelle im leitenden Zustand bleibt und danach mit einer zweckentsprechend eingestellten Flanke vor dem Erreichen des nächsten Nulldurchgangs abschaltet, dadurch gekennzeichnet, daß mit Hilfe einer zusätzlichen Millerkapazität (C2) und dem zugehörigen Vorwiderstand (R1+R2) sowie einer weiteren Kapazität (C1), die zwischen einem Teil dieses Vorwider­ standes und Masse liegt, die Abschalt-Drain-Source-Spannung einen S-förmigen Verlauf mit vorgegebener Steigung zwischen den beiden S-Bögen annimmt, und daß zwischen Source des MOS-FET-Transistors (T1) und Masse zwei Widerstände (R4 und R5) in Reihe liegen, von denen der Widerstand (R5), der parallel zur Basis-Emitter-Strecke eines Transistors (T2) liegt und direkt durch Steuern der Gatespannung des MOS- FET-Transistors (T1) den Maximalstrom durch den Transis­ tor (T1) bestimmt, im Widerstandswert kleiner ist als der Widerstand (R4), an dem die Basis-Emitter-Strecke des Transistors (T3) liegt, der das Monoflop (M) abschaltet und dadurch den Strom durch den MOS-FET-Transistor (T1) unterbricht, und daß die Millerkapazität in Doppelfunktion zum Einschalten des MOS-FET-(T1) bei Überspannungen durch Spikes verwendet wird.

2. Helligkeitssteuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch ge­ kennzeichnet, daß die Kapazität von (C2) auch durch andere Bauelemente, wie z. B. Varistoren, Transildioden gebildet wird.

3. Helligkeitssteuerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Vorwiderstand (R1) oder die Kapa­ zität (C1) mechanisch oder automatisch zwischen Glühlampen­ betrieb und Schaltnetzteilbetrieb umschaltbar ist, so daß bei Glühlampenbetrieb die Kapazität (C1) oder der Vorwider­ stand (R1) im Wert verkleinert wird und damit eine kleinere Abschaltzeitkonstante erreicht wird.