DE3839373A1 - Helligkeitssteuerschaltung fuer gluehlampen und schaltnetzteile mit einer schutz- und begrenzungsschaltung zum erhalt einer elektronischen sicherung - Google Patents

Description

Mit der Hauptpatentanmeldung P 38 36 128.0 wurde eine Helligkeitssteuerschaltung in Vorschlag gebracht, gemäß der man auf die bei üblichen Phasenanschnittsteuerungen in Verbindung mit Triacs verwendeten Funkentstörmittel verzichten kann und trotzdem hinreichende Funkentstör­ spannungsunterdrückung erreicht mit einer zugleich erwirkten Geräuschfreiheit der Steuerschaltung.

Die Besonderheit im Sinne der Hauptpatentanmeldung besteht darin, daß ein selbstsperrender Feldeffekttransistor in der Diagonalen eines Brückengleichrichters durch eine Kon­ trollschaltung so gesteuert wird, daß der Feldeffekttransis­ tor im Nulldurchgang der Wechselspannung leitet und ent­ sprechend einer einstellbaren Zeit in der Kontrollschaltung für einen gewünschten Abschnitt der Netzhalbwelle in leiten­ den Zustand bleibt und danach mit einer zweckentsprechend eingestellten Planke vor dem Erreichen des nächsten Null­ durchgangs abschaltet.

Die Erfindung will nun den Vorschlag der Hauptpatentanmeldung derart weiterentwickeln, daß die Helligkeitssteuerschaltung durch eine elektronische Sicherung ergänzt wird. Dadurch entfällt der bei herkömmlichen Dimmern notwendige Austausch der durchgeschmolzenen Sicherung, z. B. bei Kurzschluß in­ folge Durchbrennen des Glühwendels einer Glühlampe. Da hierbei die Anpassung der Stör- und Spike-Begrenzungsglieder sowie die Schutzanordnung erforderlich ist, sind gegenüber der Schaltungsausführung gemäß der Hauptpatentanmeldung zusätz­ liche Schaltungsmaßnahmen erforderlich.

Zur Lösung dieser Aufgabe sind erfindungsgemäß die in dem Anspruch 1 gekennzeichneten Merkmale vorgesehen.

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung bietet den Vorteil einer Strombegrenzung bei durchgeschaltetem MOS-FET-Transistor im Falle eines Kurzschlusses der Last oder Entladung infolge eingekoppelter überhöhter Spannung (Spikes). Eine Weiterbil­ dung der Erfindung ist Gegenstand der Unteransprüche. Nach­ folgend wird ein Ausführungsbeispiel der Schutz- und Begren­ zungsschaltung nach der Erfindung anhand der Zeichnung be­ schrieben. Es zeigt:

Fig. 1 das bekannte Schaltbild für die Helligkeits­ steuerschaltung von Glühlampen und Schaltnetz­ teilen,

Fig. 2 die Schutz- und Begrenzungsschaltung in er­ findungsgemäßer Ausführungsform,

Fig. 3 eine grafische Darstellung über den Verlauf der Abschaltspannung,

Fig. 4 eine automatische Umschaltung zur Verlust­ leistungsverringerung bei Einhaltung der Störspannung.

Im einzelnen zeigt das bekannte Blockschaltbild gemäß Fig. 1 eine Übersicht der Helligkeitssteuerschaltung wie sie in der Hauptpatentanmeldung P 38 36 128.0 beschrieben ist. Danach beinhaltet Block 1 den Gleichrichter GL, den Varistor V _s zur Spike-Begrenzung und die Vordrossel L _s mit kleiner Induktivität als Vorwiderstand bei schnellen Spikes für den Varistor V _s .

Block 2 umschließt den MOS-FET-Transistor T 1 und die nicht eingezeichnete Schutz- und Begrenzungsschaltung, sowie die Schaltung zur Bildung der Abschaltflanke.

Block 3 besteht aus der schon bekannten Speisespannungsver­ sorgung des Monoflop, der Abtastung der Netzhalbwelle und daraus der Triggerung des Monoflop bei Nulldurchgang der Netzhalbwelle und dem Monoflop selbst, dessen Zeit über ein Potentiometer einstellbar ist.

Ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Schaltungs­ anordnung wird nachstehend anhand von Fig. 2 erläutert, wobei die Elemente zur Flankensteilheit und der notwendigen Entstörung detailliert dargestellt sind. Im einzelnen wird dies durch die Elemente R 1, C 1; R 2, C 2; sowie durch die Millerkapazität des MOS-FET-Transistors T 1 und im geringen Maße durch R 3 bewirkt.

Wird das Monoflop im Nulldurchgang eingeschaltet, so ergibt dies keine Störspannung. Bei Abschaltung innerhalb der Halbwelle - Ausgang A Spannungssprung von H auf L - würde sich ohne die zuvor erwähnten Elemente eine große Funkstör­ spannung einstellen.

Bei Glühlampen folgt der Drainspannungsanstieg der Strom­ änderung des MOS-FET-T1 nach Abbau der großen Millerkapazität proportional und die größte Steigung dieses Spannungsanstie­ ges wird kurz vor Erreichen der Maximalspannung erfolgen. Die zugeschaltete Kapazität von C 2 verzögert das Absinken der Gatespannung durch Gegenkopplung, die durch du/dt der Drain­ spannung hervorgerufen wird.

Es handelt sich also um eine Millerschaltung mit R 1 in Reihe zu R 2 als Vorwiderstand und C 2 als Millerkapazität. Da man aus Gründen der Verlustleistung des MOS-FET-T1 die Abschalt­ flanke nicht beliebig flach machen kann, ist eine weitere Schaltungsmaßnahme erforderlich. Die innere Millerkapazität von MOS-FET-T1 bestimmt die Flanke zu Beginn des Anwachsens der Drainspannung, während die Millerkapazität von C 2 mit R 1 und R 2 den Großteil der Flanke bestimmt. Dabei wird C 2 so dimensioniert, daß die maximal zulässige Verlustleistung des T 1 eingehalten wird. Der Kondensator C 1 beeinflußt in Ver­ bindung mit R 1 und seiner Entladezeitkonstante bei t 3 τ die Steuerspannung bei den niedrigen Werten, d. h. kurz bevor der MOS-FET-T1 voll sperrt. Mißt man die Drain-Source-Spannung, dann ergibt sich in Abhängigkeit von der Beschaltung ein Abschaltspannungsverlauf entsprechend der grafischen Dar­ stellung in Fig. 3.

Im einzelnen werden die unterschiedlichen Verläufe der Ab­ schaltspannung in Fig. 3 unter den verschiedenen Bedingungen dargestellt. Dabei zeigt die Kurve "a" den Abschaltspannungs­ verlauf ohne eine Beschaltungsmaßnahme, die Kurve "b" den Verlauf mit einer Beschaltung der Elemente C 2, R 1 und R 2; während bei "c" die Elemente C 1, C 2 sowie R 1 und R 2 berück­ sichtigt sind.

Durch die sich einstellende S-Kurve gemäß der Darstellung "c" werden Oberwellen weitgehend verringert, so daß eine Ver­ besserung um 49 db erzielt wird.

Bei Glühlampen wird mit Verringerung des Stromes beim Ab­ schalten sofort auch die Spannung über der Last kleiner, was mit einem Ansteigen der Drain-Source-Spannung gleichbedeutend ist. So erfolgt eine Rückkoppelung über die Millerkapazität C 2, die umso stärker ist, je stärker das Ansteigen der Drain- Source-Spannung ist. Das sich einstellende Verhältnis zwischen Drain-Source-Spannungsänderung und Gate-Source-Spannungsver­ minderung hat einen bestimmten, sich über die Zeit verringernden Drainstrom zur Folge. Bei einem Schaltnetzteil sind große Siebkapazitäten vorhanden, welche die Spannung bestimmen. Bei Abschalten der Gatespannung ändert sich die Drain-Source- Spannung nur langsam und erreicht bei weitem nicht ihr Maximum, während der Drain-Strom bereits vollkommen abgeschaltet hat.

Die geringe Änderung der Drain-Source-Spannung wirkt sich aus, als ob keine Millerkapazität in der Schaltung vorhanden wäre. Der Stromabfall erfolgt wesentlich schneller als bei der Glüh­ lampenlast. Ist die Flanke bei Schaltnetzteilbetrieb also entsprechend den Störspannungsbedingungen gewählt, so wird sie bei gleicher Glühlampenlast flacher, damit sinkt zwar die Störspannung, aber der Verlust in MOS-FET-T1 steigt.

Um das zu vermeiden, kann man R 1 oder C 1 für Glühlampenbe­ trieb manuell verkleinern, so daß die Störspannung noch in erlaubten Grenzen und die Verlustleistung entsprechend der bei Betrieb mit Schaltnetzteilen ist. In Fig. 4 ist eine automatische Umschaltung zur Verlustverringerung bei Ein­ haltung der Störspannung dargestellt.

Wenn bei Schaltnetzbetrieb der Drainstrom zu Null geworden ist, liegt die im höchsten Punkt der Netzhalbwelle anstei­ gende Drain-Source-Spannung im Abschaltfall bei 150 V. Wird also der Transistor T 4 bei 150 V durch seine Basis­ ansteuerung R 11 und R 12 in der Collektor-Emitterstrecke durchgeschaltet, so wird damit die Zeitkonstante

verkleinert; d. h. bei Abschaltung im Glühlampenbereich wird die Strom-Spannungsänderung be­ schleunigt, wenn die Drain-Source-Spannung beginnt, die 150 V zu übersteigen. Damit wird die Verlustleistung verringert.

Bei der Abschaltung im Schaltnetzteil ändert sich, solange Strom durch den MOS-FET-T1 fließt, nichts am Abschaltver­ halten.

Die Flanke der Spannung während des Stromflusses und die Charakteristik des Stromes sind genau dieselben, wie ohne Umschaltautomatik.

Bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2 dient die bekannte R 6 C 3 Anordnung dazu, entstehende Spannungsspitzen z. B. bei induktiver Last zu bedämpfen. Zur Strombegrenzung bei durchgeschaltetem MOS-FET-T1 im Falle eines Kurzschlusses der Last oder einer Entladung infolge Spike dienen die Elemente R 4, R 5, T 2, T 3, R 7 und des weiteren die Reaktionen des Monoflop.

In bekannter Weise wird ein Source-Widerstand (R 4+R 5) in die vom Transistorstrom durchflossene Strecke eingefügt, um die durch den Strom an ihm hervorgerufene Spannung als Kri­ terium für einen Relgelvorgang auswerten zu können. Erfindungs­ gemäß wird dieser Widerstand durch R 4 und R 5 dargestellt, wobei R 4 größer als R 5 ist. Da jeder Widerstand die Ansteuer­ spannung für die Basis-Emitterstrecke eines Transistors T 2 und T 3 liefert, wird erreicht, daß bei Ansteigen des Stromes zeitlich zuerst über T 3 das Monoflop zurückgesetzt wird - bei Punkt "A" von "H" auf "L" - und erst dann die Strom­ begrenzung direkt am MOS-FET-T1 durch Vermindern der Gate­ spannung durch T 2 einsetzt. Da der über das U-Gate einge­ regelte Strom höher liegt als der normale Betriebsstrom und des weiteren dieser Strom direkt aus der Höhe der Steuer­ spannung U-Gate resultiert, wird sehr schnell der R _DSON des MOS-FET-T1 anwachsen und trotz Konstanthalten des Stromes die Verlustleistung am T 1 steigen. Durch den Widerstand R 4 und seinem gegenüber R 5 höheren Wert wird sichergestellt, daß in jedem Fall nach kurzer Zeit das Monoflop U-Gate gegen Null geschaltet wird und damit ein Verlustanstieg unterbunden wird.

Daneben ist bei gesperrtem MOS-FET-T1 eine Spannungsbegrenzung erforderlich. Hierzu dient in bekannter Weise der Varistor V _s im Block 1 von Fig. 1 und das RC-Glied R 6 und C 3 gemäß Fig. 2. Für schnelle Impulse durch Spikes mit beträchtlichem Energie­ gehalt reichen diese Maßnahmen aber nicht aus.

Der Kondensator C 2 wird hierbei benutzt um T 1 einzuschalten. Die Zenerdiode Dl sorgt dafür, daß U-Gate nicht über die Zenerspannung steigen kann.

Die an sich bekannte Schaltungsmaßnahme, unter Zuhilfenahme des Einschalters von T 1 die Überspannung zu beseitigen, wird im erfindungsgemäßen Fall mit C 2 durchgeführt, der übrigens wie vorerwähnt, bereits auch zur Formung der Flankensteil­ heit erforderlich ist.

Claims (3)

1. Helligkeitssteuerschaltung für Glühlampen und Schaltnetz­ teile ohne die bei Triac-Dimmern erforderlichen Entstör­ glieder mit einem selbstsperrenden Feldeffekttransistor T 1 in der Diagonalen eines Brückengleichrichters GL, der durch eine Kontrollschaltung C 0 derart gesteuert wird, daß der Feldeffekttransistor T 1 im Nulldurchgang der Wechselspannung leitet und entsprechend einer einstellbaren Zeit in der Kontrollschaltung für einen gewünschten Abschnitt der Netz­ halbwelle im leitenden Zustand bleibt und danach mit einer zweckentsprechend eingestellten Flanke vor dem Erreichen des nächsten Nulldurchgangs abschaltet nach Hauptpatentan­ meldung P 38 36 128.0, dadurch gekennzeichnet, daß mit Hilfe einer zusätzlichen Millerkapazität (C 2) und dem zugehörigen Vorwiderstand (R 1+R 2) sowie einer weiteren Kapazität (C 1), die zwischen einem Teil dieses Vorwider­ standes und Masse liegt, die Abschalt-Drain-Source-Spannung einen S-förmigen Verlauf mit vorgegebener Steigung zwischen den beiden S-Bögen annimmt, und daß zwischen Source des MOS-FET-Transistors (T 1) und Masse zwei Widerstände (R 4 und R 5) in Reihe liegen, von denen der Widerstand (R 5), der parallel zur Basis-Emitter-Strecke des Transistors (T 2) liegt und direkt durch Steuern der Gatespannung des MOS- FET-Transistors (T 1) den Maximalstrom durch den Transis­ tor (T 1) bestimmt, im Widerstandswert kleiner ist als der Widerstand (R 4), an dem die Basis-Emitter-Strecke des Transistors (T 3) liegt, der das Monoflop (M) abschaltet und dadurch den Strom durch den MOS-FET-Transistor (T 1) unterbricht, und daß die Millerkapazität in Doppelfunktion zum Einschalten des MOS-FET-(T1) bei Überspannungen durch Spikes verwendet wird.

2. Helligkeitssteuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch ge­ kennzeichnet, daß die Kapazität von (C 2) auch durch andere Bauelemente, wie Varistoren, Transildioden oder dergl. gebildet wird.

3. Helligkeitssteuerschaltung nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Vorwiderstand (R 1) oder die Kapa­ zität (C 1) mechanisch oder automatisch zwischen Glühlampen­ betrieb und Schaltnetzteilbetrieb umschaltbar ist, so daß bei Glühlampenbetrieb die Kapazität (C 1) oder der Vorwider­ stand (R 1) im Wert verkleinert wird und damit eine kleinere Abschaltzeitkonstante erreicht wird.