NO891358L - Lysintensitetsstyrekobling for gloedelamper og koblingsnettdeler med en beskyttelses- og begrensningskobling for aa skaffe en elektronisk sikring. - Google Patents

Description

I overenstemmelse med svensk patentsøknad nr. 8804209-8 er det foreslått en lysintensitetsstyrekobling i henhold til hvilken man kan unngå de ved vanlige fasestyringer i forbindelse med triacer anvendte midler for gniststøyfjerninger og til tross for dette oppnå tilstrekkelig undertrykkelse av gniststøyspen-ningen med en samtidig bevirket støyfrihet hos styrekoblingen.,

Det særskilte i henhold til den nevnte patentsøknad består i at en selvsperrende felteffekttransistor i en brolikeretters diagonaler gjennom en kontrollkrets styres på en slik måte at felteffekttransistoren leder ved vekselspenningens nullgjennomgang og i samsvar med en innstillbar tid i kontrollkoblingen for et ønsket avsnitt av netthalvbølgen blir i ledende tilstand og deretter med passende innstilt flanke frakobler før neste nullgj ennomgang nås.

Den foreliggende oppfinnelse vil nå videreutvikle forslag i henhold til nevnte patentsøknad på en slik måte at lysintensitetsstyrekoblingen kompletteres med en elektronisk sikring. Derved bortfaller det i forbindelse med vanlige dempeanordninger nødvendige skifte av den gjennomsmeltede sikring, f.eks. ved kortslutning forårsaket av gjennombrenning av glødespiralen hos en glødelampe. Ettersom tilpasningen av støy- og transient-pulsbegrensningsorganene samt koblingsanordningen i den forbindelse er nødvendig, kreves i forhold til utførelsen av koblingen i henhold til den nevnte patentsøknad ytterligere koblingstiltak.

Denne hensikt oppnås i henhold til oppfinnelsen ved de i krav 1 angitte trekk.

Koblingsanordningen i henhold til oppfinnelsen frembyr fordelen av en strømbegrensning ved gjennomkoblet MOS-FET-transistor ved en eventuell kortslutning av lasten eller utladning som følge av en innkoblet forhøyet spenning (transientpulser). En videreutvikling av oppfinnelsen fremgår av de uselvstendige krav. I det følgende beskrives et utførelseseksempel for beskyttelses- og begrensningskoblingen i henhold til oppfinnel-

sen ved hjelp av tegningen.

Fig. 1 viser det kjente koblingsskjerna for lysintensitetsstyrekoblingen hos glødelamper og koblingsnettdeler.

"Fig. 2 viser beskyttelses- og begrensningskoblingen ved utførelsen i henhold til oppfinnelsen. Fig. 3 viser en grafisk fremstilling av brytespenningsforløp. Fig. 4 viser en automatisk omkobling for tapseffektreduksjon ved iakttagelse av støyspenningen.

Detaljert viser det kjente koblingsskjerna i henhold til fig. 1 en oversikt over lysintensitetsstyrekoblingen slik den er beskrevet i svensk patentsøknad nr. 8804209-8. I henhold til denne inneholder blokk 1 likeretteren GL, varistoren Vsfor transientpulsbegrensning samt fordrosselen Ls med mindre induktans som formotstand for varistoren Vsved hurtige transientpulser.

Blokk 2 omslutter MOS-FET-transistoren Tl og den ikke tegnede beskyttelses- og begrensningskoblingen, samt koblingen for dannelse av bryteflanken.

Blokk 3 består av den allerede kjente matespenningsforsyningen til den monostabile vippe, av deteksjonen av netthalvbølgen og dermed triggingen av den monostabile vippe med netthalvbølgens nullgjennomgang samt selve den monostabile vippe hvis periode kan innstilles ved hjelp av et potensiometer.

Et utførelseseksempel på koblingsanordningen i henhold til oppfinnelsen forklares nedenfor ved hjelp av fig. 2, idet elementene for flankesteilhet og den nødvendige støyfjerning er vist i detalj. I enkelte trekk bevirker dette gjennom elementene RI, Cl; R2, C2; samt ved MOS-FET-transistorens Tl Miller-kapasitans og i liten grad ved R3.

Om den monostabile vippe innkobles ved nullgjennomgangen så forer dette ikke til noen støyspenning. Ved bryting innen halvbølgen-utgang A spenningssprang fra H til L - skulle det uten de tidligere nevnte elementer inntreffe en høy gniststøy-spenning.

Ved glødelamper skjer kollektorspenningsøkningen ved strømfor-andringen i M0S-FET-T1 etter proporsjonal økning av den store Miller-kapasitansen og den største stigning av denne spen-ningsøkning kommer til å skje kort før maksimalspenningen oppnås. Den tilkoblede kapasitans hos C2 forsinker reduksjonen av styrespenningen gjennom en motkobling som frembringes gjennom kollektorspenningen

dt

Det dreier seg altså om en Miller-kobling med RI i serie med R2 som formotstand og C2 som Miller-kondensator. Ettersom man på grunn av tapseffekten til M0S-FET-T1 ikke kan gjøre bryteflanken vilkårlig flat, kreves et ytterligere koblingstiltak. Den indre Miller-kapasitans til M0S-FET-T1 bestemmer flanken ved begynnelsen av kollektorspenningens økning ved at Miller-kapasitansen til C2 sammen med RI og R2 bestemmer flankens hoveddel. Derved dimensjoneres C2 på en slik måte at det tas hensyn til den maksimalt tillatelige tapseffekt for Tl. Kondensatoren Cl påvirker i forbindelse med RI og sin utlad-ningskonstant ved T=3t styrespenningen ved de lave verdiene, dvs. kort før M0S-FET-T1 helt sperrer. Gis det avkall på kollektor-emitterspenningen, så fås det avhengig av koblingen et brytespenningsforløp som tilsvarer den grafiske fremstilling på fig. 3.

I detalj er de ulike forløpene av brytespenningen på fig. 3 vist for de ulike betingelsene. I den forbindelse viser kurven "a" brytespenningsforløpet uten et koblingstiltak, kurven "b" forløpet med kobling av elementene C2, RI og R2, mens "c" gjelder for elementene Cl, C2 samt RI og R2.

I henhold til den S-kurve som dannes i henhold til fremstillin- gen "c", reduseres overtoner i stor utstrekning slik at det oppnås en forbedring på 49 dB.

Med minsking av strømmen ved brytingen blir ved glødelamper straks også spenningen og ballasten mindre, hvilket er 'ekvivalent med en økning av kollektor-emitterspenningen. Således skjer en tilbakekobling via Miller-kondensatorenC2 med en styrke som øker med økningen av kollektor-emitterspenningen. Det forhold som innstiller seg mellom kollektor-emitterspen-ningsforandring og styre-emitterspenningsreduksjon medfører en bestemt kollektorstrøm som etterhvert minker. Ved en koblings-nettdel forekommer store filterkapasitanser som bestemmer spenningen. Ved bryting av styrespenningen forandres kollektor-emitterspenningen bare langsomt og når langt fra sitt maksimum, mens kollektorstrømmen allerede helt er frakoblet.

Den ubetydelige forandring av kollektor-emitterspenningen virker som om det ikke skulle forekomme noen Miller-kondensator i koblingen. Strømreduksjonen skjer vesentlig hurtigere enn ved glødelampelast. Om flanken ved koblingsnettdeldrift altså er valgt i samsvar med støyspenningsbetingelsene, så blir den med samme glødelampelast flatere og dermed reduseres således støyspenningen, men tapet i MOS-FET-Tl øker.

For å forhindre dette kan man manuelt redusere RI eller Cl for glødelampedrift, slik at støyspenningen fremdeles ligger innenfor tillatte grenser og tapseffekten i overenstemmelse med den ved drift med koblingsnettdeler. På fig. 4 er det vist en automatisk omkobling for tapsreduksjon under iakttagelse av støyspenningen.

Når kollektorstrømmen ved koblingsnettdrift er blitt 0, så ligger den ved høyeste punkt av netthalvbølgen økende kollektor-emitterspenningen i brytetilfelle ved <_ 150 V. Om også transistoren T4 gjennomkobles ved >. 150 V ved sin basis-styring, så reduseres dermed tidskonstanten RI x Cl til

RI x R13 xCi>dvs. at ved bryting i glødelampeområdet RI + R 13 akselereres strøm-spenningsforandringen når kollektor-emitterspenningen begynner å overstige spenningen 150 V. Dermed minskes tapseffekten.

Ved brytingen i koblingsnettdelen forandres ingenting ved 'brytef orholdene så lenge strøm går igjennom MOS-FET-T1.

Spenningens flanke under strømgjennomgangen samt strømmens karakteristikk er nøyaktig den samme som uten koblingsautoma-tikk.

Ved omkoblingsanordningen i henhold til fig. 2 tjener den kjente R6-C3-anordningen til å dempe tilsvarende spenning-stopper, f.eks. ved induktiv last. For strømbegrensning ved gjennomkoblet MOS-FET-T1 i tilfelle kortslutning av lasten eller en utladning som følge av transienter, tjener elementene R4, R5, T2, T3, R7 samt dessuten den monostabile vippens reaksjoner.

På kjent måte innsettes en emitter-motstand (R4+R5) i den av transistorstrømmen gjennomløpte strekning for å muliggjøre utnyttelse av den gjennom strømmen på den samme frembragte spenningen som kriterium for et reguleringsforløp. I henhold til oppfinnelsen tilveiebringes denne motstand av R4 og R5, idet R4 er større enn R5. Ettersom hver motstand leverer styrespenningen for en transistors T2 og T3 basis-emitter-strekning oppnås ved økning av strømmen at den monostabile vippe tidsmessig tilbakestilles først via T3 - ved punkt "A" fra "H" til "L" - og først deretter inntreffer strømbegrens-ningen direkte på MOS-FET-T1 ved reduksjon av styrespenningen gjennom T2. Ettersom den over U-styreelektroden innregulerte strøm er høyere enn normal driftsstrøm og denne strøm dessuten direkte fås av høyden av styrespenningen til U-styreelektroden, så kommer Rdsonfor MOS-FET-T1 til å øke meget raskt og til tross for konstantholding av strømmen, kommer tapseffekten ved Tl til å stige. Ved motstanden R4 og dens i forhold til R5 høyere verdi sikres at i hvert tilfelle kobles den monostabile vippes U-styreelektrode etter kort tid mot 0, hvorved en tapsøkning forhindres.

Videre kreves ved sperret M0S-FET-T1 en spenningsbegrensning. For dette formål benyttes på kjent måte varistoren Vsi blokke 1 på fig. 1 og RC-organet R6 samt C3 i henhold til fig. 2. For hurtige pulser ved transienter med betydelig energiinnhold er 'disse tiltak imidlertid ikke tilstrekkelige. Kondensatoren benyttes i den forbindelse til å koble inn Tl. Zenerdioden Dl sorger for at U-styreelektroden ikke kan oke over zenerspen-ningen.

Det i og for seg kjente koblingstiltak å eliminere overspen-ningen ved hjelp av strøminnkobleren på Tl tilveiebringes hva oppfinnelsen angår med C2 som forøvrig som tidligere nevnt, også allerede er nødvendig for å danne flankesteilheten.

Claims (3)

1. Lysintensitetsstyrekobling for glødelamper og koblingsnettdeler uten de ved triac-dempeanordninger nødvendige støyreduksjonsorganer, med en selvsperrende felteffekttransistor (Tl) i diagonalene til en brolikeretter (GL) som via en kontrollkobling (CO) styres på en slik måte at felteffekttransistoren (Tl) leder ved vekselspenningens nullgjennomgang og i henhold til en innstillbar tid i kontrollkoblingen for et ønsket avsnitt av netthalvbølgen forblir i ledende tilstand og deretter med hensiktsmessig innstillt flanke frakobler før oppnåelse av neste nullgjennomgang (i henhold til svensk patentsøknad nr. 8804209-9), karakterisert ved at bryte-kollektor-emitterspenningen ved hjelp av en ekstra Miller-kondensator (C2) og den tilhørende formotstand (RI + R3) samt en ytterligere kondensator (Cl) som er innkoblet mellom en del av denne formotstand og jord, antar et S-formet forløp med gitt stigning mellom de to S-buer, samt at to motstander (R4) og (R5) er

seriekoblet mellom MOS-FET-transistorenes (Tl) emitter og jord, hvorav motstanden (R5) som er koblet parallelt med transistorens (T2) basis-emitterovergang og direkte gjennom styring av MOS-FET-transistorenes (Tl) styrespenning bestemmer maksi-malstrømmen gjennom transistoren (Tl.) , i motstandsverdi er mindre enn den motstand (R4) til hvilken basis-emitterovergan-gen i transistoren (T3) er koblet og som frakobler den monostabile vippe og derigjennom bryter strømmen gjennom MOS-FET-transistoren (Tl), samt at Miller-kondensatoren anvendes i dobbeltfunksjon til innkobling av M0S-FET-T1 ved overspenninger på grunn av transienter.

2. Lysintensitetsstyrekobling i henhold til krav 1, karakterisert ved at kapasitansen til (C2) dannes med andre komponenter, såsom varistorer, transittdioder eller lignende.

3. Lysintensitetsstyrekobling i henhold til krav 1 og 2, karakterisert ved at formotstanden (RI) eller kondensatoren (Cl) mekanisk eller automatisk kan kobles om mellom glødelampedrift og koblingsnettdeldrift, slik at kondensatoren (Cl) eller formotstanden (RI) ved glødelampedrift minker i verdi, og at det dermed oppnås en mindre brytetidskon-stant.