NO891358L - Lysintensitetsstyrekobling for gloedelamper og koblingsnettdeler med en beskyttelses- og begrensningskobling for aa skaffe en elektronisk sikring. - Google Patents
Lysintensitetsstyrekobling for gloedelamper og koblingsnettdeler med en beskyttelses- og begrensningskobling for aa skaffe en elektronisk sikring.Info
- Publication number
- NO891358L NO891358L NO89891358A NO891358A NO891358L NO 891358 L NO891358 L NO 891358L NO 89891358 A NO89891358 A NO 89891358A NO 891358 A NO891358 A NO 891358A NO 891358 L NO891358 L NO 891358L
- Authority
- NO
- Norway
- Prior art keywords
- voltage
- transistor
- light intensity
- resistor
- mos
- Prior art date
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 10
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims description 9
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims description 9
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims description 9
- 230000009467 reduction Effects 0.000 claims description 7
- 230000005669 field effect Effects 0.000 claims description 4
- 230000007423 decrease Effects 0.000 claims description 2
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 claims 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 claims 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 5
- 230000008859 change Effects 0.000 description 4
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 4
- 230000001965 increasing effect Effects 0.000 description 3
- 230000006978 adaptation Effects 0.000 description 1
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 1
- 230000033228 biological regulation Effects 0.000 description 1
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 238000013016 damping Methods 0.000 description 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 1
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000008569 process Effects 0.000 description 1
- 230000001681 protective effect Effects 0.000 description 1
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 1
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
- H03K17/082—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit
- H03K17/0822—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit in field-effect transistor switches
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/13—Modifications for switching at zero crossing
- H03K17/133—Modifications for switching at zero crossing in field-effect transistor switches
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/16—Modifications for eliminating interference voltages or currents
- H03K17/161—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches
- H03K17/165—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches by feedback from the output circuit to the control circuit
- H03K17/166—Soft switching
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/28—Modifications for introducing a time delay before switching
- H03K17/284—Modifications for introducing a time delay before switching in field effect transistor switches
-
- H—ELECTRICITY
- H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
- H05B39/00—Circuit arrangements or apparatus for operating incandescent light sources
- H05B39/04—Controlling
- H05B39/041—Controlling the light-intensity of the source
- H05B39/044—Controlling the light-intensity of the source continuously
- H05B39/048—Controlling the light-intensity of the source continuously with reverse phase control
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
- H03K2217/0036—Means reducing energy consumption
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps
Landscapes
- Circuit Arrangement For Electric Light Sources In General (AREA)
- Lighting Device Outwards From Vehicle And Optical Signal (AREA)
- Mechanical Operated Clutches (AREA)
Description
I overenstemmelse med svensk patentsøknad nr. 8804209-8 er det foreslått en lysintensitetsstyrekobling i henhold til hvilken man kan unngå de ved vanlige fasestyringer i forbindelse med triacer anvendte midler for gniststøyfjerninger og til tross for dette oppnå tilstrekkelig undertrykkelse av gniststøyspen-ningen med en samtidig bevirket støyfrihet hos styrekoblingen.,
Det særskilte i henhold til den nevnte patentsøknad består i at en selvsperrende felteffekttransistor i en brolikeretters diagonaler gjennom en kontrollkrets styres på en slik måte at felteffekttransistoren leder ved vekselspenningens nullgjennomgang og i samsvar med en innstillbar tid i kontrollkoblingen for et ønsket avsnitt av netthalvbølgen blir i ledende tilstand og deretter med passende innstilt flanke frakobler før neste nullgj ennomgang nås.
Den foreliggende oppfinnelse vil nå videreutvikle forslag i henhold til nevnte patentsøknad på en slik måte at lysintensitetsstyrekoblingen kompletteres med en elektronisk sikring. Derved bortfaller det i forbindelse med vanlige dempeanordninger nødvendige skifte av den gjennomsmeltede sikring, f.eks. ved kortslutning forårsaket av gjennombrenning av glødespiralen hos en glødelampe. Ettersom tilpasningen av støy- og transient-pulsbegrensningsorganene samt koblingsanordningen i den forbindelse er nødvendig, kreves i forhold til utførelsen av koblingen i henhold til den nevnte patentsøknad ytterligere koblingstiltak.
Denne hensikt oppnås i henhold til oppfinnelsen ved de i krav 1 angitte trekk.
Koblingsanordningen i henhold til oppfinnelsen frembyr fordelen av en strømbegrensning ved gjennomkoblet MOS-FET-transistor ved en eventuell kortslutning av lasten eller utladning som følge av en innkoblet forhøyet spenning (transientpulser). En videreutvikling av oppfinnelsen fremgår av de uselvstendige krav. I det følgende beskrives et utførelseseksempel for beskyttelses- og begrensningskoblingen i henhold til oppfinnel-
sen ved hjelp av tegningen.
Fig. 1 viser det kjente koblingsskjerna for lysintensitetsstyrekoblingen hos glødelamper og koblingsnettdeler.
"Fig. 2 viser beskyttelses- og begrensningskoblingen ved utførelsen i henhold til oppfinnelsen. Fig. 3 viser en grafisk fremstilling av brytespenningsforløp. Fig. 4 viser en automatisk omkobling for tapseffektreduksjon ved iakttagelse av støyspenningen.
Detaljert viser det kjente koblingsskjerna i henhold til fig. 1 en oversikt over lysintensitetsstyrekoblingen slik den er beskrevet i svensk patentsøknad nr. 8804209-8. I henhold til denne inneholder blokk 1 likeretteren GL, varistoren Vsfor transientpulsbegrensning samt fordrosselen Ls med mindre induktans som formotstand for varistoren Vsved hurtige transientpulser.
Blokk 2 omslutter MOS-FET-transistoren Tl og den ikke tegnede beskyttelses- og begrensningskoblingen, samt koblingen for dannelse av bryteflanken.
Blokk 3 består av den allerede kjente matespenningsforsyningen til den monostabile vippe, av deteksjonen av netthalvbølgen og dermed triggingen av den monostabile vippe med netthalvbølgens nullgjennomgang samt selve den monostabile vippe hvis periode kan innstilles ved hjelp av et potensiometer.
Et utførelseseksempel på koblingsanordningen i henhold til oppfinnelsen forklares nedenfor ved hjelp av fig. 2, idet elementene for flankesteilhet og den nødvendige støyfjerning er vist i detalj. I enkelte trekk bevirker dette gjennom elementene RI, Cl; R2, C2; samt ved MOS-FET-transistorens Tl Miller-kapasitans og i liten grad ved R3.
Om den monostabile vippe innkobles ved nullgjennomgangen så forer dette ikke til noen støyspenning. Ved bryting innen halvbølgen-utgang A spenningssprang fra H til L - skulle det uten de tidligere nevnte elementer inntreffe en høy gniststøy-spenning.
Ved glødelamper skjer kollektorspenningsøkningen ved strømfor-andringen i M0S-FET-T1 etter proporsjonal økning av den store Miller-kapasitansen og den største stigning av denne spen-ningsøkning kommer til å skje kort før maksimalspenningen oppnås. Den tilkoblede kapasitans hos C2 forsinker reduksjonen av styrespenningen gjennom en motkobling som frembringes gjennom kollektorspenningen
dt
Det dreier seg altså om en Miller-kobling med RI i serie med R2 som formotstand og C2 som Miller-kondensator. Ettersom man på grunn av tapseffekten til M0S-FET-T1 ikke kan gjøre bryteflanken vilkårlig flat, kreves et ytterligere koblingstiltak. Den indre Miller-kapasitans til M0S-FET-T1 bestemmer flanken ved begynnelsen av kollektorspenningens økning ved at Miller-kapasitansen til C2 sammen med RI og R2 bestemmer flankens hoveddel. Derved dimensjoneres C2 på en slik måte at det tas hensyn til den maksimalt tillatelige tapseffekt for Tl. Kondensatoren Cl påvirker i forbindelse med RI og sin utlad-ningskonstant ved T=3t styrespenningen ved de lave verdiene, dvs. kort før M0S-FET-T1 helt sperrer. Gis det avkall på kollektor-emitterspenningen, så fås det avhengig av koblingen et brytespenningsforløp som tilsvarer den grafiske fremstilling på fig. 3.
I detalj er de ulike forløpene av brytespenningen på fig. 3 vist for de ulike betingelsene. I den forbindelse viser kurven "a" brytespenningsforløpet uten et koblingstiltak, kurven "b" forløpet med kobling av elementene C2, RI og R2, mens "c" gjelder for elementene Cl, C2 samt RI og R2.
I henhold til den S-kurve som dannes i henhold til fremstillin- gen "c", reduseres overtoner i stor utstrekning slik at det oppnås en forbedring på 49 dB.
Med minsking av strømmen ved brytingen blir ved glødelamper straks også spenningen og ballasten mindre, hvilket er 'ekvivalent med en økning av kollektor-emitterspenningen. Således skjer en tilbakekobling via Miller-kondensatorenC2 med en styrke som øker med økningen av kollektor-emitterspenningen. Det forhold som innstiller seg mellom kollektor-emitterspen-ningsforandring og styre-emitterspenningsreduksjon medfører en bestemt kollektorstrøm som etterhvert minker. Ved en koblings-nettdel forekommer store filterkapasitanser som bestemmer spenningen. Ved bryting av styrespenningen forandres kollektor-emitterspenningen bare langsomt og når langt fra sitt maksimum, mens kollektorstrømmen allerede helt er frakoblet.
Den ubetydelige forandring av kollektor-emitterspenningen virker som om det ikke skulle forekomme noen Miller-kondensator i koblingen. Strømreduksjonen skjer vesentlig hurtigere enn ved glødelampelast. Om flanken ved koblingsnettdeldrift altså er valgt i samsvar med støyspenningsbetingelsene, så blir den med samme glødelampelast flatere og dermed reduseres således støyspenningen, men tapet i MOS-FET-Tl øker.
For å forhindre dette kan man manuelt redusere RI eller Cl for glødelampedrift, slik at støyspenningen fremdeles ligger innenfor tillatte grenser og tapseffekten i overenstemmelse med den ved drift med koblingsnettdeler. På fig. 4 er det vist en automatisk omkobling for tapsreduksjon under iakttagelse av støyspenningen.
Når kollektorstrømmen ved koblingsnettdrift er blitt 0, så ligger den ved høyeste punkt av netthalvbølgen økende kollektor-emitterspenningen i brytetilfelle ved <_ 150 V. Om også transistoren T4 gjennomkobles ved >. 150 V ved sin basis-styring, så reduseres dermed tidskonstanten RI x Cl til
RI x R13 xCi>dvs. at ved bryting i glødelampeområdet RI + R 13 akselereres strøm-spenningsforandringen når kollektor-emitterspenningen begynner å overstige spenningen 150 V. Dermed minskes tapseffekten.
Ved brytingen i koblingsnettdelen forandres ingenting ved 'brytef orholdene så lenge strøm går igjennom MOS-FET-T1.
Spenningens flanke under strømgjennomgangen samt strømmens karakteristikk er nøyaktig den samme som uten koblingsautoma-tikk.
Ved omkoblingsanordningen i henhold til fig. 2 tjener den kjente R6-C3-anordningen til å dempe tilsvarende spenning-stopper, f.eks. ved induktiv last. For strømbegrensning ved gjennomkoblet MOS-FET-T1 i tilfelle kortslutning av lasten eller en utladning som følge av transienter, tjener elementene R4, R5, T2, T3, R7 samt dessuten den monostabile vippens reaksjoner.
På kjent måte innsettes en emitter-motstand (R4+R5) i den av transistorstrømmen gjennomløpte strekning for å muliggjøre utnyttelse av den gjennom strømmen på den samme frembragte spenningen som kriterium for et reguleringsforløp. I henhold til oppfinnelsen tilveiebringes denne motstand av R4 og R5, idet R4 er større enn R5. Ettersom hver motstand leverer styrespenningen for en transistors T2 og T3 basis-emitter-strekning oppnås ved økning av strømmen at den monostabile vippe tidsmessig tilbakestilles først via T3 - ved punkt "A" fra "H" til "L" - og først deretter inntreffer strømbegrens-ningen direkte på MOS-FET-T1 ved reduksjon av styrespenningen gjennom T2. Ettersom den over U-styreelektroden innregulerte strøm er høyere enn normal driftsstrøm og denne strøm dessuten direkte fås av høyden av styrespenningen til U-styreelektroden, så kommer Rdsonfor MOS-FET-T1 til å øke meget raskt og til tross for konstantholding av strømmen, kommer tapseffekten ved Tl til å stige. Ved motstanden R4 og dens i forhold til R5 høyere verdi sikres at i hvert tilfelle kobles den monostabile vippes U-styreelektrode etter kort tid mot 0, hvorved en tapsøkning forhindres.
Videre kreves ved sperret M0S-FET-T1 en spenningsbegrensning. For dette formål benyttes på kjent måte varistoren Vsi blokke 1 på fig. 1 og RC-organet R6 samt C3 i henhold til fig. 2. For hurtige pulser ved transienter med betydelig energiinnhold er 'disse tiltak imidlertid ikke tilstrekkelige. Kondensatoren benyttes i den forbindelse til å koble inn Tl. Zenerdioden Dl sorger for at U-styreelektroden ikke kan oke over zenerspen-ningen.
Det i og for seg kjente koblingstiltak å eliminere overspen-ningen ved hjelp av strøminnkobleren på Tl tilveiebringes hva oppfinnelsen angår med C2 som forøvrig som tidligere nevnt, også allerede er nødvendig for å danne flankesteilheten.
Claims (3)
1. Lysintensitetsstyrekobling for glødelamper og koblingsnettdeler uten de ved triac-dempeanordninger nødvendige støyreduksjonsorganer, med en selvsperrende felteffekttransistor (Tl) i diagonalene til en brolikeretter (GL) som via en kontrollkobling (CO) styres på en slik måte at felteffekttransistoren (Tl) leder ved vekselspenningens nullgjennomgang og i henhold til en innstillbar tid i kontrollkoblingen for et ønsket avsnitt av netthalvbølgen forblir i ledende tilstand og deretter med hensiktsmessig innstillt flanke frakobler før oppnåelse av neste nullgjennomgang (i henhold til svensk patentsøknad nr. 8804209-9), karakterisert ved at bryte-kollektor-emitterspenningen ved hjelp av en ekstra Miller-kondensator (C2) og den tilhørende formotstand (RI + R3) samt en ytterligere kondensator (Cl) som er innkoblet mellom en del av denne formotstand og jord, antar et S-formet forløp med gitt stigning mellom de to S-buer, samt at to motstander (R4) og (R5) er
seriekoblet mellom MOS-FET-transistorenes (Tl) emitter og jord,
hvorav motstanden (R5) som er koblet parallelt med transistorens (T2) basis-emitterovergang og direkte gjennom styring av MOS-FET-transistorenes (Tl) styrespenning bestemmer maksi-malstrømmen gjennom transistoren (Tl.) , i motstandsverdi er mindre enn den motstand (R4) til hvilken basis-emitterovergan-gen i transistoren (T3) er koblet og som frakobler den monostabile vippe og derigjennom bryter strømmen gjennom MOS-FET-transistoren (Tl), samt at Miller-kondensatoren anvendes i dobbeltfunksjon til innkobling av M0S-FET-T1 ved overspenninger på grunn av transienter.
2. Lysintensitetsstyrekobling i henhold til krav 1, karakterisert ved at kapasitansen til (C2) dannes med andre komponenter, såsom varistorer, transittdioder eller lignende.
3. Lysintensitetsstyrekobling i henhold til krav 1 og 2, karakterisert ved at formotstanden (RI) eller kondensatoren (Cl) mekanisk eller automatisk kan kobles om mellom glødelampedrift og koblingsnettdeldrift, slik at kondensatoren (Cl) eller formotstanden (RI) ved glødelampedrift minker i verdi, og at det dermed oppnås en mindre brytetidskon-stant.
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE3810743 | 1988-03-30 | ||
DE3839373A DE3839373C2 (de) | 1988-03-30 | 1988-11-22 | Helligkeitssteuerschaltung für Glühlampen und Schaltnetzteile mit einer Schutz- und Begrenzungsschaltung zum Erhalt einer elektronischen Sicherung |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
NO891358D0 NO891358D0 (no) | 1989-03-30 |
NO891358L true NO891358L (no) | 1989-10-02 |
Family
ID=25866531
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
NO89891358A NO891358L (no) | 1988-03-30 | 1989-03-30 | Lysintensitetsstyrekobling for gloedelamper og koblingsnettdeler med en beskyttelses- og begrensningskobling for aa skaffe en elektronisk sikring. |
Country Status (8)
Country | Link |
---|---|
BE (1) | BE1002887A3 (no) |
DK (1) | DK13489A (no) |
FI (1) | FI891382A (no) |
FR (1) | FR2629663A2 (no) |
GB (1) | GB2217123A (no) |
IT (1) | IT1228666B (no) |
NL (1) | NL8900231A (no) |
NO (1) | NO891358L (no) |
Families Citing this family (15)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4949020A (en) * | 1988-03-14 | 1990-08-14 | Warren Rufus W | Lighting control system |
EP0452715B1 (de) * | 1990-04-17 | 1994-07-27 | Siemens Aktiengesellschaft | Vorrichtung zur stufenlosen Steuerung elektrischer Verbraucher nach dem Phasenanschnittprinzip, insbesondere Helligkeitsregler und Verwendung einer solchen Vorrichtung |
EP0452716B1 (de) * | 1990-04-17 | 1994-07-27 | Siemens Aktiengesellschaft | Vorrichtung zur stufenlosen Steuerung elektrischer Verbraucher nach dem Phasenanschnittprinzip, insbesondere Helligkeitsregler und Verwendung einer solchen Vorrichtung |
US5239255A (en) * | 1991-02-20 | 1993-08-24 | Bayview Technology Group | Phase-controlled power modulation system |
DE4201744C2 (de) * | 1992-01-23 | 1997-12-11 | Insta Elektro Gmbh & Co Kg | Zusatzschaltung in einem Schaltnetzteil für Niedervolthalogenlampen |
GB2278746A (en) * | 1993-06-03 | 1994-12-07 | Peter Levesley | A power controller for motors |
AU757994B2 (en) * | 1999-03-25 | 2003-03-13 | H.P.M. Industries Pty Limited | Control circuit |
AUPP944799A0 (en) * | 1999-03-25 | 1999-04-22 | H.P.M. Industries Pty Limited | Control circuit |
WO2009036515A1 (en) * | 2007-09-19 | 2009-03-26 | Clipsal Australia Pty Ltd | Improved start-up detection in a dimmer circuit |
FR2927479B1 (fr) * | 2008-02-08 | 2012-05-04 | Schneider Electric Ind Sas | Systeme de commande et de protection d'une sortie en logique negative d'un equipement d'automatisme. |
GB2493562B (en) * | 2011-08-12 | 2018-10-17 | E2V Tech Uk Limited | Drive circuit and method for a gated semiconductor switching device |
GB2511571A (en) * | 2013-03-08 | 2014-09-10 | Zano Controls Ltd | Dimmer switches suitable for LED lamps |
JP6653452B2 (ja) * | 2016-09-20 | 2020-02-26 | パナソニックIpマネジメント株式会社 | 調光装置の保護回路、及び調光装置 |
EP3570439A1 (de) * | 2018-05-16 | 2019-11-20 | Siemens Aktiengesellschaft | Begrenzen eines elektrischen stroms in einem leistungshalbleiterschalter |
CN113847973B (zh) * | 2021-10-22 | 2023-12-26 | 重庆智慧水务有限公司 | 一种水表工作电流测试工装及测试方法 |
Family Cites Families (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4540893A (en) * | 1983-05-31 | 1985-09-10 | General Electric Company | Controlled switching of non-regenerative power semiconductors |
US4528494A (en) * | 1983-09-06 | 1985-07-09 | General Electric Company | Reverse-phase-control power switching circuit and method |
DE3445340A1 (de) * | 1984-12-12 | 1986-06-19 | Staiber, Heinrich, 8201 Bad Feilnbach | Mosfet - zweirichtungsschalter mit strombegrenzung |
NL8601761A (nl) * | 1986-07-07 | 1988-02-01 | Tjeerd Venema | Elektronisch gestuurde elektrische stroom zekeringautomaat. |
-
1989
- 1989-01-12 DK DK013489A patent/DK13489A/da not_active Application Discontinuation
- 1989-01-31 NL NL8900231A patent/NL8900231A/nl not_active Application Discontinuation
- 1989-03-06 BE BE8900239A patent/BE1002887A3/fr not_active IP Right Cessation
- 1989-03-13 FR FR8903247A patent/FR2629663A2/fr active Pending
- 1989-03-20 IT IT8919810A patent/IT1228666B/it active
- 1989-03-22 FI FI891382A patent/FI891382A/fi not_active Application Discontinuation
- 1989-03-30 NO NO89891358A patent/NO891358L/no unknown
- 1989-03-30 GB GB8907177A patent/GB2217123A/en not_active Withdrawn
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
BE1002887A3 (fr) | 1991-07-16 |
GB2217123A (en) | 1989-10-18 |
DK13489A (da) | 1989-10-01 |
NO891358D0 (no) | 1989-03-30 |
FI891382A (fi) | 1989-10-01 |
FR2629663A2 (fr) | 1989-10-06 |
FI891382A0 (fi) | 1989-03-22 |
DK13489D0 (da) | 1989-01-12 |
IT1228666B (it) | 1991-07-03 |
GB8907177D0 (en) | 1989-05-10 |
NL8900231A (nl) | 1989-10-16 |
IT8919810A0 (it) | 1989-03-20 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
NO891358L (no) | Lysintensitetsstyrekobling for gloedelamper og koblingsnettdeler med en beskyttelses- og begrensningskobling for aa skaffe en elektronisk sikring. | |
CN1650675B (zh) | 具有改进的感性负载非平衡保护的调光器电路 | |
US4456855A (en) | Intensity regulator, especially a light regulator | |
CA1120995A (en) | Discharge lamp starter circuit | |
US5192897A (en) | Electronic high frequency controlled device for operating gas discharge lamps | |
EP1969691B1 (en) | Load detector for a dimmer | |
JPH0479759A (ja) | 電圧駆動形半導体素子の駆動回路 | |
CA2575578A1 (en) | Sinewave dimmer control method | |
DE19754866A1 (de) | Universaldimmer und Verfahren zum Dimmen | |
US3763395A (en) | Interference suppression circuits | |
US6294901B1 (en) | Power dimmer | |
US3720861A (en) | Fluorescent lamp igniting circuit | |
DE3806909A1 (de) | Schaltnetzgeraet | |
JPH05146060A (ja) | 過電圧保護デバイス | |
US6542022B2 (en) | Voltage pulse analog generator | |
FI96657C (fi) | Elektroninen etukytkentälaite kaasunpurkausputkea varten | |
US3486041A (en) | Semiconductor time delay circuits | |
JPH05161342A (ja) | 電圧駆動形半導体素子の駆動回路 | |
US6292347B1 (en) | Electric arc generation circuit | |
EP0011410A1 (en) | Electronic starter circuits for discharge lamps | |
SU805468A1 (ru) | Устройство дл защиты от несимметриифАзНыХ НАпР жЕНий ТРЕХфАзНОй СЕТи | |
CA1086822A (en) | Crest firing means | |
DE2348524A1 (de) | Schaltungsanordnung zur minderung des einschaltstromstosses | |
RU177830U1 (ru) | Стабилизатор переменного напряжения | |
JPS5954197A (ja) | 放電灯調光装置 |