DE3832817A1

DE3832817A1 - Gleichstromgespeiste steuerschaltung fuer ein magnetventil

Info

Publication number: DE3832817A1
Application number: DE3832817A
Authority: DE
Inventors: Derk Vegter
Original assignee: Honeywell BV
Current assignee: Honeywell BV
Priority date: 1988-09-28
Filing date: 1988-09-28
Publication date: 1990-03-29
Also published as: EP0361353B1; DE58904194D1; EP0361353A1

Description

Die Erfindung betrifft ein gleichstromgespeiste Steuerschaltung für ein modulierend betriebenes Gas-Magnetventil einer Brenneranlage gemäß Oberbegriff des Anspruchs 1. Bei derartigen Schaltungen wandelt ein Impulsbreitenmodulator die Versorgungsgleichspannung in eine Impulsfolge um, die einen im Erregerstromkreis des Magnetventils liegenden Kondensator abwechselnd auflädt und über die Erregerwicklung des Magnetventils entlädt. Aufgabe der Erfindung ist es, eine derartige Steuerschaltung derart aufzubauen, daß Fehler in der Schaltungsanordnung durch Ausfall von Bauteilen oder Kurzschlüsse nicht zu einer Erhöhung des Erregerstroms und damit auch des Gasdrucks führen können. Die Steuerschaltung soll also eigensicher sein. Diese Aufgabe wird gelöst durch die im Anspruch 1 gekennzeichnete Erfindung. Vorteilhafte Ausgestaltungen ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand eines in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels erläutert. Dabei zeigt:

Fig. 1 ein Beispiel für eine Steuerschaltung gemäß der Erfindung:

Fig. 2 den Verlauf der Spannungen an den Schaltungspunkten A, B, C, D, E, F, G der Fig. 1, wenn die Steuerspannung U _S an der Eingangsklemme 3 größer ist als die Hälfte der Spannung am Schaltungspunkt F, d. h. U _s ½ · U _F;

Fig. 3 die entsprechenden Spannungen für den Fall, daß die Steuerspannung U _s kleiner ist als ½ · U _F, d. h. 0 U _s ½U _F; und

Fig. 4 die Spannungsverläufe bei U _s = 0.

Die Steuerschaltung wird zwischen den Versorgungsklemmen 1 und 2 mit einer Gleichspannung U _v von beispielsweise +30 V versorgt. Eine Steuerspannung U _s an der Eingangsklemme 3 gibt den Sollwert für den durch die Spule 4 des Magnetventils fließenden Strom vor. Die Schaltungsanordnung besteht im wesentlichen aus einem den Sollwert mit dem Istwert vergleichenden Regelkreis I, einem die Regelabweichung in ein pulsbreitenmoduliertes Signal umformenden Pulsbreitenmodulator II und einer den Strom durch die Erregerwicklung 4 steuernden Leistungsstufe III. Sie ist derart ausgelegt, daß bei einer minimalen Steuerspannung U _s = 0 der Strom durch die Spule 4 seinen Maximalwert erreicht und bei einem maximalen Steuersignal von beispielsweise U _s = +0,75 V der Erregerstrom für das Magnetventil 4 auf Null zurückgeht.

Zwischen die Stromversorgungsklemme 1 und Masseleitung 2 ist ein Konstantstromgenerator herkömmlicher Bauart eingeschaltet, der aus einer Zenerdiode Z 1, einer Diode D 1, zwei Widerständen R 1 und R 2 sowie einem Transistor T 1 besteht. Er speist ein Potentiometer bestehend aus einem veränderbaren Widerstand P 1 und einem Festwiderstand R 3. Der Verbindungspunkt F zwischen Einstellwiderstand P 1 und Transistor T 1 ist über einen Widerstand R 5 von beispielsweise 22 kOhm an den nicht invertierenden Eingang eines als integrierender Verstärker arbeitenden ersten Vergleichers CM 1 angeschlossen. Diesem wird ferner über einen Widerstand R 11 von beispielsweise ebenfalls 22kOhm, die am Reihenwiderstand R 16 vom Erregerstrom durch die Wicklung 4 erzeugte Spannung zugeführt. Sie wird durch den Spannungsteiler bestehend aus den in ihrem Widerstandswert übereinstimmenden Widerständen R 5 und R 11 im Verhältnis R 11/(R 11 + R 5) im Bezug auf U _F geteilt, d. h. bei gleich großen Widerständen R 5 und R 11 halbiert. Die Spannung U _E am nicht invertierenden Eingang des Vergleichers CM 1 entspricht der halben Summe der Spannungen U _F und U _G. Es gilt:

U _E = U _F + (U _G · U _F) : 2 = (U _F + U _G) : 2

Dem invertierenden Eingang des Vergleichers CM 1 wird von der Eingangsklemme 3 die Steuerspannung U _s zugeleitet. Bei abgeglichenem Regelkreis I, d. h. bei

U _E = U _S = (U _F · U _G) : 2

ergibt sich: U _G = 2U _S - U _F und damit

i = 2(U _S - U _F) : R 16

Ist U _S = 0, so wird U _G = -U _F, d. h. i _max = -U _F/R 16.

Für U _S U _F wird U _G = 0 und somit i _min = 0.

Der Pulsbreitenmodulator II umfaßt neben einem zweiten Vergleicher CM 2 einen Oszillator, der einen dritten Vergleicher CM 3 mit Rückführungswiderstand R 10 zwischen Ausgang und nicht invertierendem Eingang, einen zweiten Widerstand R 9 zwischen Ausgang und Schaltungspunkt B sowie einen Ladekondensator C 3 aufweist, der über einen Widerstand R 7 an die Gleichstromversorgungsklemme 1 angeschlossen ist. Der nicht invertierende Eingang steht ferner über einen hochohmigen Widerstand R 4 mit dem Verbindungspunkt von Diode D 1 und Widerstand R 1 in der Konstantstromquelle in Verbindung. Der invertierende Eingang ist über einen hochohmigen Widerstand R 8 an den Schaltungspunkt B angeschlossen. Dieser Relaxationsoszillator erzeugt eine Sägezahnspannung, die sich beispielsweise zwischen einen Minimalwert von 10 V und einem Maximalwert von 24 V mit einer Frequenz von 25 kHz ändert. Diese Sägezahnspannung U _B gelangt über den Widerstand R 8 an den invertierenden Eingang des Vergleichers CM 3 und zugleich an den nicht invertierenden Eingang des zweiten Vergleichers CM 2, dessen invertierender Eingang am Ausgang C des Verstärkers CM 1 liegt. Dieser Ausgang C ist ferner über einen hochohmigen Widerstand R 6 an die Versorgungsklemme 1 angeschlossen, und ein Speicherkondensator C 2 von beispielsweise 10 µF liegt zwischen dem Schaltungspunkt C und Masse.

Eine vom zweiten Vergleicher CM 2 gesteuerte Leistungsstufe III umfaßt neben drei Widerständen R 12, R 13 und R 14 drei Transistoren T 2, T 3 und T 4. Der Eingang dieser Leistungsstufe ist mit dem Ausgang D des Vergleichers CM 2 verbunden, während ihr Ausgang A einen Ladestromanschluß für die Aufladung des Kondensators C 6 bildet. Dieser liegt in Reihe mit einem niederohmigen Widerstand R 15, der Erregerwicklung 4 und dem Reihenwiderstand R 16 zwischen dem Ladestromanschluß A und Masse, wobei eine Diode D 2 der Reihenschaltung von Erregerwicklung 4 und Widerstand R 16 in Richtung zum Masseanschluß hin stromdurchlässig parallelgeschaltet ist. Zwischen den Ladestromanschluß A und Masse ist ferner ein Schalttransistor T 5 eingeschaltet, der durch das Ausgangssignal des zweiten Vergleichers CM 2 derart gesteuert wird, daß abwechselnd entweder der Schalttransistor T 5 durchgeschaltet und gleichzeitig die Leistungsstufe T 2 bis T 4 gesperrt ist, oder umgekehrt die Leistungsstufe durchgeschaltet ist und den Ladestromanschluß A mit der Versorgungsklemme 1 verbindet und gleichzeitig der Schalttransistor T 5 gesperrt ist. Im letztgenannten Fall wird der Kondensator C 6 über die Leistungsstufe und die Diode D 2 aufgeladen, während im erstgenannten Fall der Kondensator C 6 sich über die Erregerwicklung 4 und den Schalttransistor T 5 entlädt und damit ein Erregerstrom durch die Erregerwicklung 4 des Magnetventils fließt. Häufigkeit und Dauer dieser Erregerstromimpulse bestimmen den Grad der Öffnung des Magnetventils. Um eine genügende Erregerenergie für das Magnetventil 4 bereitzustellen, muß der Kondensator C 6 eine ausreichende Kapazität von beispielsweise 47 µF aufweisen.

Vor Einschaltung der Steuerschaltung sind die Kondensatoren C 2 und C 3 entladen. Wird Spannung an die Klemmen 1 und 2 gelegt und sind anfänglich die offenen Kollektorausgänge der Komparator CM 1 und CM 2 geöffnet, so lädt sich der Kondensator C 3 schneller auf als der Kondensator C 2, weil er eine geringere Kapazität von beispielsweise 390 pF hat als der Kondensator C 2 (10 µF). Der Kondensator C 2 wird über den Widerstand R 6 und der Kondensator C 3 wird über den Widerstand R 7 aufgeladen, wobei beide Widerstände einen Wert von beispielsweise 100 kOhm haben. Der Relaxationsoszillator beginnt also schnell zu schwingen und erzeugt an seinem Ausgang B eine Sägezahnspannung U _S in einem Spannungsbereich zwischen 10 und 24 V. Der nicht invertierende Eingang des Vergleichers CM 2 erhält also eine positive Spannung, während der invertierende Eingang zunächst noch auf dem Potential 0 liegt. Damit ergibt sich ein positives Ausgangssignal U _D am Ausgang D des Vergleichers CM 2. Dieses sperrt den Schalttransistor T 5 und schaltet die Leistungsstufe T 2 bis T 4 durch. Über den Transistor T 4 und die Diode D 2 wird folglich der Kondensator C 6 aus der Versorgungsspannung zwischen den Klemmen 1 und 2 aufgeladen.

Die Konstantstromquelle mit dem Transistor T 1 erzeugt im Schaltungspunkt F, d. h. an der Reihenschaltung von Einstellwiderstand P 1 und Festwiderstand R 10 eine Spannung U _F von maximal 1,5 V. Diese ist bestimmt durch einen Strom von etwa 1 mA aus der Konstantstromquelle und durch die Reihenschaltung bestehend aus Potentiometer P 1 von beispielsweise 1 KOhm und Widerstand R 3 von beispielsweise 560 Ohm. Zwischen den Schaltungspunkten F und G liegt ein Spannungsteiler bestehend aus den beiden gleich großen Widerständen R 5 und R 11, so daß an dessen Abgriff E und damit am nicht invertierenden Eingang des ersten Vergleichers CM 1 die halbe Summe dieser beiden Spannungen U _F und U _G liegt. Bei anfänglich U _G = 0 beträgt die Spannung U _E = U _F/2 = 0,75 V, wenn U _F = 1,5 V. Bei maximalem Erregerstrom ist U _G = -1,5 V und beträgt die Spannung U _E = (U _F + U _G) : 2 = 0 V. Wenn die Steuerspannung U _S im gewählten Ausführungsbeispiel den Betrag von +0,75 V überschreitet, bleibt der offene Kollektorausgang des Komparators CM 1 nach Masseleitung 2 durchgeschaltet. Wenn die Steuerspannung U _S die Spannung U _E nicht überschreitet, ist der offene Kollektorausgang des Komparators CM 1 offen.

Im Zuge der Aufladung des Kondensators C 1 über den Widerstand R 16 steigt die Spannung U _C am Ausgang des Vergleichers CM 1 solange an, bis sie den Wert der Sägezahnspannung U _B am nicht invertierenden Eingang des Vergleichers CM 2 erreicht. Sobald die Spannung U _c an seinem invertierenden Eingang größer wird als die Spannung U _s am nicht invertierenden Eingang, schaltet der Ausgang D des Vergleichers CM 2 auf niedriges Potential. Dies hat zur Folge, daß die Leistungsstufe T 2 bis T 4 sperrt und der Schalttransistor T 5 durchschaltet. Der Kondensator C 6 entlädt sich jetzt über die Erregerspule 4 des Magnetventils in einem Stromkreis, der gebildet wird durch den Widerstand R 16, den Schalttransistor T 5 und den Widerstand R 15. Solange die Ladezeit für den Kondensator C 6 lang genug ist, um diesen auf volle Spannung aufzuladen, ist der aus dieser Ladespannung abgeleitete Erregerstrom linear vom Verhältnis der Entladezeit zur Gesamtperiodendauer der am Ladestromanschluß A stehenden impulsförmigen Spannung abhängig. Diese Periodendauer beträgt beispielsweise 40 µs, was einer Frequenz von 25 kHz entspricht. Das Impuls/Pausen-Verhältnis ändert sich in Abhängigkeit von der Spannung U _C. Der Vergleicher CM 1 arbeitet als integrierender Operationsverstärker, so daß seine Ausgangsspannung U _C dem Zeitintegral der Differenzspannung an seinen beiden Eingängen entspricht. Diese Differenz wird über die Veränderung der Ausgangsspannung U _C und des Impuls/Pausen-Verhältnisses und des Erregerstroms durch die Wicklung 4 und damit durch Verändern der Spannung U _G am Reihenwiderstand R 16 auf Null geregelt. Der maximale Strom fließt, wenn die Steuerspannung U _S = 0. Damit läßt sich mit Hilfe des Potentiometers P 1 der maximale Erregerstrom einstellen. Selbst bei einem Kurzschluß der Eingangsklemmen 2 und 3 wird er nicht überschritten. Der maximale Erregerstrom ergibt sich dann zu -U _F/R 3.

Nachfolgend soll erläutert werden, daß Schaltkreisunterbrechungen und Kurzschlüsse einzelner Bauelemente entweder zu einer Abschaltung des Erregerstroms oder zu einer Strombegrenzung auf einen Wert unterhalb des Maximalstroms führen. Dies bedeutet bei Anwendung des Ventils in einem Gasbrenner, daß dieser entweder abgeschaltet oder mit verringerter Leistung weiterläuft. Sollte beispielsweise der Kondensator C 6 kurzgeschlossen oder seine Zuleitung unterbrochen werden, so kann keine Ladung auf ihm gespeichert werden und kein Strom durch die Erregerwicklung 4 fließen. Eine Unterbrechung der Diode D 2 verhindert ebenso ein Aufladen wie ein Kurzschluß der Diode D 2 Stromfluß durch die Erregerwicklung 4 verhindert. Der obere Scheitelwert der Sägezahnspannung U _S des Oszillators ist mit 24 V niedriger als die Versorgungsspannung von 30 V. Ihre Höhe wird durch die Spannung am nicht invertierenden Eingang des Vergleichers CM 3 bestimmt, die am Widerstand R 1 abgegriffen wird, sofern der offene Kollektorausgang des Komparators CM 3 offen ist. Wird der Widerstand R 4 unterbrochen, so schwingt der Oszillator nicht. Wird die Zenerdiode Z 1 kurzgeschlossen, so arbeitet die Konstantstromquelle nicht, was in beiden Fällen zu einer sicheren Abschaltung des Erregerstroms führt.

Der untere Scheitelwert der Sägezahnspannung U _S ist höher als Massepotential. Er wird bestimmt durch die Spannung am nicht-invertierenden Eingang des Vergleichers CM 3, wenn der offene Kollektorausgang des Komparators CM 3 nach Masseleitung 2 durchgeschaltet ist. Der Minimalwert der Spannung U _B wird durch den Spannungsteiler R 4, R 10 und die Spannung am Widerstand R 1 festgelegt.

Da infolge des Widerstands R 4 der obere Scheitelwert der Sägezahnspannung U _S niedriger als die Versorgungsspannung U _V und der untere Scheitelwert größer als Massepotential ist, erweist sich die Steuerschaltung in beiden Richtungen als eigensicher.

Das Ausgangssignal des Vergleichers CM 1 kann im schlimmsten Fall den Wert der Versorgungsspannung U _V von beispielsweise +30 V erreichen und damit den oberen Scheitelwert der Sägezahnspannung sicher übersteigen. Die Wirkung des Vergleichers CM 1 als integrierender Operationsverstärker führt dazu, daß in diesem Fall der Strom durch die Erregerwicklung auf Null reduziert wird. Gleiches gilt im Falle eines Kurzschlusses der Zenerdiode Z 1 oder des Transistors T 1 bzw. bei einer Unterbrechung des Rückführwiderstands R 2. Der Wert des Widerstandes R 15 ist so gewählt, daß bei einem Absinken der Versorgungsspannung U _V auf 27 V gerade noch genügend Strom durch die Erregerwicklung 4 fließt. Fällt die Spannung U _V unter 27 V, so erreicht die Spannung U _C am Ausgang C des ersten Vergleichers CM 1 den Wert der positiven Versorgungsspannung. Dies führt zu einer eigensicheren Abschaltung des Stroms durch die Erregerwicklung 4, weil die Sägezahnspannung dann niemals den Wert der Versorgungsspannung erreichen kann. Gleiches gilt für einen Ausfall des Widerstands R 11.

Claims

1. Gleichstromgespeiste Steuerschaltung für ein modulierend betriebenes Gas-Magnetventil einer Brenneranlage, dessen Erregerwicklung (4) in Reihe mit einem Kondensator (C 6) und einem Widerstand (R 16) zwischen einen Ladestromanschluß (A) und Bezugspotential (2) eingeschaltet ist und wobei der Reihenschaltung von Wicklung (4) und Widerstand (R 16) eine in Richtung Bezugspotential durchlässige Diode (D 2) parallelgeschaltet ist, gekennzeichnet durch

a) einen ersten Vergleicher (CM 1), dessen einem Eingang (-) ein Gleichstrom-Steuersignal (U _S) zugeführt wird und dessen zweiter Eingang (+) einerseits über einen ersten Widerstand (R 5) an eine Konstantstromquelle (T 1, Z 1, D 1, R 1, R 2) und andererseits über einen zweiten Widerstand (R 11) an den Verbindungspunkt (G) von Erregerwicklung (4) und Reihenwiderstand (R 16) angeschlossen ist;
b) eine zwischen einer Gleichstromquelle (U _v) und Bezugspotential (2) eingeschaltete Reihenschaltung bestehend aus einem Widerstand (R 6) und einem Kondensator (C 2), dessen Abgriff (C) einerseits an den Ausgang des ersten Vergleichers (CM 1) und andererseits an den einen Eingang (-) eines zweiten Vergleichers (CM 2) angeschlossen ist;
c) einen eine Sägezahnspannung vorgegebener Frequenz und Amplitude erzeugenden Oszillator (R 4, R 7 - R 10, C 3, CM 3), dessen Ausgang (B) an den anderen Eingang (+) des zweiten Vergleichers (CM 2) geführt ist;
d) eine durch das Ausgangssignal (U _D) des zweiten Vergleichers (CM 2) gesteuerte Leistungsstufe (T 2, T 3, T 4, R 13, R 14) zur Speisung des Ladestromanschlusses (A) für den Reihenkondensator (C 6);
e) einen zwischen den Ladestromanschluß (A) und Bezugspotential (2) eingeschalteten, vom Ausgangssignal (U _D) des zweiten Vergleichers (CM 2) gesteuerten elektronischen Schalter (T 5), welcher sperrt, wenn die Leistungsstufe durchschaltet, und welcher durchschaltet, wenn die Leistungsstufe gesperrt ist.

2. Steuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen Reihenkondensator (C 6) und Ladestromanschluß (A) ein niederohmiger Widerstand (R 15) eingeschaltet ist.

3. Steuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Konstantstromquelle (T 1, Z 1, D 1, R 1, R 2) in Reihe mit wenigstens einem Widerstand (P 1, R 3) an die Speisegleichstromquelle (1) angeschlossen ist.

4. Steuerschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Widerstand (P 1) einstellbar ist.

5. Steuerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, gekennzeichnet durch eine solche Dimensionierung des Oszillators (R 4, R 7 - R 10, C 3, CM 3), daß bei Normalbetrieb der Maximalwert der Sägezahnspannung unterhalb der Versorgungsgleichspannung (U _V) und ihr Minimalwert oberhalb Massepotential liegt.

6. Steuerschaltung nach Anspruch 5, daß der Oszillator einen dritten Vergleicher (CM 3) enthält, dessen Ausgang einerseits über einen ersten Rückführwiderstand (R 10) mit dem nicht-invertierenden Eingang (+) und andererseits über einen zweiten Widerstand (R 9) an einen Ladekondensator (C 3) angeschlossen ist, während zwischen Ladekondensator (C 3) und invertierendem Eingang (-) ein hochohmiger Widerstand (R 8) liegt, und daß der nicht-invertierende Eingang (+) über einen weiteren hochohmigen Widerstand (R 4) an eine stabilisierte Bezugsspannung geführt ist.

7. Steuerschaltung nach Anspruch 6, daß die Bezugsspannung durch die Spannung an einem Spannungsteiler (R 1, Z 1, D 1) in der Konstantstromquelle (Z 1, D 1, R 1, R 2, T 1) gebildet ist.

8. Steuerschaltung nach einem der Ansprüche 5 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Ladekondensator (C 3) des Oszillators (CM 3, C 3, R 7 - R 10) über einen Widerstand (R 7) an die Versorgungsgleichspannung (U _V) angeschlossen ist.