DE3742550A1

DE3742550A1 - Verfahren und einrichtung zur volldigitalen strahlbildung in einem kohaerenten abbildungssystem

Info

Publication number: DE3742550A1
Application number: DE19873742550
Authority: DE
Inventors: Matther O'donnell; Mark George Magrane
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1986-12-19
Filing date: 1987-12-16
Publication date: 1988-07-07
Also published as: JPH0641945B2; DE3742550C2; JPS63167265A; US4809184A; NL8703091A

Description

Die Erfindung bezieht sich kohärente Abbildungssysteme unter Verwendung von Schwingungsenergie, wie z. B. elektromagneti sche oder Ultraschall-Wellen, und insbesondere auf ein Ver fahren zur Bildung des Schwingungs(Ultraschall)-Strahles einschließlich Strahlrichtung (Steuerung), Fokussierungs- und Apodizations-Funktionen, und zwar vollständig durch digi tale (anstatt analoge) Signalverarbeitung des Schwingungs (Ultraschall)-Signals.

Bekanntlich können Ultraschall-Abbildungssysteme viele Vor teile in verschiedenen analytischen Gebieten liefern, wie beispielsweise der Medizin und ähnlichem. Eine besonders vor teilhafte Form der Ultraschallabbildung verwendet einen Sek torscanner mit einem phasengesteuerten Feld (PASS), um ei nen gebildeten Strahl mit der größten Geschwindigkeit und Ge nauigkeit abzutasten (Sweep). Ursprünglich wurden analoge Signalverarbeitungstechniken verwendet, um eine kohärente Summe der verschiedenen Signale zu bilden, die über der An zahl N von Elementen in dem Vorderende des PASS-Array empfan gen wurden. Das heißt, es ist bekannt, daß die Genauigkeit der Strahlbildung und insbesondere der Richtung, in die der Strahl weist, direkt bezogen ist auf die Genauigkeit der Phasenrelation oder der Zeitverzögerung zwischen den verschie denen Elementen der PASS-Array. Es ist gezeigt worden, daß eine Phasengenauigkeit von etwa einem Teil in 32 erforderlich ist, um Ultraschallstrahlen mit ausreichender Genauigkeit für medizinische Abbildungsapplikationen zu bilden. Deshalb muß jede der Zeitverzögerungen in der PASS-Array einstellbar sein mit einer Genauigkeit von wenigstens ¹/₃₂ des Zeitintervalls, das für eine einzige Periode der Grundfrequenz des Abbildungs systems erforderlich ist. Beispielsweise ist für eine System grundfrequenz von etwa 4,5 MHz eine Zeitverzögerungsgenauigkeit von etwa 7 Nanosekunden erforderlich. Aufgrund dieses Erfor dernisses wurden einige bekannte Systeme ersetzt durch Systeme, die eine Basisbandsignalverarbeitung verwenden, wie es bei spielsweise in der US-PS 41 55 260 beschrieben ist. Bei dem Basisbandverarbeitungssystem sind die Phasengenauigkeit und die Zeitverzögerungsgenauigkeit voneinander entkoppelt, da die Anforderungen an die Schaltungsanordnungen, die zur Strahlbil dung verwendet werden, wesentlich verkleinert sind. Das bedeu tet, daß die Phasencharakteristiken der Basisband-Demodulatoren so gesteuert werden, daß die Phasenrelationen zwischen den HF- Signalen, die an den Array-Elementen empfangen werden, nach der Übertragung in die Basisband-Frequenzen erhalten bleiben. Deshalb können die demodulierten Signale kohärent summiert wer den, was eine wesentliche Verkleinerung der Genauigkeit zur Fol ge hat, die für die Zeitverzögerungen erforderlich ist, die nun bei den Basisband- anstelle der HF-Frequenzen liegen. Selbst bei der Basisbandfrequenzverarbeitung ist aber ein PASS-Array-Vor derende: relativ unempfindlich, empfindlich gegenüber kleineren Änderungen in den Eigenschaften und analogen Schaltungen und relativ kostspielig (da 2 N einzelne analoge Demodulationsschal tungen und 2 N einzelne und vollständige Zeitverzögerungsab schnitte für ein N Kanalarray erforderlich sind).

Ein vollständig digitales PASS-Vorderende gestattet, daß eine Realzeit-Strahlbildung in einer genauen, flexiblen und billigen Weise ausgeführt werden kann. Zwar wurden völlig digitale Sy steme beispielsweise in der US-PS 43 24 257 zuerst in den siebziger Jahren vorgeschlagen, um zu versuchen, einen gewis sen Teil der Inflexibilität der analogen Verarbeitung zu über winden, aber die vollständig digitalen Systeme, die bisher in der Literatur beschrieben wurden, haben noch keine Strahlen bündel erzeugt, die für medizinische Abbildungsapplikationen akzeptabel sind. Das Hauptproblem scheint darin zu bestehen, daß die Zeitverzögerungsgenauigkeit derartiger Systeme, die durch die Samplingrate der darin verwendeten Analog/Digital- Wandler (ADC) bestimmt ist, typisch in einer Größenordnung lag, die kleiner ist, als die Genauigkeit, wie sie für medizinische Applikationen erforderlich ist, wo der Strahl mit einer Energie in dem 2-5 MHz-Bereich gebildet ist. Das bedeutet, daß die A/D-Wandler in derartigen Systemen Sampel-Eigenschaften zwi schen etwa 10 MHz und etwa 20 MHz haben, so daß resultierende Zeitverzögerungsgenauigkeiten von nur zwischen etwa 100 nsec und 150 nsec erhalten werden können, anstatt der gewünschten Genauigkeiten zwischen etwa 6 nsec und etwa 15 nsec.

Da viele andere Formen von Schwingungsenergie verwendet werden können, wie beispielsweise kohärente elektromagnetische Ener gie im Ladar- und Radar-Abbildungssystem, und auch andere Arten von Systmen akkustischer Energie (Sonar und ähnliches), ist es wünschenswert, Strahlbildungsverfahren und Einrichtungen zur Verfügung zu haben, die in jedem System verwendbar sind, um ein Bild eines Gegenstandes durch Reflexion eines auftref fenden Strahls aus Schwingungsenergie zu erhalten.

Es ist eine Aufgabe der Erfindung, ein Verfahren zur Bildung eines Schwingungsenergiestrahls zu schaffen, der gerichtet und an einer gewählten Stelle fokussiert ist in bezug auf die Ebene eines Feldes (Array) von Wandlern durch digitale Mani pulation von Daten, die direkt aus empfangenen Schwingungs energie-Rückkehrsignalen umgewandelt sind.

Weiterhin soll eine Einrichtung geschaffen werden zur Bildung eines Schwingungsenergiestrahls, der gerichtet ist auf und fokussiert an einer gewählten Stelle in bezug auf die Ebene eines Feldes (Array) von Wandlern durch digitale Manipulation von Daten, die aus empfangenen Schwingungsenergiestrahlen di rekt umgewandelt sind.

Ein erfindungsgemäßes Verfahren zum Steuern bzw. Richten eines Strahls aus Schwingungsenergie auf einen gewünschten Winkel R in bezug auf die Ebene eines Feldes (Array) von einer An zahl N von Energiewandlern, wobei jeder einem anderen einer Anzahl N von Kanälen zugeordnet ist und jeder ein unterschied liches V _j, wobei 1 j N, von einer gleichen Anzahl N von zurückkehrenden Schwingungsenergiesignalen ist, enthält folgen de Schritte: Erzeugen einer Anzahl N von Sequenzen, die je weils eine Vielzahl von Impulsen eines Sampelstrobesignals S _j haben, wobei jedes Strobesignal im wesentlichen zu einem Zeitintervall C nach dem vorhergehenden Strobeimpuls auftritt, wobei T wenigstens kleiner als der Reziprokewert der doppelten Frequenz F _u der Schwingungserregung der Wandler ist; Zuordnen von jedem unterschiedlichen Strobesignal S _j zu jedem j-ten Kanal; Versetzen (Offsetten) der Anfangszeit des Strobesignals S _j in der j-ten Kanalsequenz von den Anfangszeiten der Strobe signale in allen anderen Sequenzen um ein Zeitintervall t _Sj, das ein erstes positives ganzzeiliges Vielfaches M _j, gewählt für den Winkel R, von einem Offset-Zeitintervall Δ t ist, wobei Δ t nicht größer als ¹/₃₂ des Kehrwertes der Erregungsfrequenz F _u ist; Umwandeln als Antwort auf die Sequenz des Strobesignals S _j für den j-ten Kanal dieses einen Rückkehrsignals V _j direkt in ein Wort aus digitalen Daten in einem zugeordneten j-ten Wandler einer gleichen Anzahl N ana log/Digital-Wandlern (ADC); und digitales Verzögern von jedem Datenwort in jedem der N-Kanäle für ein Zeitverzögerungsinter vall t _dj, das so gewählt ist, daß die summierten Datenwörter aus allen N-Kanälen jede Änderung im Reflexionsvermögen (Re flektanz) in dem Energiestrahl bei dem gewünschten Winkel R darstellen.

Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel des erfindungsge mäßen Verfahrens enthält der digitale Verzögerungsschritt folgende Unterschritte: die g-te-Umwandlung von jedem ADC erfolgt nach einem Zeitintervall t _Sj nach einem Systemumwand lungs-Synchronisationssignal; Speichern jedes digitalen Daten worts aus der j-ten ADC-Einrichtung in der Reihenfolge der Umwandlung in einer zugeordneten Stelle eines j-ten Speichers aus einer Anzahl N von Speichereinrichtungen; nach der Spei cherzeit t _dj für diesen Kanal gleichzeitiges Auslesen des g-ten Datenwortes aus allen N-Speichereinrichtungen; und Summieren der g-ten Datenwörter, die gleichzeitig aus allen Speichereinrichtungen ausgelesen werden. Das Kanalverzöge rungszeitintervall t _dj kann um eine zusätzliche Größe inkre mentiert werden, um das Feld (Array) zu fokussieren, wenn die Entfernung R größer wird.

Die Erfindung wird nachfolgend in Verbindung mit einer Ener gieform, beispielsweise mechanische Ultraschallschwingungen, in einem bevorzugten Ausführungsbeispiel beschrieben; es sei jedoch darauf hingewiesen, daß diese Energieform nur als ein Beispiel zu verstehen ist.

Fig. 1 ist ein schematisches Blockdiagramm von dem Vorder ende eines bekannten PASS-Schwingungsenergie (Ultra schall)-Abbildungssystems.

Fig. 1a zeigt einen Satz von zeit-bezogenen Kurven der ana logen Signale, die aus einem Untersatz des Wandler feldes der bekannten Einrichtung gemäß Fig. 1 er hältlich sind, und von einem Satz von Sampelstrobe signalen, die in Verbindung damit verwendet werden.

Fig. 1b ist ein Kurvenbild und zeigt das kohärente Summen signal über der Arrayapertur unter Verwendung einer gleichförmigen Sampelfunktion S, wie es in Fig. 1a gezeigt ist, und auch das kohärente Summensignal unter Verwendung des ungleichförmigen direkten Sampelns, des Basisbandsignals.

Fig. 1c zeigt weitere zeitabhängige Kurven des ungleichför migen Sampelns für einen HF-Kanalzeitverzögerungsbe trieb mit dem erfindungsgemäßen Verfahren.

Fig. 2 ist ein schematisches Blockdiagram und zeigt den Auf bau der Vorderendsignal- und Logikeinrichtung und die zugehörigen Abschnitte einer Hauptlogikeinrich tung von einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung unter Verwendung des erfindungsgemäßen Ver fahrens.

Gemäß den Fig. 1, 1a und 1b ist in einem bekannten Sektor abtast(PASS)-Schwingungsenergie (beispielsweise Ultraschall)- Abtastsystem 10 ein Vorderenden-Wandlerarray 10 enthalten, das eine Anzahl N von einzelnen Wandlern 11-1 bis 11-n aufweisen, die jeweils in einem Übertragungszustand elektrische Energie eines Hochfrequenzsignals in eine gewünschte (beispielsweise Ultraschall-mechanische) Form von Schwingungsenergie umwandeln und in einem Empfangszustand reflektierte (Ultraschall)-Schwin gungen in ein empfangenes elektrisches HF-Analogsignal in be kannter Weise umwandeln. Andere Energieformen, wie beispiels weise elektromagnetische Energie (Licht, Funk usw.) und ähn liches, können in gleicher Weise gut verwendet werden. Das Array wird verwendet zur Abbildung eines räumlichen Ortes 10 a, der an einer Entfernungsstrecke R entlang einer Linie 10 b in einem gewissen Winkel R in bezug auf eine Linie 11 X senkrecht zur Linie des Arrays 11 angeordnet ist. Das Schwingungs(Ultra schall)-Signal, das vom Punkt 10 a reflektiert wird, hat eine Wellenfront 10 b′, die sich der Ebene des Arrays 11 unter einem Winkel R nähert. Die analogen elektrischen Signale, die an jedem Ausgang eines zugehörigen Wandlers x 1-Xn erzeugt werden, werden verstärkt in einer der Zeit-Gewinn-gesteuerten Verstär kereinrichtung 12 a-12 n, wobei der Gewinn bzw. die Verstärkung auf die Amplitude eines TGC (zeitabhängiger, gewinngesteuerter Verstärker)-Steuersignal anspricht, und demoduliert zu zwei Quadratur-Analogsignalen jI und jQ, wobei 1 j n, in einem zugeordneten Paar von Demodulationseinrichtungen 13-1 a, 13-2 a, . . . 13-na und 13-1 b, 13-2 b . . . 13-nb, die auf zwei Quadratur signale eines örtlichen Oszillators ansprechen, die bei der Ultraschallfrequenz Fu von einer Quadratureinrichtung 14 ge liefert werden. Jedes analoge Signal in den Basisband-Quadra tursignalpaaren 1 I/lQ, 2 I/2 Q . . . nI/nQ wird individuell ge sampelt, und die Amplitude davon wird in ein digitales Daten wort in einer zugeordneten Analog-Digital-Wandlereinrichtung 15-1 a bis 15-na oder 15-1 b bis 15-nb umgewandelt. Jedes Um wandlungsdatenwort, das bei einem einer Vielzahl von sequen tiellen Stropesignalimpulsen 16 a, 16 b . . . 16 n gebildet wird, wird dann zeitlich verzögert in einer zugeordneten Verzöge rungseinrichtung 17-1 a bis 17-na oder 17-1 b bis 17-nb. Alle Umwandlungsdatenwörter werden individuell verzögert um eine Zeitverzögerung, die durch eine zugeordnete Verzögerungssteuer einrichtung 19-j (für den Kanal j) bestimmt ist, und liefert somit ein verzögertes Basisband (I)-Signal jId an eine erste Summiereinrichtung 18 a und ein verzögertes Basisband (Q)-Sig nal jQd an eine zweite Summiereinrichtung 18 b. Das resultie rende kohärente Summen (RCS)-Gleichphasensignal RCSI an einem Ausgang 10 c und eine Quadraturphase RCSQ an einem Ausgang 10 c können verwendet werden, um die Amplitude des Rückkehrsignals von nur denjenigen Gegenständen entlang der Linie 10 b unter dem Winkel R herauszuziehen, die gewählt sind, um die Kanal verzögerungen t _dj gemäß der Formel t _dj = (j - 1) (d/V)sin R zu bestimmen, wobei V die Geschwindigkeit der Ultraschallausbrei tung in den Medien unmittelbar neben den Wandlern 11 und d die Abstandsstrecke zwischen benachbarten Wandlern in dem Array sind.

Wie aus Fig. 1a ersichtlich ist, ist es bekannt, daß die analogen Basisbandsignale (beispielsweise Signale 15-1 bis 15-4) für die ersten vier Gleichphasenkanäle 1 I-4 I), wie sie an die Analog/Digital-Wandlereinrichtung geliefert werden, Maxima und Minma haben, die sich in ihren zeitlichen Relatio nen ändern (wie es durch die Maximallinie 13 x und die Minima linie 13 y gezeigt ist), die durch den räumlichen Steuerungs winkel R bestimmt sind, und mit einem Abstand dazwischen, der durch die Halbwellenlänge der verwendeten Schwingungs (Ultra schall)-Sequenz bestimmt ist. Wenn das Sektorscannersystem 10 eine gleichförmige Sampelfunktion S verwendet, bei der alle Analogsignale im wesentlichen gleichzeitig bei jedem Sampel strobesignal 16 gesampelt werden (wobei jeder Sampelstrobe von dem benachbarten Sampelstrobe durch ein im wesentlichen kon stantes Festzeitintervall T getrennt ist, das der Kehrwert der Betriebsfrequenz des A/D-Wandlers und wenigstens das Doppelte der Basisbandfrequenz ist, aber nicht größer als die maximale Frequenz des A/D-Wandlers ist) und die digitali sierten Daten von jedem Wandler dann zeitverzögert werden in bekannter Art und Weise, dann sind die resultierenden kohä renten Summen (RCS)-Signale nur angenähert gleich der erfor derlichen Signalwellenform. Dies ist aus Fig. 1b ersichtlich, in der die Zeit mit steigenden Werten auf der Abszisse 20 und die RCS-Amplitude mit steigenden Werten auf der Ordinate 21 aufgetragen sind. Die Amplitude des resultierenden kohärenten Summensignals, summiert über das Array, existiert an einem von mehreren Sampelwerten, die jeweils bei einem der X-Punkte 22 a, 22 b . . . 22 g . . . angegeben sind, aber nur bei zeitlichen Punkten (beispielsweise Zeiten t ₀, t ₄, t ₈, t ₁₂, t ₁₆, t ₂₀, t ₂₄ . . .), die voneinander durch das im wesentlichen konstante Sampelzeitintervall T getrennt sind. Es wird deutlich, daß das resultierende kohärente Summensignal 22 nicht besonders ge nau ist im Vergleich zu der idealen Signalkurve 23. Genauere kohärente Summensignale, wie sie durch die RCS-Amplituden punkte 24 a, 24 b . . . 24 g (durch die größeren Kreise entlang der Kurve 24 in Fig. 1b gezeigt) entstehen, wenn die Basis bandsignale ungleichförmig gesampelt werden.

Gemäß einem Merkmal der vorliegenden Erfindung werden die HF-Energieantwortsignale (beispielsweise hinter dem TGC-Vor verstärkern 12) direkt gesampelt ohne Umwandlung in das Basis band. Jeder j-te der N Analog/Digital-Wandler (ADC), der das HF-Analogsignal Vj von einem zugeordneten j-ten der N Wandler des Array digitalisiert, wird sequentiell freigegeben mit einem Sampelstrobesignal Sj, da von dem Strobe des vorhergehenden Kanals um ein ganzzeiliges Vielfaches eines Aperturanfangsoffset- oder Auflösungs-Zeitintervall Δ t ver setzt ist. Dieses Offsetzeitintervall wird so gewählt, daß es nicht größer als ¹/₃ des reziproken Wertes der Schwingungs (Ultraschall)-HF-Frequenz F _u ist. Deshalb ist das Offset zeitintervall im wesentlichen unabhängig von dem Zwischen strobe-Zeitintervall T, das durch die Nyquist-Frequenz be stimmt ist. In dem einfachsten Ausführungsbeispiel empfängt jeder A/D-Wandler eine sequentielle Kette von Sampelimpulsen, die selbst alle um das Sampelzeitintervall T voneinander be abstandet sind, wobei die Kette der Sampelstrobesignale zwi schen jedem Paar benachbarter A/D-Wandler in den benachbarten Kanälen einen "zeitlichen Schlupf" um ein gewisses ganztei liges Vielfaches M _j des dazwischen bestehenden Δ t-Zeit intervalls haben. Der Multiplikator M _j kann für jeden j-ten Kanal in der gleichen Weise gewählt werden wie die Kanalerre gungsverzögerung gewählt wird (beispielsweise für jeden Winkel R mit einem bekannten Δ t, M _j = (j - 1) (d/V Δ t) sin R).

Das Verfahren zum direkten ungleichförmigen Sampeln des Wand lerarray-HF-Signals ist in Fig. 1c dargestellt. Zu Darstel lungszwecken sind nur vier der N-Wandler gezeigt; das Um wandlungssampelstrobesignal Sj für jeden der vier Kanäle (wo bei j = 1, 2 . . . k . . . n) hat sequentielle Strobesignalimpulse, die durch das Strobesampelintervall T getrennt sind, aber wo bei das Kanalstrobe für eine bestimmte Anzeige, in der Strobe sequenz von jedem Kanal, durch das Kanaloffsetzeitintervall Mj × Δ t von dem Strobe für die entsprechend bezeichnete An zeige für einen benachbarten Kanal getrennt ist. Das Offset zeitintervall Δ t selbst ist von einem System-weiten Haupt taktsignal gesetzt, so daß die Auflösung in allen Kanälen im wesentlichen gleich ist. Es sei bemerkt, daß das Offsetzeit intervall Δ t am besten ein ganzzahliges Untervielfaches des Interstrobezeitintervalls T ist; dies gestattet, daß die Er eignisse in allen Kanälen bei Vielfachen einer System-weiten Taktperiode bestimmt werden in Relation zu einem System-weiten Synchronisationsereignis. Beispielsweise wird ein Synchronisa tionssignal 27 g zu einer bestimmten Zeit vor dem frühesten der N Sammelstrobesignale in jedem sampelnden Satz geliefert. Eine Anzahl von Haupttaktimpulsen kann gezählt werden, um das Zeitintervall t _S ₁ festzulegen, bis zu der Zeit, zu der für einen bestimmten Satz von einer Anzeige pro Kanal ein erster Kanalstrobeimpuls 26 e in dem Signal S 1 auftritt zum Sampeln des ersten HF-Kanalsignals V 1 für den g-ten Lesesatz; dies tritt beispielsweise zur Zeit t _a auf. Obwohl das Strobesignal S 1 der A/D-Wandlereinrichtung des ersten Kanals eine Kette von sequentiellen Strobeimpulssignalen 26 a, 26 b, 26 c . . . 26, . . . mit dem Sampelgrundintervall T zwischen jeweils zwei Signalen aufweist, wird die genaue Zeit, zu der ein bestimmter Strobe impuls, beispielsweise Impulse 26 g, auftritt, dadurch festge setzt, daß ein erstes Zeitschlupfintervall t _Sj nach einem Synchronisationsereignis festgelegt wird (im allgemeinen ver bunden mit der Erregungsfrequenz für denjenigen Strahlwinkel R, der dann benutzt wird). Beispielsweise beträgt in einem Sy stem mit einer 20 MHz Abtastung (Sampeln) das Strobezeitinter vall T = (1/20 × 10⁶) = 50 Nanosekunden. Für jeden Satz von Ablesun gen tritt das Strobesignal für den j-ten Kanal mit einem Kanalsampelzeitintervall t _Sj nach einem Systemsynchronisations impuls 27 auf; d. h., daß jeder Satz eine Umwandlung von Daten von jeder A/D-Wandlereinrichtung in einem dann aktiven Kanal enthält. Somit tritt ein SYNC-Impuls 27 g auf, um entweder den Start von einem ersten von mehreren Sätzen von Ereignissen (beispielsweise der erste von 200 Sätzen sequentieller Umwand lungen in jedem Kanal nach einer Erregung) oder den Start von jedem Ereignissatz (wobei jeder einzelne Ereignissatz eine Umwandlung der Amplitude des analogen HF-Ultraschallsignals ist) zu signalisieren. Im allgemeinen hat jeder nachfolgende Kanal ein größeres Kanalsampelzeitintervall tS _j als der vor hergehende Kanal, wenn R negativ ist (wie es in Fig. 1 fest gelegt ist) un in Uhrzeigerrichtung in bezug auf die normale 11 x; die Änderungsrichtung dieser ersten Kanalverzögerung wird umgekehrt, wenn sich R umkehrt, d. h. wenn R positiv und entge gen Uhrzeigerrichtung (auf der entgegengesetzten Seite) der Nor malen 11 x ist.

Wenn beispielsweise ein SYNC-Impuls 27 jedem Satz von Kanallese vorgängen vorangeht, dann muß für den ersten Kanal das Nach-SYNC- Verzögerungsintervall t _S _{1 1} (= M ₁ · Δ t) vergehen, bevor der erste Kanalstrobimpuls 26 g auftritt, um die Datenumwandlung für die eine Kanal-1-Umwandlung in dem g-ten Lesesatz zu fordern. Das Strobsignal S 2 zu der A/D-Wandlereinrichtung in dem zweiten Kanal ist eine Sequenz bzw. Folge von Strob-Impulsen 28 a, 28 b . . . 28 g . . ., die jeweils um im wesentlichen das gleiche Zeitintervall T von den benachbarten Signalpulsen der Sequenz des zweiten Kanals be abstandet sind. Bei dem dargestellten Fall, wo der SYNC-Impuls jedem Lesesatz vorangeht, tritt der g-te Strobepuls 28 g dieser Sequenz zu einem Kanal-Nach-SYNC (oder Sample) Zeitintervall t _S ₂ = (M ₂ · Δ t) von dem zugeordneten SYNC-Signalimpuls 27 g auf, der als die Startzeit in diesem g-ten Satz verwendet ist. In dem k-ten Kanal hat das Strobesignal Sk Impulse 28 a, 28 b, . . . 28 g, . . . im Abstand von dem im wesentlichen gleichen Intervall T dazwi schen, aber die exakte Zeit t _k des Leseimpulses 29 g des g-ten Datensatzes tritt zu einem Kanalsamplezeit-Intervall t _Sk, gleich M _k · Δ t, nach dem zugeordneten SYNC-Impuls 27 g auf. In entspre chender Weise hat der letzte Kanal n Strobepulse 30 a, 30 b, . . ., 30 g, . . . mit dem im wesentlichen gleichen Zeitintervall T da zwischen, aber für den n-ten Kanal mit einem Samplezeitintervall t _Sn = M _n · Δ t, das für den Sampleimpuls 27 g in bezug auf den SYNC- Impuls 27 g für diesen bestimmten Satz von Auslesungen auftritt. Also tritt ein Synchronisierungsimpuls 27g für einen g-ten Satz von Lesevorgängen auf, die von einer Umwandlung in jedem Kanal gebildet sind, wobei die tatsächlichen Kanalsamplerstrobesignale 26 g, 28 g, . . ., 29 g, . . ., 30 g (in den ersten, zweiten, . . . bzw. n-ten Kanälen) in bezug auf die Kanalsamplezeitintervalle t _S ₁, t _S ₂, . . ., t _Sk, . . ., t _Sn nach einem SYNC-Impuls 27 g auftreten. Die Dauer von jedem Samplezeitintervall ist M _j · Δ t, wobei M _j be stimmt ist durch den Strahlsteuerwinkel R, die Array-Charakteri stiken (Entfernungsstrecke d), die Ausbreitungsgeschwindigkeit V des Mediums neben dem Array usw. und aus einer Nachschlagetabelle oder ähnlichem entnommen oder berechnet werden kann, wenn dies erwünscht ist. Jedes Samplezeitintervall wird mit einer Auflösung von Δ t gesetzt und kann berechnet oder in jeder Richtung "ge schlüpft" werden, damit der Umwandlungsstrobe für diesen Lesesatz und Kanal innerhalb des nächstgelegenen Auflösungsintervalls für den Satz von Umwandlungen ist, der zur Bildung eines Strahls bei dem gewünschten Winkel R erforderlich ist.

Bei Anwendung des erfindungsgemäßen ungleichförmigen Sample-bei- HF-Verfahrens wird deutlich, daß jede Analog/Digital-Umwandlungs einrichtung das empfangene "Rückkehr"-Schwingungsenergie (Ultra schall) Signal mit einer Rate sampeln können muß, die so klein wie die Nyquist-Rate ist (obwohl die Samplerate gewöhnlich mehre re Male größer ist), so lange die "Apertur-Zitter"-Zeit oder die Sampleanfangsauflösungszeit kleiner als das gewünschte Unterviel fache (hier ein Faktor von 32) des Intersamplezeitintervalls T ist, um so die erforderliche Phasengenauigkeit zu erreichen. So mit kann jede A/D-Wandlereinrichtung mit wenigstens einer 9 MHz- Samplegeschwindigkeit und mit einer Samplestrobeapertur-Ungewiß heit von weniger als etwa 6 Nanosekunden verwendet werden für ein Ultraschallsystem-Vorderende, bei dem eine 4,5 MHz Erregungs frequenz benutzt wird.

Aus Fig. 1c ist ersichtlich, daß das umgewandelte Datenwort in dem j-ten Kanal dann zeitlich verzögert wird um eine Kanalverzö gerungszeit t _dj. Diese Verzögerungszeit wird individuell festge legt für jeden einzelnen j-ten Kanal als ein anderes ganzzahliges Vielfaches L _j des Offset-Intervalls Δ t. Somit kann jede Kanal zeitverzögerung (oder Verzögerungssequenz) erzeugt werden, wenn die Samplefunktion für jedes Kanalement unabhängig gesteuert wird. Das heißt, daß die Samplefunktion für jedes gegebene Ele ment des Ultraschall-Array identisch ist zu der Phasensteuerung für das gleiche Kanalelement in einem üblichen Basisband-Sektor scannersystem für ein phasengesteuertes Array (wie es beispiels weise in der eingangs genannten US-PS 41 55 260 beschrieben ist).

Somit kann tatsächlich eine Kanalzeitverzögerung geschaffen wer den unabhängig von der Samplezeit für diesen Kanal und als Ant wort auf nur dem Array-Parameter j und dem Richtsteuerwinkel R (und die Entfernung R, wenn eine Autofocussierung durchgeführt werden soll). Beispielsweise ist die erste Kanalzeitverzögerung t _d ₁ das Intervall zwischen einem bestimmten Kanal-1-Samplestrobe für einen gegebenen Satz von Kanallesungen, beispielsweise Strobe 26 g für den g-ten Satz, und dem nächsten Verzögerungsende für alle Kanäle oder dem Datenlese-R _d-Signal 27′ g, wo alle N Daten wörter in diesem g-ten Datensatz gleichzeitig zur Verfügung ge stellt werden zur Bildung des RCS für diesen Satz. Die verschie denen Kanalverzögerungszeitintervalle t _dj, wobei jedes Intervall die Zeit von dem zugeordneten Strobeimpuls ist (beispielsweise Pulse 26 g, 28 g, 29 g, . . ., 30 g für die ersten, zweiten, . . ., k-ten, . . ., n-ten Kanäle) zu dem Allkanal-Leseimpuls ist, sind jeweils auflösbar zu dem Zeitintervall Δ t. Es wird deutlich, daß die dyna mische Apodisation auf einfache Weise erreicht wird, indem zu nächst nur diejenige Anzahl P _min von Kanälen, wobei P N, gesampelt wird, die dann in dem Array erforderlich ist (wobei P _min Kanäle symmetrisch zur Mitte des Array angeordnet sind), um den Strahl an näheren Punkten auf der Steuerlinie 10 b zu fokussieren; zu sätzliche symmetrisch angeordnete Kanalpaare werden nach Erforder nis freigegeben, um an Punkten mit einer größeren Entfernung (Range) R zu fokussieren. Wenn die Entfernung zunimmt, wird das Verzögerungszeitintervall td _p "gestoßen" oder verändert (um ein ganzzahliges Vielfaches P _p des Offset-Intervalls Δ t), um Ände rungen in der Zeitverzögerung aufzunehmen. Es wird deutlich, daß die Summe der Kanalzeiten konstant ist, beispielsweise t _Sj + t _dj = k (die Zeit zwischen irgendeinem SYNC-Impuls 27 g und dem Leseim puls 27′ für den g-ten Satz von Datenlesungen).

Gemäß Fig. 2 enthält ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel des Sektorscanner-Frontendes 10′ für ein phasengesteuertes Array eine Wandler-Array 11 mit einer Anzahl von N Kanalwandlern 11 a-11 n. Selbst wenn eine Apodisation verwendet wird, ist eine gewisse zentral angeordnete minimale Anzahl P _min dieser Wandler immer erregt. Die Schaltungsanordnung zum Erregen der Wandler, um ein Schwingungsenergiesignal zu erzeugen, ist allgemein bekannt und der Einfachheit halber hier nicht gezeigt. Beispielsweise kann N 64 betragen.

Das empfangene "Rückkehr"-Ausgangssignal von jedem Wandler wird durch eine zugeordnete zeitabhängige, gewinngesteuerte Vorver stärker/Verstärker (TGC)-Einrichtung 12 bearbeitet. Somit wird das analoge Ausgangssignal aus dem ersten Wandler 11 a durch die TGC-Einrichtung 12 a verstärkt, während das analoge Ausgangssig nal aus dem Wandler 11 b des zweiten Kanals durch die TGC-Einrich tung 12 b verstärkt wird usw. Der Gewinn bzw. die Verstärkung aller Kanäle wird durch ein gemeinsames TGC-Steuersignal (nicht gezeigt) gesetzt bzw. eingestellt. Erfindungsgemäß wird das ver stärkte HF-Signal in jedem Kanal direkt, ohne Frequenzumwandlung oder Demodulation, dem analogen Eingang 32 i-1 von einer der N A/D-Wandlereinrichtungen 32 für diesen i-ten Kanal zugeführt, wobei 1 i N. Somit wird deutlich, daß diese Einrichtung keinen lokalen Oszillatorsignalgenerator, keine Mischer/Demodulatoren und nur N (anstatt 2 N) A/D-Wandlereinrichtungen und Verzögerungs einrichtungen benötigt in Relation zu dem A/D-Wandlung- bei-Basis band-Frontende gemäß Fig. 1. In jedem der N Kanäle wird eine Digitalisierung ausgeführt bei dem Anlegen von einem einzelnen Strobesignalimpuls Si an den Umwandlungs-Freigabe-Eingang 38 i-2 der zugeordneten A/D-Wandlereinrichtung; jede A/D-Wandlereinrich tung ist unabhängig abtastbar in bezug zu allen anderen A/D-Wand lereinrichtungen 32. Als Antwort auf jeden Strobeimpuls wird ein Ausgangsdatenwort geliefert an einem parallelen Ausgangsdaten port 38-i 3. Vorteilhafterweise ist jede A/D-Wandlereinrichtung im wesentlichen identisch zu irgendeiner anderen A/D-Wandlerein richtung und hat eine Offsetsteuer(Konversionsinitiation)-Genauig keit von weniger als 7 Nanosekunden und gestattet, daß eine ana loge Signalamplitude in digitale Daten bei etwa 20 Megasamples pro Sekunde konvertiert wird. Beispielsweise kann jede A/D-Wand lereinrichtung 32 das analoge Ultraschall-Eingangssignal in ein Ausgangsdatenwort mit einer Genauigkeit von 7 Bits digitalisie ren, wodurch dem Frontende ein augenblicklicher dynamischer Be reich von mehr als 48 dB gegeben wird.

Das Ausgangsdatenwort des A/D-Wandlers wird an das Dateneingangs wort 35-ia von einer der N Silo-(FIFO)-Schreib/Lese (R/W)-Spei chereinrichtungen 35 i geliefert, die jeweils dazu verwendet wer den, die Zeitverzögerung t _dj für einen zugeordneten Kanal auszu bilden. Die Eingangsdaten werden bei einem Strobeschreibsignal impuls Wi am Schreibeingang W des Speichers in den Speicher ge schrieben; dieser Schreibimpuls tritt etwas nach jedem zugeordne ten Strobeimpuls Si auf (wobei die Verzögerung ausgebildet wird, um der endlichen Umwandlungszeit Rechnung zu tragen, die erfor derlich ist, damit die Daten am Ausgang der A/D-Wandlereinrich tung auftreten, nachdem der Strobepuls S empfangen ist). Die ge speicherten Daten werden anschließend an den Speicherausgangs port 35-ib bei einem Speicherlese-Strobesignalpuls R _d am Lese eingang R des Speichers geliefert. Die Speicherleseeingänge R von allen N FIFO-Einrichtungen sind parallel geschaltet, so daß alle gespeicherten Datenlesungen der einzelnen Kanäle eines Satzes im wesentlichen gleichzeitig ausgelesen werden, obwohl jedes Da tenwort des j-ten Kanals in den j-ten Kanalspeicher einzeln und in einer Sequenz eingegeben wird, die durch die ungleichförmige Samplestrobesignalsequenz bestimmt ist (die ihrerseits durch die Kanalzahl und den Winkel bestimmt ist). Somit muß jede Speicher einrichtung eine minimale Speicherkapazität SCmin oder Tiefe ha ben, die wenigstens gleich der Anzahl von Datenwörtern ist, die in dem Zeitintervall (t _Si + t _di ) zwischen dem SYNC-Impuls 27 g und dem zugehörigen R _d Leseimpuls 27′ g geliefert werden können, so daß SCmin = (t _Si + t _di)/T. Da das Gesamtzeitintervall (t _Si + t _di) und das Strobezeitintervall T vorbestimmte Konstanten sind, ist die minimale Speicherkapazität jedes Speichers ebenfalls im vor aus wählbar. Der Adreßport (nicht gezeigt) der Speicher kann wäh rend ihres FIFO-Betriebs zyklisch aufgebaut sein, wobei die Adresse durch jeden SYNC-Strobe-, Schreib- oder ähnlichem Impuls geändert wird. Das Samplestrobesignal S von jedem einzelnen Ka nal und das Speicherschreibsignal Wi (Das anschließend bei wenig stens dem Wandlerzeitintervall der A/D-Wandlereinrichtung folgt) werden durch eine zugeordnete der N einzelnen Kanallogikschal tungen 36 i geliefert.

Die Ausgangsdatenwörter von allen Kanalspeichereinrichtungen 35 i werden in einer Verknüpfungseinrichtung 38 miteinander addiert, um das RCS-Ausgangssignal am Frontenausgang 10′ z zu bilden.

Die Verknüpfungseinrichtung 38 kann eine "Baum"-Struktur von Addierern sein, wie beispielsweise die gezeigten Addierer 39 und 40. Es ist wünschenswert, eine gerade Anzahl N von Wandlerkanä len zu haben, wodurch eine Anzahl K von zwei Eingänge aufweisen den Addiereinrichtungen 39 a, . . ., 39 k (wobei K = N/2) verwendet werden mit wenigstens einem weiteren Pegel der Einrichtung 40 zum Zusammenfassen der Ausgangssignale der Verknüpfungseinrich tung 39, um die endgültigen Ausgangsdaten am Ausgang 10′ z zu liefern. Wenn eine binäre Anzahl N von Kanälen verwendet werden, wobei N = 2 exp C (wobei C eine ganze Zahl ist, beispielsweise C = 6 für N = 64), dann brauchen nur zwei Eingänge aufweisende Ver knüpfungseinrichtungen, beispielsweise sechs Pegel von zwei Ein gänge aufweisenden Verknüpfungseinrichtungen 39-40, in einem symmetrischen Muster verwendet zu werden. Derartige "Bäume" kön nen einen vereinfachenden Einfluß auf die Masken haben, die bei einer einzelnen integrierten Halbleiterschaltung für die Daten speicher- und Datenverknüpfungseinrichtungen für ein Vielkanal- Vorderende oder einen Teil davon erforderlich sind. Vorteilhaf terweise wird die digitale Schaltungsanordnung der zugeordneten Kanallogikschaltung 36 auf dem gleichen I C implementiert.

Die Kanallogikeinrichtung 36 i für jeden zugeordneten Vorderendenka nal i, ob integriert, diskret oder auf andere Weise aufgebaut, weist eine Zähler- und Verzögerungseinrichtung 42 i auf zum Lie fern der Sample- und Schreibsignalimpulse Si bzw. Wi, die auf ein vom Kanal gewähltes Taktphasensignal Ci und Kanallogiksignal Li ansprechen. Die Logiksignale Li werden durch eine Logikein richtung 45 i des i-ten Kanals geliefert, die auf eine gespei cherte Sequenz von Information (d. h. Betriebsinstruktionen) an sprechen, von der jeder sequentielle Schritt bei einer gewissen Kombination von Taktimpulsen ausgeführt wird, nachdem jedes Syn chronisationssignal SYNC empfangen ist; die exakte Instruktions sequenz kann auf Wunsch abgewandelt werden in Abhängigkeit von Werten R und/oder R′ die an das Frontende 10′ über ein Infor mationsport 10′ p von einer zentralen Systemcomputereinrichtung oder ähnlichem (nicht gezeigt) geliefert werden. In jedem Fall verwendet die Instruktionssequenz den Wert des Strahlsteuerwin kelns R, um sowohl das Verzögerungsintervall t _di als auch das Sampleintervall t _Si für den zugeordneten Kanal zu setzen. Die Kanallogikschaltung 45 i liefert Daten an eine Phase-Φ-Wählei richtung 48 i, um eine spezielle aus einer Anzahl Q unterschied licher CLKS-Signalphasen als die Kanaltaktphase auszuwählen. Jede Kanal-Φ-Wahleinrichtung 48 i empfängt auch eine Anzahl Q unterschiedlicher Phasen eines hochfrequenten Taktsignals CLKS. Daten zur Ermittlung, welche Phase, Anzahl der Haupttaktzyklus verzögerung und ähnliche Charakteristiken der Takt C _i- und Lo gik-L _i-Signale, wie sie für jeden i-ten Kanal notwendig und von dem Wert von R und/oder Werten von R abhängig sind, und auch Kanalverzögerungsdaten können in irgendeiner aus einer Fülle von bekannten Möglichkeiten erhalten werden (beispielsweise Nach schlagetabellen, die aus einem Zentralprozessor geladen werden, usw.).

Die SYNC- und CLKS-Signale werden durch eine Hauptsteuereinrich tung 50 geliefert, die einen stabilen Oszillator 52 aufweist, um ein Haupttaktsignal bei einer vorbestimmten Frequenz F _M (bei spielsweise 200 MHz) zu liefern. Das Haupttaktsignal wird an dem einen Eingang 54 a einer Hauptlogikschaltung 54 geliefert. Das Haupttaktsignal wird durch einen Schmitt-Trigger 56 zu einem Rechteck-Signal geformt. Das Trigger-Ausgangssignal (im wesent lichen eine Rechteckwelle bei der Frequenz F _M) wird dem Eingang 58 a eines vielstufigen Johnson-Zählers 58 zugeführt. Die Haupt logikschaltung hat einen weiteren Eingang 54 b, dem von einem ersten Ausgang 58 b des Zählers ein Taktimpuls zugeführt wird, der mit dem Haupttaktsignal in Beziehung steht, beispielsweise kann ein Taktimpuls für jede halbe Taktperiodendauer geliefert werden. Der Johnson-Zähler liefert auch, an seinen zweiten Aus gängen 58 c; die Q getrennten Signale, die jeweils bis zu einem gewählten Pegel nur ein Mal in allen Q Periodendauern der Haupt oszillatorfrequenz F _M pulsieren. Wenn also Q = 8 ist, werden diese acht Taktsignale CLKS jeweils getrennt und gegenseitig exklusiv bei einer Frequenz von F _M/Q = 25 MHz pulsiert. Die Hauptlogik schaltung 54 liefert u. a.: eine Reihe der Synchronisationsein gabesignale SYNC an einen ersten Ausgang 54 c, um die Strobepuls/ Speicherschreib/Verzögerungssequenz in den verschiedenen Kanälen zu initiieren, und den gemeinsamen Lesesignalimpuls R _d an einem zweiten Ausgang 54 d, um gemeinsam jeden Umwandlungs/Schreib/Ver zögern- bis-zum-Lesen-Zyklus von jedem Frontendenkanal zu beenden.

Gemäß den Fig. 1c und 2 treten im Betrieb des PASS-Frontende 10′ SYNC-Impulse nur nach Beendigung von jeder Übertragungsanre gung zu den Wandlern der Array 11 auf; eine gewisse zusätzliche Verzögerung kann hinzugefügt werden, um der Erledigungszeit und anderen Effekten zu genügen. Somit kann ein Anfangsintervall einer gewissen vorgewählten Zeit, beispielsweise etwa 2 Mikro sekunden, erforderlich sein nach Beendigung der Erregung bzw. Anregung und bevor das analoge Ausgangssignal des ersten Wand lers der Array 11 a in ein digitales Datenwort umgewandelt wird. Wenn die Haupttaktfrequenz F _M des Oszillators 52 200 MHz be trägt, erfordert dies 400 Haupttaktimpulse. So ist das erste Wandlersamplezeitintervall t _S ₁ (zwischen dem Synchronisations impuls von jedem Satz, beispielsweise dem SYNC-Impuls 27 g des g-ten Satz, und dem Strobeimpuls S 1 des ersten Kanals für den gleichen Satz, beispielsweise Strobe 26 g des g-ten Satzes) bei spielsweise so gewählt, daß es wenigtens 2 Mikrosekunden lang ist. Dieses gleiche "Totzeit"-Intervall wird am Start von jedem der Samplezeitintervalle t _Sj für jeden der N Wandlerkanäle ver wendet. Da alle gespeicherten Daten für einen bestimmten Satz gleichzeitig auszulesen sind bei einem gemeinsamen R _d Leseimpuls 27′ g, ist das Zeitintervall zwischen dem Synchronisationsimpuls 27 g und dem Leseimpuls 27′ g für diesen bestimmten Lesesatz kon stant, so daß das variable Verzögerungszeitintervall t _dj für jeden Kanal davon subtrahiert wird, um zu der Samplezeit T _Sj zu gelangen, zu der der Strom nach dem Synchronisationsimpuls auf treten muß. Zu Darstellungszwecken sei angenommen, daß das Array Parameter hat, damit (d/V) = 1 Mikrosekunden ist, so daß das Ver zögerungszeitintervall t _di = (i - 1) · Sinus R Mikrosekunden beträgt. Für den bestimmten Winkel R = -30°, d. h. R ist ein Winkel von 30° in Uhrzeigerrichtung in bezug auf die Array Normale (wie in Fig. 1 definiert), beträgt das Verzögerungszeitintervall für den i-ten Kanal t _di = 0,5(i - 1) Mikrosekunden. Das maximale Verzöge rungsintervall (t _di + t _Si) ist so gewählt, daß die kürzeste Kanal verzögerung, hier t _dn, immer noch lang genug ist, damit die ge samte erforderliche Zeitsteuerung erfolgt. Das Kanalverzögerungs zeitintervall t _di nimmt ab und die Kanalsynchronisations-Strobe verzögerung t _Si nimmt zu, wenn die Kanalzahl i anwächst.

Die Winkel R-Daten werden an dem Frontenden-Datenport 10′ p vor jedem SYNC-Impuls 27 empfangen. Nachdem nun der Synchronisations impuls 27 g für den g-ten Lesesatz auftritt, liefert die Logikein richtung 45 a des Kanals Eins logische Informationssignale La an die Zähler- und Verzögerungseinrichtung 42 a und liefert Phasen wähldaten an die Wähleinrichtung 48 a, um die richtige der acht Haupttaktphasen zu wählen, um sie als das erste Kanaltaktsignal Ca an die Zähler- und Verzögerungseinrichtung 42 a zu liefern. Diese Taktphase bewirkt nun, nachdem sie für eine Anzahl von Er eignissen gezählt wurde, die durch die Daten von einem der Sig nale La festgelegt sind, daß der Strobesignal-(S 1)-Puls 26 g des ersten Kanals zur Zeit t _a auftritt. Beispielsweise hat bei dem ersten Strobezeitintervall t _S ₁, das gleich 2000 Mikrosekunden ist (die anfängliche 2 Mikrosekunden Totzeit plus 0 zusätzliche Strobeverzögerungszeit für den ersten Array-Kanal, wobei i = 1), die Logikschaltung 45 a des ersten Kanals berechnet, daß:

(a) das Vielfache M ₁ = 400 der Haupttaktzyklen gezählt werden muß, wobei die erste Phase des CLKS-Signals für das Taktsignal Ca verwendet wird, und
(b) daß das M ₁/Q = 500ste Auftreten des Taktsignals Ca nach dem Synchronisationssignal bewirken sollte, daß der erste Strobe-S 1-Impuls 26 g an der A/D-Wandlereinrichtung 32 a des ersten Kanals vorhanden ist.

Das zugehörige Kanalspeicher schreibsignal, beispielsweise das erste Kanalschreibsignal W 1, tritt nicht später als der nächste Taktimpuls Ca nach dem Strobe auf; diese Verzögerung kann so eingestellt werden (durch Verwen dung von Gate-Verzögerungen, Zählung der Haupttaktimpulse oder ähnlichem), daß sie wenigstens die Dauer der Umwandlungszeit be trägt oder kleiner ist als die Zeit bis zum Auftreten des näch sten Strobes S _i für diesen Kanal. Danach beträgt die Verzögerungs zeit des ersten Kanals t _d ₁ = t _d max (beispielsweise mit 35 µ Se kunden vorgewählt), so daß die Summe (t _di + t _Si ) konstant ist bei 37 µ Sekunden (bei 7400 Haupttaktzyklen). Die allgemeinen Formeln sind: t _di = (35 - (i - 1)/2) Mikrosekunden und t _Si = (2 + (i - 1)/2) Mikro sekunden. Somit ist das Verzögerungsintervall t _d ₁ = 35 µ (äquiva lent zu 7000 Haupttaktzyklen), da t _S ₁ zuvor mit 2 µ Sekunden (400 Taktzyklen) gewählt war. Für den zweiten Kanal mit i = 2 ist t _d ₂ = 35 - ¹/₂ = 34,5 µ Sekunden (oder 6900 Taktzyklen) und t _S ₁ = 37 - 34,5 = 2,5 µ Sekunden (oder 500 Taktzyklen), die in der Zäh ler- und Verzögerungseinrichtung 42 b des zweiten Kanals zu zählen sind. In dem letzten (N = 64) Kanal sind t _d ₆₄ = 35 - 63/2 = 3,5 µ Sekun den (oder 700 Taktzyklen) und t _{S ₆₄ = 37 - 3,5 µ Sekunden (pro 6700
Taktzyklen). Wenn 7400 Haupttaktzyklen gezählt worden sind (in
der Haupttakteinrichtung 54) nach dem SYNC-Impuls 27 g, wird der
g-te Satz Gesamtkanalspeicherausleseimpuls 27′ g geliefert. So
mit wird deutlich, daß der dynamische Fokus-Zeitschlupf auf ein
fache Weise implementiert werden kann bei gegebener Eingabe der
Informtion für die Entfernung R durch eine geeignete Vergröße
rung jedes Kanalverzögerungsintervalls t _di (wobei die Vergrößerung
(t) _Fokus = (a ²/2RV) (1 - (x _i/a) ²) cos² R ist, wobei x _i die Strecke
von der Array-Mitte zu der Mitte des i-ten Wandlers ist und
a die maximale Strecke x _i für dieses Array ist). Kleine Änderun
gen in der Zeitverzögerung aufgrund von dynamichen Fokus-Effek
ten können auf einfache Weise implementiert werden durch Ändern
der Taktphase, die durch die zugehörige Wähleinrichtung 48 ge
wählt wird, als eine Funktion der Entfernung R. Eine ähnliche
Verkleinerung tritt in dem Zeitintervall t _Si auf.
Es sind zwar nur gewisse bevorzugte Merkmale der Erfindung zu
Darstellungszwecken gezeigt worden, aber es sind noch viele wei
tere Ausführungsbeispiel möglich. Beispielsweise kann das HF-
Rückkehrsignal(e) Frequenz-konvertiert werden in eine Zwischen
frequenz vor der Umwandlung in digitale Daten; diese Signale
werden immer noch so betrachtet, daß sie bei einer HF-Frequenz
und nicht bei Basisband-Frequenzen liegen.}

Claims

1. Verfahren zur Richtungslenkung eines Strahles von Schwingungsenergie in einem gewünschten Winkel R in Bezug zu der Normalen auf die Ebene eines Feldes bzw. Arrays einer Anzahl N von Wandlern, wobei jeder einem unterschiedlichen j-ten einer Anzahl N von Kanälen zugeordnet ist, wobei 1 j N, dadurch gekennzeichnet, daß:

(a) für jeden j-ten Kanal wird eine unterschiedliche Signalsequenz von Samplestrobes S _j mit einer Viel zahl von sequentiellen Impulsen erzeugt, wobei jedes Impulspaar dieser Kanalstrobesequenz wenig stens ein Zeitintervall T dazwischen hat, wobei T wenigstens kleiner als der reziproke Wert der doppelten Erregungsfrequenz F _u ist,
(b) von dem Auftreten jedes Impulses eines sequentiel len Satzes von Synchronisationssignalimpulsen wird die Anfangszeit des nächsten Impulses der Strobe signalfrequenz in dem j-ten Kanal im wesentlichen um ein Samplezeitintervall t _Sj versetzt bzw. offsett,
das ein erstes positives ganzzahliges Kanal vielfaches M _j, gewählt für jeden Winkel R, eines Offsetzeitintervalls Δ t ist, wobei Δ t kleiner ist als T und ein fester Bruchteil ist des Kehr wertes der Erregungsfrequenz F _u,
(c) alle Strobesignalimpulse S _j werden nach dem ver setzten nächsten Impuls mit im wesentlichen dem Zeitintervall T dazwischen beibehalten, bis ein weiterer Versetzungsschritt erfolgt,
(d) bei jedem Impuls der Strobesignalsequenz wird ein Rückkehrsignal V _j des j-ten Kanals direkt in ein Wort digitaler Daten umgewandelt, die die vorhande ne Amplitude in dem Rückkehrsignal in diesem j-ten Kanal darstellen,
(e) jedes Datenwort wird in jedem der N Kanäle für ein Kanalverzögerungszeitintervall t _dj digitalverzö gert, das ein zweites positives ganzzahliges Kanal vielflaches P _j, gewählt für jeden Winkel R, des Offset-Zeitintervalls Δ t ist, und
(f) bei einem Signal zu einem im wesentlichen festen Zeitintervall nach jedem Synchronisationssignal wird jedes verzögerte Datenwort, das dann simultan von allen N Kanälen zur Verfügung steht, kohärent summiert, um jeden Datenpunkt zu erhalten, der das Reflexionsvermögen (Reflektanz) des Energiestrahls an dem gewünschten Winkel R darstellt.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß in dem Schritt (d) eine zugeordnete Einrichtung von einer gleichen Anzahl N von Analog/Digital-Wand lereinrichtungen (ADC) ausgebildet wird, in der die Umwandlung des Signals V _j bei jedem Strobesignalimpuls auftritt, und im Schritt (e) folgende Schritte ausge führt werden:

(e1) sequentielles Speichern jedes sequen tiellen digitalen Datenworts aus der j-ten A/D-Wandler einrichtung in der Reihenfolge der Umwandlung an einer zugeordneten Stelle einer j-ten Einrichtung einer An zahl N von Speichereinrichtungen,
(e2) nach dem Zeit intervall t _dj für diesen Kanal sequentielles Lesen eines Datenwortes aus jeder der N Speichereinrichtun gen und
(e3) Summieren aller N Datenwörter, die im we sentlichen gleichzeitig aus allen N Speichereinrichtun gen ausgelesen sind, um die Reflektanzdaten zu erhalten.

3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß eine gerade Anzahl N von Kanälen vorgesehen ist und im Schritt (e3) die Schritte ausgeführt werden:

(e3a) im wesentlichen gleichzeitiges Summieren von je weils N/2 unterschiedlichen Paaren von Datenwörtern und
(e3b) dann im wesentlichen alle der N/2 resultie renden summierten Datenwörter auf einem ersten Pegel summiert werden.

4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß N = 2^C, wobei C eine positive ganze Zahl größer als 1 ist, und im Schritt (e3b) weiterhin bei jedem von (C-1) zusätzlichen Pegeln jedes unterschiedliche Paar von summierten Datenwörtern, die aus dem vorhergehen den Summierungspegel resultieren, summiert werden, um zu einer einzigen endgültigen Datenwortsumme zu gelan gen.

5. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß in dem Schritt (e2) ferner ein einziges System weites Lesesignal R _d mit einer Vielzahl von Impulsen gebildet wird, die jeweils bewirken, daß jede der N Speichereinrichtungen ein gespeichertes Datenwort aus gibt.

6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß in dem Schritt (e2) jeder Impuls des Lesesignals R _d zu einem festen Zeitintervall nach dem Auftreten eines zugeordneten Synchronisationssignalimpulses auf tritt.

7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß im Schritt (e2) das feste Zeitintervall so gesetzt wird, daß es nicht kleiner als (t _Sj + t _dj) ist.

8. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß im Schritt (e1) ein Speicherschreibsignal W _j an die j-te Speichereinrichtung zu einem Zeitintervall, das kleiner als das Zeitintervall T ist, nach jedem Umwandlungsstrobeimpuls in dem j-ten Kanal geliefert wird, um das Datenwort zu speichern, das dann der Spei chereinrichtung von der zugeordneten A/D-Wandlerein richtung des j-ten Kanals zugeführt ist.

9. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß im Schritt (b) der feste Bruchteil so gewählt wird, daß er nicht größer als ¹/₃₂ ist.

10. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß im Schritt (b) der feste Bruchteil so gewählt wird, daß er gleich 2^- ^x ist, wobei die ganze Zahl x wenig stens 5 beträgt.

11. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß im Schritt (b) die Offset-Anfangszeit von wenig stens einem Samplezeitintervall t _Sj um ein anderes ganzzahliges Vielfaches des Offset-Zeitintervalls Δ t eingestellt wird, um den Strahl dynamisch zu fokussie ren, wenn sich die Erfindung R ändert.

12. Verfharen nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß als Schwingungsenergie Ultraschall-Energie verwen det wird.

13. Am Vorderende empfangende Einrichtung für ein kohären tes Abbildungssystem, das ein Sektor-abtastendes, phasengesteuertes Array einer Anzahl N von Wandlern auf weist, wobei jeder in einem anderen j-ten Kanal ange ordnet ist und 1 j N ist, und das ein empfangenes Sig nal bei einer Schwingungsenergie-Erregungsfrequenz F _u mit einer Amplitude liefert, die auf das Reflexions vermögen (Reflektanz) von Medien bei einem Richtungs steuerwinkel R in bezug auf die Array-Normale an spricht, gekennzeichnet durch
jeder j-te von einer Anzahl N von Analog/Digital-Wand lereinrichtung wandelt direkt die augenblickliche Amplitude eines Hochfrequenzsignals V _j des j-ten Ka nals in ein digitales Datenwort um, das auf jeden Impuls eines Strobesignals für den j-ten Kanal an spricht,
jeder j-te von einer Anzahl N bei Silo- bzw. FIFO- Speichereinrichtungen speichert bei jedem Impuls eines j-ten Kanalschreibsignals W _j und stellt in der FIFO- Reihenfolge das nächste sequentielle gespeicherte Da tenwort dar, das auf jedem Impuls eines Lesesignals R _d anspricht,
jeder j-te einer Anzahl N von Kanallogikschaltungen generiert unabhängig sowohl

(a) das j-te Kanalstrobe signal S _j, wobei eine Vielzahl von sequentiellen Im pulsen jeweils von den benachbarten Impulsen durch ein Zeitintervall T getrennt ist, wobei T wenigstens klei ner als der Kehrwert der zweifachen Wandlerregungs frequenz F _u ist und wobei der nächste Impuls nach jedem einer Anzahl von Synchronisationssignalimpulsen gegen über diesen Synchronisationssignalimpuls um ein Zeit intervall t _Sj versetzt bzw. offset ist, das ein erstes positives ganzzahliges Kanalvielfaches M _j, gewählt für jeden Kanal und jeden Winkel R, eines Offset-Zeitinter valls Δ t ist, wobei Δ t kleiner als T und ein fester Bruchteil des Kehrwertes der Erregungsfrequenz F _u ist, wobei aber alle Strobesignalimpule S _j nach dem nächsten Offset-Puls beibehalten werden mit im wesentlichen dem Intervall T dazwischen, bis ein anderer Synchronisations impuls auftritt, als auch
(b) des j-ten Kanalschreib signals W _j zu einer Zeit nach jedem Strobeimpuls und vor dem nächsten sequentiellen Strobeimpuls,

eine Hauptlogikeinrichtung zum Generieren jeweils einer Sequenz der Lesesignalimpulse R _d zu einer Zeit, damit jedes der N gespeicherten Datenwörter bei der Speiche rung um ein Zeitintervall t _dj verzögert worden sind, das ein zweites positives ganzzahliges Vielfaches P _j, ebenfalls für jeden Kanal und jeden Winkel R gewählt, des Offset-Zeitintervalls Δ t ist, und
eine Einrichtung zum Zusammenfassen der Daten von allen N Datenwörtern, die an den N Speichereinrichtungen vorhanden sind, als Antwort auf jeden Lesesignalimpuls R _d, um ein Wort kohärent summierter Daten aus dem Vorderende auszugeben.

14. Einrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß N ganzzahlig ist und die Verknüpfungseinrichtung eine Anzahl N/2 von Einrichtungen aufweist, die je weils die Datenwörter verknüpfen, die von zwei unter schiedlichen der N Speichereinrichtungen ausgegeben sind.

15. Einrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß N = 2^C ist, wobei C eine positive ganze Zahl größer als 1 ist, und die Verknüpfungseinrichtung eine binäre Baumstruktur aus (C-1) zusätzlichen Pegeln von Mitteln zum Verknüpfen von zwei unterschiedlichen Datenwörtern aufweisen, die von der Verknüpfungseinrichtung des un mittelbar höheren Pegels ausgegeben sind, wobei das abgegebene Datenwort aus der einzelnen Verknüpfungsein richtung des niedrigsten (C-ten) Pegels das Frontenden- Ausgangsdatenwort ist.

16. Einrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß der feste Bruchteil so gewählt ist, daß er nicht größer als ¹/₃₂ ist.

17. Einrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß der feststehende Bruchteil so gewählt ist, daß er gleich 2^- ^x ist, wobei die ganze Zahl x wenigstens 5 beträgt.

18. Einrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Hauptlogikeinrichtung Mittel aufweist zum Lie fern von mehreren Taktsignalen, jeweils bei einer un terschiedlichen Phase der gleichen Frequenz, und jede der N Kanallogikeinrichtungen Mittel aufweist zum Wählen einer von mehreren Taktsignalphasen und zum Zäh len jedes Zyklusauftrittes davon, um jedes Strobesig nal S _j für den j-ten Kanal zu generieren.

19. Einrichtung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß die Hauptlogikeinrichtung Mittel aufweist zum Lie fern jedes Synchronisationssignals zu einem Zeitinter vall, vor jedem Lesesignalimpuls R _d, das im wesent lichen gleich einer gewählten Konstanten für jeden be stimmten Winkel R ist.

20. Einrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß jede j-te Kanallogikeinrichtung Mittel aufweist zum Liefern der Werte der Vielfachen M _j und P _j als Antwort auf von außen gelieferte Winkel R-Daten.

21. Einrichtung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, daß jede j-te Kanallogikeinrichtung auch extern gelie ferte Entfernungs-R-Daten empfängt und ferner Mittel aufweist zum Verändern der gewählten Sampletaktphase, damit die dann aktiven Kanäle des Frontendes mit sich verändernder Entfernung richtig dynamisch fokussiert werden.

22. Einrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Hauptlogikeinrichtung Mittel aufweist zum Steuern der Zeit, zu der wenigstens ein Paar der Kanäle freigegeben sind, um in dem Array aktiv zu partizipie ren, um eine dynamische Apodisation zur Fehlerverklei nerung zu verwenden, wenn die Entfernung R kleiner als eine vorgewählte Strecke ist.

23. Einrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Schwingungsenergie Ultraschall-Energie ist.