DE3742550C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf kohärente Abbildungssysteme unter Verwendung von Schwingungsenergie, wie z. B. elektromagnetische oder Ultraschall-Wellen, und insbesondere auf ein Verfahren zur Bildung des Schwingungs(Ultraschall)- Strahles einschließlich Strahlrichtung (Steuerung), Fokussierungs- und Apodizations-Funktionen, und zwar vollständig durch digitale (anstatt analoge) Signalverarbeitung des Schwingungs(Ultraschall)-Signals, und insbesondere auf ein Verfahren nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 sowie eine Einrichtung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 13.

Bekanntlich können Ultraschall-Abbildungssysteme viele Vorteile in verschiedenen analytischen Gebieten liefern, wie beispielsweise der Medizin und ähnlichem. Eine besonders vorteilhafte Form der Ultraschallabbildung verwendet einen Sektorscanner mit einem phasengesteuerten Feld (PASS), um einen gebildeten Strahl mit der größten Geschwindigkeit und Genauigkeit abzutasten (Sweep). Ursprünglich wurden analoge Signalverarbeitungstechniken verwendet, um eine kohärente Summe der verschiedenen Signale zu bilden, die über der Anzahl N von Elementen des PASS-Array empfangen wurden. Das heißt, es ist bekannt, daß die Genauigkeit der Strahlbildung und insbesondere der Richtung, in die der Strahl weist, direkt bezogen ist auf die Genauigkeit der Phasenrelation oder der Zeitverzögerung zwischen den verschiedenen Elementen der PASS-Array. Es ist gezeigt worden, daß eine Phasengenauigkeit von etwa 1/32 erforderlich ist, um Ultraschallstrahlen mit ausreichender Genauigkeit für medizinische Abbildungsapplikationen zu bilden. Deshalb muß jede der Zeitverzögerungen in der PASS-Array einstellbar sein mit einer Genauigkeit von wenigstens 1/32 des Zeitintervalls, das für eine einzige Periode der Grundfrequenz des Abbildungssystems erforderlich ist. Beispielsweise ist für eine Systemgrundfrequenz von etwa 4,5 MHz eine Zeitverzögerungsgenauigkeit von etwa 7 Nanosekunden erforderlich. Aufgrund dieses Erfordernisses wurden einige bekannte Systeme ersetzt durch Systeme, die eine Basisbandsignalverarbeitung verwenden, wie es beispielsweise in der US-PS 41 55 260 beschrieben ist. Bei dem Basisbandverarbeitungssystem sind die Phasengenauigkeit und die Zeitverzögerungsgenauigkeit voneinander entkoppelt, da die Anforderungen an die Schaltungsanordnungen, die zur Strahlbildung verwendet werden, wesentlich verkleinert sind. Das bedeutet, daß die Phasencharakteristiken der Basisband-Demodulatoren so gesteuert werden, daß die Phasenrelationen zwischen den HF-Signalen, die an den Array-Elementen empfangen werden, nach der Übertragung in die Basisband-Frequenzen erhalten bleiben. Deshalb können die demodulierten Signale kohärent summiert werden, was eine wesentliche Verkleinerung der Genauigkeit zur Folge hat, die für die Zeitverzögerungen erforderlich ist, die nun bei den Basisband- anstelle der HF-Frequenzen liegen. Selbst bei der Basisbandfrequenzverarbeitung ist aber ein PASS-Array: relativ unempfindlich, empfindlich gegenüber kleineren Änderungen in den Eigenschaften der analogen Schaltungen und relativ kostspielig (da 2N einzelne analoge Demodulationsschaltungen und 2N einzelne und vollständige Zeitverzögerungsabschnitte für ein N Kanalarray erforderlich sind).

Ein vollständig digitales PASS-Vorderende gestattet, daß eine Realzeit-Strahlbildung in einer genauen, flexiblen und billigen Weise ausgeführt werden kann. Zwar wurden völlig digitale Systeme beispielsweise in der US-PS 43 24 257 zuerst in den siebziger Jahren vorgeschlagen, um zu versuchen, einen gewissen Teil der Inflexibilität der analogen Verarbeitung zu überwinden, aber die vollständig digitalen Systeme, die bisher in der Literatur beschrieben wurden, haben noch keine Strahlenbündel erzeugt, die für medizinische Abbildungsapplikationen akzeptabel sind. Das Hauptproblem scheint darin zu bestehen, daß die Zeitverzögerungsgenauigkeit derartiger Systeme, die durch die Samplingrate der darin verwendeten Analog/Digital-Wandler (ADC) bestimmt ist, typisch in einer Größenordnung lag, die kleiner ist, als die Genauigkeit, wie sie für medizinische Applikationen erforderlich ist, wo der Strahl mit einer Energie in dem 2- 5 MHz-Bereich gebildet ist. Das bedeutet, daß die A/D- Wandler in derartigen Systemen Sampel-Eigenschaften zwischen etwa 10 MHz und etwa 20 MHz haben, so daß resultierende Zeitverzögerungsgenauigkeiten von nur zwischen etwa 100 nsec und 150 nsec erhalten werden können, anstatt der gewünschten Genauigkeiten zwischen etwa 6 nsec und etwa 15 nsec.

Da viele andere Formen von Schwingungsenergie verwendet werden können, wie beispielsweise kohärente elektromagnetische Energie im Ladar- und Radar-Abbildungssystem, und auch andere Arten von Systemen akkustischer Energie (Sonar und ähnliches), ist es wünschenswert, Strahlbildungsverfahren und Einrichtungen zur Verfügung zu haben, die in jedem System verwendbar sind, um ein Bild eines Gegenstandes durch Reflexion eines auftreffenden Strahls aus Schwingungsenergie zu erhalten.

Aus der US-PS 44 58 533 ist ein Gerät zur Ultraschall-Abtastung eines bestimmten abzubildenden Bereichs bekannt, bei dem von einer Anordnung von Ultraschallwandlern erzeugte Signale jeweils in Analog/Digital-Wandlern digitalisiert und nach Zwischenspeicherung und Verzögerung in einer Speichereinrichtung einander überlagert und weiterverarbeitet werden. Bei dem bekannten Gerät werden die einzelnen Wandler in Bezug aufeinander in einer phasenverzögerten Beziehung aktiviert, um entsprechend dem Phasenunterschied Signale aus unterschiedlichen Winkeln verarbeiten zu können, und dann in der Speichereinrichtung entsprechend dem Phasenunterschied verschieden verzögert, so daß die Signale gleichzeitig am Ausgang der Speichereinrichtung vorliegen und weiterverarbeitet werden können. Bei der Art der Signalverarbeitung, wie sie in dem bekannten Gerät erfolgt, besteht eine Schwierigkeit darin, daß das durch Überlagerung der aus der Speichereinrichtung ausgelesenen Ausgangssignale erzeugte resultierende Signal hinsichtlich seiner Form gegenüber der von jedem einzelnen Wandler abgegebenen reinen Schwingungsform verfälscht ist, weil durch die Verzögerung der Ausgangssignale der einzelnen Wandler entsprechend dem Phasenunterschied jeweils einander nicht entsprechende Teile einer jeden Spannung summiert werden. Das resultierende Signal ist also annähernd gleich der ursprünglichen Signalform. Eine ähnliche Art der Signalverarbeitung erfolgt auch bei einem in der US-PS 45 45 251 beschriebenen Gerät, bei dem ebenfalls die Ausgangssignale der einzelnen Ultraschallwandler entsprechend ihrem Phasenwinkel verzögert werden.

Aus der Zeitschrift "Materialprüfung", 1986, Band 28, Nr. 1/2, Seiten 25 bis 28 ist grundsätzlich die Funktionsweise der Steuerung einer Anzahl von Wandlern in einem Wandlerfeld bekannt, bei der aufgrund der oben beschriebenen Phasenunterschiede die Steuerung von Fokus und Winkel möglich ist.

Die Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren und eine Einrichtung zur Richtungslenkung eines Strahls von Schwingungsenergie in einem Abbildungssystem mit einer phasengesteuerten Anordnung einer Anzahl von Wandlern zu schaffen, bei der die Schwingungsform des Wandlerausgangssignals weitestgehend erhalten bleibt.

Diese Aufgabe wird durch das in Anspruch 1 angegebene Verfahren bzw. durch die in Anspruch 13 angegebene Einrichtung gelöst.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den jeweiligen Unteransprüchen angegeben.

Die Erfindung wird nachfolgend in Verbindung mit einer Energieform, beispielsweise mechanische Ultraschallschwingungen, in einem bevorzugten Ausführungsbeispiel beschrieben; es sei jedoch darauf hingewiesen, daß diese Energieform nur als ein Beispiel zu verstehen ist.

Fig. 1 ist ein schematisches Blockdiagramm eines bekannten PASS-Schwingungsenergie (Ultraschall)-Abbildungssystems.

Fig. 1a zeigt einen Satz von zeit-bezogenen Kurven der analogen Signale, die aus einem Untersatz des Wandlerfeldes der bekannten Einrichtung gemäß Fig. 1 erhältlich sind, und von einem Satz von Abgreifsignalen, die in Verbindung damit verwendet werden.

Fig. 1b ist ein Kurvenbild und zeigt das kohärente Summensignal über der Arrayapertur unter Verwendung einer gleichförmigen Sampelfunktion S, wie es in Fig. 1a gezeigt ist, und auch das kohärente Summensignal unter Verwendung des ungleichförmigen direkten Sampelns, des Basisbandsignals.

Fig. 1c zeigt weitere zeitabhängige Kurven des ungleichför­ migen Sampelns für einen HF-Kanalzeitverzögerungsbe­ trieb mit dem erfindungsgemäßen Verfahren.

Fig. 2 ist ein schematisches Blockdiagramm und zeigt den Auf­ bau der Logikeinrichtung und die zugehörigen Abschnitte einer Hauptlogikeinrich­ tung von einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung unter Verwendung des erfindungsgemäßen Ver­ fahrens.

Gemäß den Fig. 1, 1a und 1b ist in einem bekannten Sektor­ abtast(PASS)-Schwingungsenergie (beispielsweise Ultraschall)- Abtastsystem 10 ein Wandlerarray 10 enthalten, das eine Anzahl N von einzelnen Wandlern 11-1 bis 11-n aufweist, die jeweils in einem Übertragungszustand elektrische Energie eines Hochfrequenzsignals in eine gewünschte (beispielsweise Ultraschall-mechanische) Form von Schwingungsenergie umwandeln und in einem Empfangszustand reflektierte (Ultraschall)-Schwin­ gungen in ein empfangenes elektrisches HF-Analogsignal in be­ kannter Weise umwandeln. Andere Energieformen, wie beispiels­ weise elektromagnetische Energie (Licht, Funk usw.) und ähn­ liches, können in gleicher Weise gut verwendet werden. Das Array wird verwendet zur Abbildung eines räumlichen Ortes 10a, der an einer Entfernungsstrecke R entlang einer Linie 10b in einem gewissen Winkel R in bezug auf eine Linie 11X senkrecht zur Linie des Arrays 11 angeordnet ist. Das Schwingungs(Ultra­ schall)-Signal, das vom Punkt 10a reflektiert wird, hat eine Wellenfront 10b′, die sich der Ebene des Arrays 11 unter einem Winkel R nähert. Die analogen elektrischen Signale, die an jedem Ausgang eines zugehörigen Wandlers x 1-Xn erzeugt werden, werden verstärkt in einer der Zeit-Gewinn-gesteuerten Verstär­ kereinrichtung 12a-12n, wobei der Gewinn bzw. die Verstärkung auf die Amplitude eines TGC (zeitabhängiger, gewinngesteuerter Verstärker)-Steuersignal anspricht, und demoduliert zu zwei Quadratur-Analogsignalen jI und jQ, wobei 1 j n, in einem zugeordneten Paar von Demodulationseinrichtungen 13-1a, 13-2a, . . . 13-na und 13-1b, 13-2b . . . 13-nb, die auf zwei Quadratur­ signale eines Lokaloszillators ansprechen, die bei der Ultraschallfrequenz Fu von einer Quadratureinrichtung 14 ge­ liefert werden. Jedes analoge Signal in den Basisband-Quadra­ tursignalpaaren 1I/lQ, 2I/2Q . . . nI/nQ wird individuell abgegriffen (abgetastet) und die Amplitude davon wird in ein digitales Daten­ wort in einer zugeordneten Analog-Digital-Wandlereinrichtung 15-1a bis 15-na oder 15-1b bis 15-nb umgewandelt. Jedes Um­ wandlungsdatenwort, das bei einem einer Vielzahl von sequen­ tiellen Abgreifimpulsen 16a, 16b . . . 16n gebildet wird, wird dann zeitlich verzögert in einer zugeordneten Verzöge­ rungseinrichtung 17-1a bis 17-na oder 17-1b bis 17-nb. Alle Umwandlungsdatenwörter werden individuell verzögert um eine Zeitverzögerung, die durch eine zugeordnete Verzögerungssteuer­ einrichtung 19-j (für den Kanal j) bestimmt ist, und liefert somit ein verzögertes Basisband (I)-Signal jId an eine erste Summiereinrichtung 18a und ein verzögertes Basisband (Q)-Sig­ nal jQd an eine zweite Summiereinrichtung 18b. Das resultie­ rende kohärente Summen (RCS)-Gleichphasensignal RCSI an einem Ausgang 10c und eine Quadraturphase RCSQ an einem Ausgang 10c können verwendet werden, um die Amplitude des Rückkehrsignals von nur denjenigen Gegenständen entlang der Linie 10b unter dem Winkel R herauszuziehen, die gewählt sind, um die Kanal­ verzögerungen t_dj gemäß der Formel t_dj = (j - 1) (d/V)sin R zu bestimmen, wobei V die Geschwindigkeit der Ultraschallausbrei­ tung in den Medien unmittelbar neben den Wandlern 11 und d die Abstandsstrecke zwischen benachbarten Wandlern in dem Array sind.

Wie aus Fig. 1a ersichtlich ist, ist es bekannt, daß die analogen Basisbandsignale (beispielsweise Signale 15-1 bis 15-4 für die ersten vier Gleichphasenkanäle 1I-4I), wie sie an die Analog/Digital-Wandlereinrichtung geliefert werden, Maxima und Minima haben, die sich in ihren zeitlichen Relatio­ nen ändern (wie es durch die Maximalinie 13x und die Minima­ linie 13y gezeigt ist), die durch den räumlichen Steuerungs­ winkel R bestimmt sind, und mit einem Abstand dazwischen, der durch die Halbwellenlänge der verwendeten Schwingungs (Ultra­ schall)-Sequenz bestimmt ist. Wenn das Sektorscannersystem 10 eine gleichförmige Sampelfunktion S verwendet, bei der alle Analogsignale im wesentlichen gleichzeitig bei jedem Abgreifimpuls 16 gesampelt werden (wobei jeder Abgreifimpuls von dem benachbarten Abgreifimpuls durch ein im wesentlichen kon­ stantes Festzeitintervall T getrennt ist, das der Kehrwert der Betriebsfrequenz des A/D-Wandlers und wenigstens das Doppelte der Basisbandfrequenz ist, aber nicht größer als die maximale Frequenz des A/D-Wandlers ist) und die digitali­ sierten Daten von jedem Wandler dann zeitverzögert werden in bekannter Art und Weise, dann sind die resultierenden kohä­ renten Summen (RCS)-Signale nur angenähert gleich der erfor­ derlichen Signalwellenform. Dies ist aus Fig. 1b ersichtlich, in der die Zeit mit steigenden Werten auf der Abszisse 20 und die RCS-Amplitude mit steigenden Werten auf der Ordinate 21 aufgetragen sind. Die Amplitude des resultierenden kohärenten Summensignals, summiert über das Array, existiert an einem von mehreren Abgreifwerten, die jeweils bei einem der X-Punkte 22a, 22b . . . 22g . . . angegeben sind, aber nur bei zeitlichen Punkten (beispielsweise Zeiten t₀, t₄, t₈, t₁₂, t₁₆, t₂₀, t₂₄ . . .), die voneinander durch das im wesentlichen konstante Abgreifzeitintervall T getrennt sind. Es wird deutlich, daß das resultierende kohärente Summensignal 22 nicht besonders ge­ nau ist im Vergleich zu der idealen Signalkurve 23. Genauere kohärente Summensignale, wie sie durch die RCS-Amplituden­ punkte 24a, 24b . . . 24g (durch die größeren Kreise entlang der Kurve 24 in Fig. 1b gezeigt) entstehen, wenn die Basis­ bandsignale ungleichförmig gesampelt werden.

Gemäß einem Merkmal der vorliegenden Erfindung werden die HF-Energieantwortsignale (beispielsweise hinter dem TGC-Vor­ verstärkern 12) direkt abgegriffen ohne Umwandlung in das Basis­ band. Jeder j-te der N Analog/Digital-Wandler (ADC), der das HF-Analogsignal Vj von einem zugeordneten j-ten der N Wandler des Array digitalisiert, wird sequentiell freigegeben mit einem Abgreifsignal Sj, da von dem Abgreifsignal des vorhergehenden Kanals um ein ganzzeiliges Vielfaches eines Verschiebungsgrund- oder Auflösungs-Zeitintervall Δt ver­ setzt ist. Dieses Verschiebungsgrundintervall wird so gewählt, daß es nicht größer als ¹/₃₂ des reziproken Wertes der Schwingungs (Ultraschall)-HF-Frequenz F_u ist. Deshalb ist das Verschiebungsgrund­ intervall im wesentlichen unabhängig von dem Abgreif­ zeitintervall T, das durch die Nyquist-Frequenz be­ stimmt ist. In dem einfachsten Ausführungsbeispiel empfängt jeder A/D-Wandler eine sequentielle Kette von Abgreifimpulsen, die selbst alle um das Abgreifintervall T voneinander be­ abstandet sind, wobei die Kette der Abgreifsignale zwi­ schen jedem Paar benachbarter A/D-Wandler in den benachbarten Kanälen einen "zeitlichen Schlupf" um ein gewisses ganztei­ liges Vielfaches M_j des dazwischen bestehenden Verschiebungsgrundintervalls Δt haben. Der Multiplikator M_j kann für jeden j-ten Kanal in der gleichen Weise gewählt werden wie die Kanalerre­ gungsverzögerung gewählt wird (beispielsweise für jeden Winkel R mit einem bekannten Δt, M_j = (j - 1) (d/V Δt) sin R).

Das Verfahren zum direkten ungleichförmigen Abgreifen des Wand­ lerarray-HF-Signals ist in Fig. 1c dargestellt. Zu Darstel­ lungszwecken sind nur vier der N-Wandler gezeigt; das Abgreifsignal Sj für jeden der vier Kanäle (wo­ bei j = 1, 2 . . . k . . . n) hat sequentielle Abgreifsignalimpulse, die durch das Abgreifintervall T getrennt sind, aber wo­ bei das Abgreifsignal eines Kanals für eine bestimmte Anzeige, in der Folge von Abgreifimpulsen von jedem Kanal, durch das Kanalverschiebungsintervall Mj × Δt von den Abgreifimpulsen für die entsprechend bezeichnete An­ zeige für einen benachbarten Kanal getrennt ist. Das Verschiebungsintervall Δt selbst ist von einem System-weiten Haupt­ taktsignal gesetzt, so daß die Auflösung in allen Kanälen im wesentlichen gleich ist. Es sei bemerkt, daß das Verschiebungsgrundintervall Δt am besten ein ganzzahliges Untervielfaches des Abgreifzeitintervalls T ist; dies gestattet, daß die Er­ eignisse in allen Kanälen bei Vielfachen einer systemweiten Taktperiode bestimmt werden in Relation zu einem systemweiten Synchronisationsereignis. Beispielsweise wird ein Synchronisa­ tionssignal 27g zu einer bestimmten Zeit vor dem frühesten der N Abgreifsignale in jedem Satz geliefert. Eine Anzahl von Haupttaktimpulsen kann gezählt werden, um das Zeitintervall t_{S 1} festzulegen, bis zu der Zeit, zu der für einen bestimmten Satz von einer Anzeige pro Kanal ein erster Kanalabgreifimpuls 26e in dem Signal S1 auftritt zum Abgreifen des ersten HF-Kanalsignals V1 für den g-ten Lesesatz; dies tritt beispielsweise zur Zeit t_a auf. Obwohl das Abgreifsignal S1 der A/D-Wandlereinrichtung des ersten Kanals eine Kette von sequentiellen Abgreifimpulsen 26a, 26b, 26c . . . 26, . . . mit dem Abgreifzeitintervall T zwischen jeweils zwei Signalen aufweist, wird die genaue Zeit, zu der ein bestimmter Abgreif­ impuls, beispielsweise Impuls 26g, auftritt, dadurch festge­ setzt, daß ein erstes Abgreifverschiebungsintervall t_Sj nach einem Synchronisationsereignis festgelegt wird (im allgemeinen ver­ bunden mit der Erregungsfrequenz für denjenigen Strahlwinkel R, der dann benutzt wird). Beispielsweise beträgt in einem Sy­ stem mit einer 20 MHz Abtastung das Abgreifzeitinter­ vall T = (1/20 × 10⁶) = 50 Nanosekunden. Für jeden Satz von Ablesun­ gen tritt das Abgreifsignal für den j-ten Kanal mit einem Kanalabgreifverschiebungsintervall t_Sj nach einem Systemsynchronisations­ impuls 27 auf; d. h., daß jeder Satz eine Umwandlung von Daten von jeder A/D-Wandlereinrichtung in einem dann aktiven Kanal enthält. Somit tritt ein SYNC-Impuls 27g auf, um entweder den Start von einem ersten von mehreren Sätzen von Ereignissen (beispielsweise der erste von 200 Sätzen sequentieller Umwand­ lungen in jedem Kanal nach einer Erregung) oder den Start von jedem Ereignissatz (wobei jeder einzelne Ereignissatz eine Umwandlung der Amplitude des analogen HF-Ultraschallsignals ist) zu signalisieren. Im allgemeinen hat jeder nachfolgende Kanal ein größeres Abgreifverschiebungsintervall t_Sj als der vor­ hergehende Kanal, wenn R negativ ist (wie es in Fig. 1 fest­ gelegt ist) und in Uhrzeigerrichtung in bezug auf die normale 11x; die Änderungsrichtung dieser ersten Kanalverzögerung wird umgekehrt, wenn sich R umkehrt, d. h. wenn R positiv und entge­ gen Uhrzeigerrichtung (auf der entgegengesetzten Seite) der Nor­ malen 11x ist.

Wenn beispielsweise ein SYNC-Impuls 27 jedem Satz von Kanallese­ vorgängen vorangeht, dann muß für den ersten Kanal das Abgreifverschiebungsintervall t_{S 1} (= M₁ · Δt) vergehen, bevor der erste Abgreifimpuls 26g auftritt, um die Datenumwandlung für die eine Kanal-1-Umwandlung in dem g-ten Lesesatz zu fordern. Das Abgreifsignal S2 für die A/D-Wandlereinrichtung in dem zweiten Kanal ist eine Sequenz bzw. Folge von Abgreif-Impulsen 28a, 28b . . . 28g . . ., die jeweils um im wesentlichen das gleiche Zeitintervall T von den benachbarten Signalpulsen der Sequenz des zweiten Kanals be­ abstandet sind. Bei dem dargestellten Fall, wo der SYNC-Impuls jedem Lesesatz vorangeht, tritt der g-te Abgreifimpuls 28g dieser Sequenz ein Abgreifverschiebungsintervall t_{S 2} = (M₂ · Δt) nach dem zugeordneten SYNC-Signalimpuls 27g auf, der als die Startzeit in diesem g-ten Satz verwendet ist. In dem k-ten Kanal hat das Abgreifsignal Sk Impulse 28a, 28b, . . . 28g, . . . im Abstand von dem im wesentlichen gleichen Intervall T dazwi­ schen, aber die exakte Zeit t_k des Leseimpulses 29g des g-ten Datensatzes tritt zu einem Abgreifverschiebungsintervall t_Sk des Kanals, gleich M_k · Δt, nach dem zugeordneten SYNC-Impuls 27g auf. In entspre­ chender Weise hat der letzte Kanal n Abgreifimpulse 30a, 30b, . . ., 30g, . . . mit dem im wesentlichen gleichen Zeitintervall T da­ zwischen, aber für den n-ten Kanal mit einem Abgreifverschiebungsintervall t_Sn = M_n · Δt, das für den Abgreifimpuls 27g in bezug auf den SYNC- Impuls 27g für diesen bestimmten Satz von Auslesungen auftritt. Also tritt ein Synchronisierungsimpuls 27g für einen g-ten Satz von Lesevorgängen auf, die von einer Umwandlung in jedem Kanal gebildet sind, wobei die tatsächlichen Abgreifsignale 26g, 28g, . . ., 29g, . . ., 30g (in den ersten, zweiten, . . . bzw. n-ten Kanälen) in bezug auf die Abgreifverschiebungsintervalle t_{S 1}, t_{S 2}, . . ., t_Sk, . . ., t_Sn nach einem SYNC-Impuls 27g auftreten. Die Dauer von jedem Abgreifzeitintervall ist M_j · Δt, wobei M_j be­ stimmt ist durch den Strahlsteuerwinkel R, die Array-Charakteri­ stiken (Entfernungsstrecke d), die Ausbreitungsgeschwindigkeit V des Mediums neben dem Array usw. und aus einer Tabelle oder ähnlichem entnommen oder berechnet werden kann, wenn dies erwünscht ist. Jedes Abgreifzeitintervall wird mit einer Auflösung von Δt gesetzt und kann berechnet oder in jeder Richtung "ge­ schlüpft" werden, damit das Abgreifsignal für diesen Lesesatz und Kanal innerhalb des nächstgelegenen Auflösungsintervalls für den Satz von Umwandlungen liegt, der zur Bildung eines Strahls bei dem gewünschten Winkel R erforderlich ist.

Bei Anwendung des erfindungsgemäßen ungleichförmigen Verfahrens wird deutlich, daß jede Analog/Digital-Umwandlungs­ einrichtung das empfangene "Rückkehr"-Schwingungsenergie (Ultra­ schall) Signal mit einer Rate sampeln können muß, die so klein wie die Nyquist-Rate ist (obwohl die Samplerate gewöhnlich mehre­ re Male größer ist), so lange die "Apertur-Zitter"-Zeit oder die Abgreifanfangsauflösungszeit kleiner als das gewünschte Unterviel­ fache (hier ein Faktor von 32) des Abgreifzeitintervalls T ist, um so die erforderliche Phasengenauigkeit zu erreichen. So­ mit kann jede A/D-Wandlereinrichtung mit wenigstens einer 9 MHz- Abgreifgeschwindigkeit und mit einer Unschärfe von weniger als etwa 6 Nanosekunden verwendet werden für ein Ultraschallsystem, bei dem eine 4,5 MHz Erregungs­ frequenz benutzt wird.

Aus Fig. 1c ist ersichtlich, daß das umgewandelte Datenwort in dem j-ten Kanal dann zeitlich verzögert wird um ein Kanalverzö­ gerungszeitintervall t_dj. Diese Verzögerungszeit wird individuell festge­ legt für jeden einzelnen j-ten Kanal als ein anderes ganzzahliges Vielfaches L_j des Verschiebungsintervalls Δt. Somit kann jede Kanal­ zeitverzögerung (oder Verzögerungssequenz) erzeugt werden, wenn die Abtastfunktion für jedes Kanalement unabhängig gesteuert wird. Das heißt, daß die Abtastfunktion für jedes gegebene Ele­ ment des Ultraschall-Arrays identisch ist zu der Phasensteuerung für das gleiche Kanalelement in einem üblichen Basisband-Sektor- Scannersystem für ein phasengesteuertes Array (wie es beispiels­ weise in der eingangs genannten US-PS 41 55 260 beschrieben ist).

Somit kann tatsächlich eine Kanalzeitverzögerung geschaffen wer­ den unabhängig von der Abtastzeit für diesen Kanal und als Ant­ wort auf nur dem Array-Parameter j und dem Richtsteuerwinkel R (und die Entfernung R, wenn eine Autofocussierung durchgeführt werden soll). Beispielsweise ist die erste Kanalzeitverzögerung t_{d 1} das Intervall zwischen einem bestimmten Kanal-1-Abgreifsignal für einen gegebenen Satz von Kanallesungen, beispielsweise Abgreifsignal 26g für den g-ten Satz, und dem nächsten Verzögerungsende für alle Kanäle oder dem Datenlese-R_d-Signal 27′g, wo alle N Daten­ wörter in diesem g-ten Datensatz gleichzeitig zur Verfügung ge­ stellt werden zur Bildung des RCS für diesen Satz. Die verschie­ denen Verzögerungszeitintervalle t_dj, wobei jedes Intervall die Zeit von dem zugeordneten Abgreifsignal (beispielsweise Pulse 26g, 28g, 29g, . . ., 30g für die ersten, zweiten, . . ., k-ten, . . ., n-ten Kanäle) bis zu dem Allkanal-Leseimpuls ist, sind jeweils auflösbar zu dem Zeitintervall Δt. Es wird deutlich, daß die dyna­ mische Apodisation auf einfache Weise erreicht wird, indem zu­ nächst nur diejenige Anzahl P_min von Kanälen, wobei P N, abgetastet werden, die dann in dem Array erforderlich ist (wobei P_min Kanäle symmetrisch zur Mitte des Array angeordnet sind), um den Strahl an näheren Punkten auf der Steuerlinie 10b zu fokussieren; zu­ sätzliche symmetrisch angeordnete Kanalpaare werden nach Erforder­ nis freigegeben, um an Punkten mit einer größeren Entfernung (Range) R zu fokussieren. Wenn die Entfernung zunimmt, wird das Verzögerungszeitintervall td_p "gestoßen" oder verändert (um ein ganzzahliges Vielfaches P_p des Verschiebungsintervalls Δt), um Ände­ rungen in der Zeitverzögerung aufzunehmen. Es wird deutlich, daß die Summe der Kanalzeiten konstant ist, beispielsweise t_Sj + t_dj = k (die Zeit zwischen irgendeinem SYNC-Impuls 27g und dem Leseim­ puls 27′ für den g-ten Satz von Datenlesungen).

Gemäß Fig. 2 enthält ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Scanneranordnung 10′ für ein phasengesteuertes Array eines Wandler-Array 11 mit einer Anzahl von N Kanalwandlern 11a-11n. Selbst wenn eine Apodisation verwendet wird, ist eine gewisse zentral angeordnete minimale Anzahl P_min dieser Wandler immer erregt. Die Schaltungsanordnung zum Erregen der Wandler, um ein Schwingungsenergiesignal zu erzeugen, ist allgemein bekannt und der Einfachheit halber hier nicht gezeigt. Beispielsweise kann N 64 betragen.

Das empfangene "Rückkehr"-Ausgangssignal von jedem Wandler wird durch eine zugeordnete zeitabhängige, gewinngesteuerte Vorver­ stärker/Verstärker (TGC)-Einrichtung 12 bearbeitet. Somit wird das analoge Ausgangssignal aus dem ersten Wandler 11a durch die TGC-Einrichtung 12a verstärkt, während das analoge Ausgangssig­ nal aus dem Wandler 11b des zweiten Kanals durch die TGC-Einrich­ tung 12b verstärkt wird usw. Der Gewinn bzw. die Verstärkung aller Kanäle wird durch ein gemeinsames TGC-Steuersignal (nicht gezeigt) gesetzt bzw. eingestellt. Erfindungsgemäß wird das ver­ stärkte HF-Signal in jedem Kanal direkt, ohne Frequenzumwandlung oder Demodulation, dem analogen Eingang 32i-1 von einer der N A/D-Wandlereinrichtungen 32 für diesen i-ten Kanal zugeführt, wobei 1 i N. Somit wird deutlich, daß diese Einrichtung keinen lokalen Oszillatorsignalgenerator, keine Mischer/Demodulatoren und nur N (anstatt 2 N) A/D-Wandlereinrichtungen und Verzögerungs­ einrichtungen benötigt in Relation zu dem Basisband-A/D-Wandler- Anordnung gemäß Fig. 1. In jedem der N Kanäle wird eine Digitalisierung ausgeführt bei dem Anlegen von einem einzelnen Abgreifsignalimpuls S_i an den Umwandlungs-Freigabe-Eingang 38i-2 der zugeordneten A/D-Wandlereinrichtung; jede A/D-Wandlereinrich­ tung ist unabhängig abtastbar in bezug zu allen anderen A/D-Wand­ lereinrichtungen 32. Als Antwort auf jeden Abgreifimpuls wird ein Ausgangsdatenwort geliefert an einem parallelen Ausgangsdaten­ port 38-i 3. Vorteilhafterweise ist jede A/D-Wandlereinrichtung im wesentlichen identisch zu irgendeiner anderen A/D-Wandlerein­ richtung und hat eine Abgreif-Genauigkeit von weniger als 7 Nanosekunden und gestattet, daß eine ana­ loge Signalamplitude in digitale Daten bei etwa 20×10⁶ Abtastungen pro Sekunde konvertiert wird. Beispielsweise kann jede A/D-Wand­ lereinrichtung 32 das analoge Ultraschall-Eingangssignal in ein Ausgangsdatenwort mit einer Genauigkeit von 7 Bits digitalisie­ ren, wodurch ein augenblicklicher dynamischer Be­ reich von mehr als 48 dB gegeben ist.

Das Ausgangsdatenwort des A/D-Wandlers wird an das Dateneingangs­ wort 35-ia von einer der N Silo-(FIFO)-Schreib/Lese (R/W)-Spei­ chereinrichtungen 35i geliefert, die jeweils dazu verwendet wer­ den, das Verzögerungszeitintervall t_dj für einen zugeordneten Kanal auszu­ bilden. Die Eingangsdaten werden bei einem Abgreifschreibsignal­ impuls Wi am Schreibeingang W des Speichers in den Speicher ge­ schrieben; dieser Schreibimpuls tritt etwas nach jedem zugeordne­ ten Abgreifsignalimpuls S_i auf (wobei die Verzögerung ausgebildet wird, um der endlichen Umwandlungszeit Rechnung zu tragen, die erfor­ derlich ist, damit die Daten am Ausgang der A/D-Wandlereinrich­ tung auftreten, nachdem der Abgreifimpuls S_i empfangen ist). Die ge­ speicherten Daten werden anschließend an den Speicherausgangs­ port 35-ib bei einem Speicherlese-Abgreifsignalpuls R_d am Lese­ eingang R des Speichers geliefert. Die Speicherleseeingänge R von allen N FIFO-Einrichtungen sind parallel geschaltet, so daß alle gespeicherten Datenlesungen der einzelnen Kanäle eines Satzes im wesentlichen gleichzeitig ausgelesen werden, obwohl jedes Da­ tenwort des j-ten Kanals in den j-ten Kanalspeicher einzeln und in einer Sequenz eingegeben wird, die durch die ungleichförmige Abtastsequenz bestimmt ist (die ihrerseits durch die Kanalzahl und den Winkel bestimmt ist). Somit muß jede Speicher­ einrichtung eine minimale Speicherkapazität SCmin oder Tiefe ha­ ben, die wenigstens gleich der Anzahl von Datenwörtern ist, die in dem Zeitintervall (t_Si + t_di) zwischen dem SYNC-Impuls 27g und dem zugehörigen R_d Leseimpuls 27′g geliefert werden können, so daß SCmin = (t_Si + t_di)/T. Da das Gesamtzeitintervall (t_Si + t_di) und das Abgreifzeitintervall T vorbestimmte Konstanten sind, ist die minimale Speicherkapazität jedes Speichers ebenfalls im vor­ aus wählbar. Der Adreßport (nicht gezeigt) der Speicher kann wäh­ rend ihres FIFO-Betriebs zyklisch aufgebaut sein, wobei die Adresse durch jeden SYNC-Abgreif-, Schreib- oder ähnlichem Impuls geändert wird. Das Abgreifsignal S von jedem einzelnen Ka­ nal und das Speicherschreibsignal Wi (das anschließend bei wenig­ stens dem Wandlerzeitintervall der A/D-Wandlereinrichtung folgt) werden durch eine zugeordnete der N einzelnen Kanallogikschal­ tungen 36i geliefert.

Die Ausgangsdatenwörter von allen Kanalspeichereinrichtungen 35i werden in einer Verknüpfungseinrichtung 38 miteinander addiert, um das RCS-Ausgangssignal am Wandlerausgang 10′z zu bilden.

Die Verknüpfungseinrichtung 38 kann eine "Baum"-Struktur von Addierern sein, wie beispielsweise die gezeigten Addierer 39 und 40. Es ist wünschenswert, eine gerade Anzahl N von Wandlerkanä­ len zu haben, wodurch eine Anzahl K von zwei Eingänge aufweisen­ den Addiereinrichtungen 39a, . . ., 39k (wobei K = N/2) verwendet werden mit wenigstens einem weiteren Pegel der Einrichtung 40 zum Zusammenfassen der Ausgangssignale der Verknüpfungseinrich­ tung 39, um die endgültigen Ausgangsdaten am Ausgang 10′z zu liefern. Wenn eine binäre Anzahl N von Kanälen verwendet werden, wobei N = 2 exp C (wobei C eine ganze Zahl ist, beispielsweise C = 6 für N = 64), dann brauchen nur zwei Eingänge aufweisende Ver­ knüpfungseinrichtungen, beispielsweise sechs Pegel von zwei Ein­ gänge aufweisenden Verknüpfungseinrichtungen 39-40, in einem symmetrischen Muster verwendet zu werden. Derartige "Bäume" kön­ nen einen vereinfachenden Einfluß auf die Masken haben, die bei einer einzelnen integrierten Halbleiterschaltung für die Daten­ speicher- und Datenverknüpfungseinrichtungen für ein Vielkanal- Vorderende oder einen Teil davon erforderlich sind. Vorteilhaf­ terweise wird die digitale Schaltungsanordnung der zugeordneten Kanallogikschaltung 36 auf dem gleichen IC implementiert.

Die Kanallogikeinrichtung 36i für jeden zugeordneten Wandlerkanal i, ob integriert, diskret oder auf andere Weise aufgebaut, weist eine Zähler- und Verzögerungseinrichtung 42i auf zum Lie­ fern der Abgreif- und Schreibsignalimpulse Si bzw. Wi, die auf ein vom Kanal gewähltes Taktphasensignal Ci und Kanallogiksignal Li ansprechen. Die Logiksignale Li werden durch eine Logikein­ richtung 45i des i-ten Kanals geliefert, die auf eine gespei­ cherte Sequenz von Information (d. h. Betriebsinstruktionen) an­ sprechen, von der jeder sequentielle Schritt bei einer gewissen Kombination von Taktimpulsen ausgeführt wird, nachdem jedes Syn­ chronisationssignal SYNC empfangen ist; die exakte Instruktions­ sequenz kann auf Wunsch abgewandelt werden in Abhängigkeit von Werten R und/oder R′ die an die Wandleranordnung 10′ über ein Infor­ mationsport 10′p von einer zentralen Systemcomputereinrichtung oder ähnlichem (nicht gezeigt) geliefert werden. In jedem Fall verwendet die Instruktionssequenz den Wert des Strahlsteuerwin­ kels R, um sowohl das Verzögerungszeitintervall t_di als auch das Abgreifverschiebungsintervall t_Si für den zugeordneten Kanal zu setzen. Die Kanallogikschaltung 45i liefert Daten an eine Phase-Φ-Wählein­ richtung 48i, um eine spezielle aus einer Anzahl Q unterschied­ licher CLKS-Signalphasen als die Kanaltaktphase auszuwählen. Jede Kanal-Φ-Wahleinrichtung 48i empfängt auch eine Anzahl Q unterschiedlicher Phasen eines hochfrequenten Taktsignals CLKS. Daten zur Ermittlung, welche Phase, Anzahl der Haupttaktzyklus­ verzögerung und ähnliche Charakteristiken der Takt C_i- und Lo­ gik-L_i-Signale, wie sie für jeden i-ten Kanal notwendig und von dem Wert von R und/oder Werten von R abhängig sind, und auch Kanalverzögerungsdaten können in irgendeiner aus einer Fülle von bekannten Möglichkeiten erhalten werden (beispielsweise Nach­ schlagetabellen, die aus einem Zentralprozessor geladen werden, usw.).

Die SYNC- und CLKS-Signale werden durch eine Hauptsteuereinrich­ tung 50 geliefert, die einen stabilen Oszillator 52 aufweist, um ein Haupttaktsignal bei einer vorbestimmten Frequenz F_M (bei­ spielsweise 200 MHz) zu liefern. Das Haupttaktsignal wird an dem einen Eingang 54a einer Hauptlogikschaltung 54 geliefert. Das Haupttaktsignal wird durch einen Schmitt-Trigger 56 zu einem Rechteck-Signal geformt. Das Trigger-Ausgangssignal (im wesent­ lichen eine Rechteckwelle bei der Frequenz F_M) wird dem Eingang 58a eines vielstufigen Johnson-Zählers 58 zugeführt. Die Haupt­ logikschaltung hat einen weiteren Eingang 54b, dem von einem ersten Ausgang 58b des Zählers ein Taktimpuls zugeführt wird, der mit dem Haupttaktsignal in Beziehung steht, beispielsweise kann ein Taktimpuls für jede halbe Taktperiodendauer geliefert werden. Der Johnson-Zähler liefert auch, an seinen zweiten Aus­ gängen 58c, die Q getrennten Signale, die jeweils bis zu einem gewählten Pegel nur ein Mal in allen Q Periodendauern der Haupt­ oszillatorfrequenz F_M pulsieren. Wenn also Q = 8 ist, werden diese acht Taktsignale CLKS jeweils getrennt und gegenseitig exklusiv bei einer Frequenz von F_M/Q = 25 MHz pulsiert. Die Hauptlogik­ schaltung 54 liefert u. a.: eine Reihe der Synchronisationsein­ gabesignale SYNC an einen ersten Ausgang 54c, um die Abgreifsignalimpuls/ Speicherschreib/Verzögerungssequenz in den verschiedenen Kanälen zu initiieren, und den gemeinsamen Lesesignalimpuls R_d an einem zweiten Ausgang 54d, um gemeinsam jeden Umwandlungs/Schreib/Ver­ zögern- bis-zum-Lesen-Zyklus von jedem Frontendenkanal zu beenden.

Gemäß den Fig. 1c und 2 treten im Betrieb der PASS-Wandleranordnung 10′ SYNC-Impulse nur nach Beendigung von jeder Übertragungsanre­ gung zu den Wandlern der Array 11 auf; eine gewisse zusätzliche Verzögerung kann hinzugefügt werden, um der Erledigungszeit und anderen Effekten zu genügen. Somit kann ein Anfangsintervall einer gewissen vorgewählten Zeit, beispielsweise etwa 2 Mikro­ sekunden, erforderlich sein nach Beendigung der Erregung bzw. Anregung und bevor das analoge Ausgangssignal des ersten Wand­ lers der Array 11a in ein digitales Datenwort umgewandelt wird. Wenn die Haupttaktfrequenz F_M des Oszillators 52 200 MHz be­ trägt, erfordert dies 400 Haupttaktimpulse. So ist das erste Abgreifverschiebungsintervall t_{S 1} (zwischen dem Synchronisations­ impuls von jedem Satz, beispielsweise dem SYNC-Impuls 27g des g-ten Satz, und dem Abgreifsignalimpuls S1 des ersten Kanals für den gleichen Satz, beispielsweise Abgreifsignal 26g des g-ten Satzes) bei­ spielsweise so gewählt, daß es wenigtens 2 Mikrosekunden lang ist. Dieses gleiche "Totzeit"-Intervall wird am Start von jedem der Abgreifverschiebungsintervalle t_Sj für jeden der N Wandlerkanäle ver­ wendet. Da alle gespeicherten Daten für einen bestimmten Satz gleichzeitig auszulesen sind bei einem gemeinsamen R_d Leseimpuls 27′g, ist das Zeitintervall zwischen dem Synchronisationsimpuls 27g und dem Leseimpuls 27′g für diesen bestimmten Lesesatz kon­ stant, so daß das variable Verzögerungszeitintervall t_dj für jeden Kanal davon subtrahiert wird, um zu der Abgreifzeit T_Sj zu gelangen, zu der der Strom nach dem Synchronisationsimpuls auf­ treten muß. Zu Darstellungszwecken sei angenommen, daß das Array Parameter hat, damit (d/V) = 1 Mikrosekunden ist, so daß das Ver­ zögerungszeitintervall t_di = (i - 1) · Sinus R Mikrosekunden beträgt. Für den bestimmten Winkel R = -30°, d. h. R ist ein Winkel von 30° in Uhrzeigerrichtung in bezug auf die Array Normale (wie in Fig. 1 definiert), beträgt das Verzögerungszeitintervall für den i-ten Kanal t_di = 0,5(i - 1) Mikrosekunden. Das maximale Verzöge­ rungsintervall (t_di + t_Si) ist so gewählt, daß die kürzeste Kanal­ verzögerung, hier t_dn, immer noch lang genug ist, damit die ge­ samte erforderliche Zeitsteuerung erfolgt. Das Kanalverzögerungs­ zeitintervall t_di nimmt ab und die Kanalsynchronisations-Abgreif­ verzögerung t_Si nimmt zu, wenn die Kanalzahl i anwächst.

Die Winkel R-Daten werden an dem Wandleranordnungs-Datenport 10′p vor jedem SYNC-Impuls 27 empfangen. Nachdem nun der Synchronisations­ impuls 27g für den g-ten Lesesatz auftritt, liefert die Logikein­ richtung 45a des Kanals Eins logische Informationssignale La an die Zähler- und Verzögerungseinrichtung 42a und liefert Phasen­ wähldaten an die Wähleinrichtung 48a, um die richtige der acht Haupttaktphasen zu wählen, um sie als das erste Kanaltaktsignal Ca an die Zähler- und Verzögerungseinrichtung 42a zu liefern. Diese Taktphase bewirkt nun, nachdem sie für eine Anzahl von Er­ eignissen gezählt wurde, die durch die Daten von einem der Sig­ nale La festgelegt sind, daß der Abgreifsignal-(S1)-Puls 26g des ersten Kanals zur Zeit t_a auftritt. Beispielsweise hat bei dem ersten Abgreifverschiebungsintervall t_{S 1}, das gleich 2000 Mikrosekunden ist (die anfängliche 2 Mikrosekunden Totzeit plus 0 zusätzliche Abgreifverzögerungszeit für den ersten Array-Kanal, wobei i = 1), die Logikschaltung 45a des ersten Kanals berechnet, daß: (a) das Vielfache M₁ = 400 der Haupttaktzyklen gezählt werden muß, wobei die erste Phase des CLKS-Signals für das Taktsignal Ca verwendet wird, und (b) daß das M₁/Q = 500ste Auftreten des Taktsignals Ca nach dem Synchronisationssignal bewirken sollte, daß der erste Abgreif-S1-Impuls 26g an der A/D-Wandlereinrichtung 32a des ersten Kanals vorhanden ist. Das zugehörige Kanalspeicher­ schreibsignal, beispielsweise das erste Kanalschreibsignal W1, tritt nicht später als der nächste Taktimpuls Ca nach dem Abgreifsignal auf; diese Verzögerung kann so eingestellt werden (durch Verwen­ dung von Gate-Verzögerungen, Zählung der Haupttaktimpulse oder ähnlichem), daß sie wenigstens die Dauer der Umwandlungszeit be­ trägt oder kleiner ist als die Zeit bis zum Auftreten des näch­ sten Abgreifsignals S_i für diesen Kanal. Danach beträgt die Verzögerungs­ zeit des ersten Kanals t_{d 1} = t_dmax (beispielsweise mit 35 µ Se­ kunden vorgewählt), so daß die Summe (t_di + t_Si) konstant ist bei 37 µ Sekunden (bei 7400 Haupttaktzyklen). Die allgemeinen Formeln sind: t_di = (35 - (i - 1)/2) Mikrosekunden und t_Si = (2 + (i - 1)/2) Mikro­ sekunden. Somit ist das Verzögerungsintervall t_{d 1} = 35 µ (äquiva­ lent zu 7000 Haupttaktzyklen), da t_{S 1} zuvor mit 2 µ Sekunden (400 Taktzyklen) gewählt war. Für den zweiten Kanal mit i = 2 ist t_{d 2} = 35 - ¹/₂ = 34,5 µ Sekunden (oder 6900 Taktzyklen) und t_{S 1} = 37 - 34,5 = 2,5 µ Sekunden (oder 500 Taktzyklen), die in der Zäh­ ler- und Verzögerungseinrichtung 42b des zweiten Kanals zu zählen sind. In dem letzten (N = 64) Kanal sind t_{d 64} = 35 - 63/2 = 3,5 µ Sekun­ den (oder 700 Taktzyklen) und t_S64 = 37 - 3,5 µ Sekunden (pro 6700 Taktzyklen). Wenn 7400 Haupttaktzyklen gezählt worden sind (in der Haupttakteinrichtung 54) nach dem SYNC-Impuls 27g, wird der g-te Satz Gesamtkanalspeicherausleseimpuls 27′g geliefert. So­ mit wird deutlich, daß der dynamische Fokus-Zeitschlupf auf ein­ fache Weise implementiert werden kann bei gegebener Eingabe der Information für die Entfernung R durch eine geeignete Vergröße­ rung jedes Kanalverzögerungsintervalls t_di (wobei die Vergrößerung (t)_Fokus = (a²/2RV) (1 - (x_i/a)²) cos²R ist, wobei x_i die Strecke von der Array-Mitte zu der Mitte des i-ten Wandlers ist und a die maximale Strecke x_i für dieses Array ist). Kleine Änderun­ gen in der Zeitverzögerung aufgrund von dynamichen Fokus-Effek­ ten können auf einfache Weise implementiert werden durch Ändern der Taktphase, die durch die zugehörige Wähleinrichtung 48 ge­ wählt wird, als eine Funktion der Entfernung R. Eine ähnliche Verkleinerung tritt in dem Zeitintervall t_Si auf.

Es sind zwar nur gewisse bevorzugte Merkmale der Erfindung zu Darstellungszwecken gezeigt worden, aber es sind noch viele wei­ tere Ausführungsbeispiel möglich. Beispielsweise kann das HF- Rückkehrsignal(e) Frequenz-konvertiert werden in eine Zwischen­ frequenz vor der Umwandlung in digitale Daten; diese Signale werden immer noch so betrachtet, daß sie bei einer HF-Frequenz und nicht bei Basisband-Frequenzen liegen.

Claims (25)

1. Verfahren zur Richtungslenkung eines Strahles von Schwingungsenergie in einem gewünschten Winkel R in bezug zu der Normalen der Ebene einer Anordnung einer Anzahl N von Wandlern, von denen jeder einem anderen Kanal j einer Anzahl N von Kanälen zur Verarbeitung von Rückkehrsignalen der Wandler mit 1 j N angeordnet ist, mit den Verfahrensschritten:

• (a) für jeden Kanal j wird ein Abgreifsignal S_j zum Abgreifen eines bestimmten von aufeinanderfolgenden Signalwerten des Rückkehrsignals erzeugt, das eine Folge von Abgreifimpulsen enthält, von denen jeweils zwei aufeinanderfolgende Impulse um ein Abgreifzeitintervall T beabstandet sind, wobei T kleiner als der reziproke Wert der doppelten Schwingungsfrequenz F_u ist, mit der die Wandler erregt werden,
• b) von dem Auftreten jedes Impulses einer Folge von Impulsen eines Synchronisationssignals wird die Anfangszeit des nächsten Impulses der Abgreifsignals S_j in dem j-ten Kanal um ein Abgreifverschiebungsintervall t_Sj versetzt das ein für jeden Kanal j und jeden gewünschten Winkel ausgewähltes erstes ganzzahliges Vielfaches M_j eines Verschiebungsgrundintervalls Δt kleiner ist als T und ein fester Bruchteil ist des Kehrwertes der Schwingungsfrequenz F_u,
• c) alle Impulse des Abgreifsignals S_j werden nach dem ver­ setzten nächsten Impuls mit dem Zeitintervall T dazwischen beibehalten, bis eine weitere Versetzung gemäß Schritt b) erfolgt,

gekennzeichnet durch die Verfahrensschritte

• d) in Ansprache auf jeden Impuls des Abgreifsignals S_j wird ein Rückkehrsignal V_j des j-ten Kanals direkt in ein Wort digitaler Daten umgewandelt, die die vorhandene Amplitude in dem Rückkehrsignal V_j in diesem j-ten Kanal darstellen,
• e) jedes Datenwort wird in jedem der N Kanäle für ein Verzögerungszeitintervall t_dj digital verzögert, das ein für jeden Kanal und für jeden gewünschten Winkel R gewähltes zweites positives ganzzahliges Vielfaches P_j des Verschiebungsgrundintervalls Δt ist, und
• f) bei einem Lesesignal R_d, das um ein im wesentlichen festes Zeitintervall nach jedem Impuls des Synchronisationssignals auftritt, werden die verzögerten Datenwörter, die dann simultan von allen N Kanälen zur Verfügung stehen, kohärent summiert, um Datenwörter zu erhalten, die der Reflexion des Energiestrahls unter dem gewünschten Winkel R entsprechen.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß in dem Schritt d) in einem zugeordneten j-ten Wandler einer Einrichtung von einer gleichen Anzahl N von Analog/Digital- Wandlern (ADC) das Rückkehrsignal V_j in Ansprache auf jeden Impuls des Abgreifsignals S_j umgewandelt wird, und im Schritt e) folgende Schritte ausgeführt werden:

• e1) sequentielles Speichern jedes aufeinanderfolgenden digitalen Datenwortes aus dem j-ten A/D-Wandler in der Reihenfolge der Umwandlung an einer zugeordneten Stelle einer j-ten Einrichtung einer Anzahl N von Speichereinrichtungen,
• e2) nach dem Verzögerungszeitintervall t_dj für diesen Kanal sequentielles Lesen eines Datenwortes aus jeder der N Speichereinrichtungen und
• e3) Summieren aller N Datenwörter, die im wesentlichen gleichzeitig aus allen N Speichereinrichtungen ausgelesen sind, um die der Reflexion entsprechenden Datenworte zu erhalten.

3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß eine gerade Anzahl N von Kanälen vorgesehen ist und im Schritt e3)

• e3a) in einem ersten Summierungsschritt im wesentlichen gleichzeitig jeweils N/2 unterschiedliche Paaren von Datenwörtern summiert werden, und
• e3b) in einem zweiten Summierungsschritt dann alle der N/2 resultierenden Datenwörter aus dem ersten Summierungsschritt summiert werden.

4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß N = 2^C, wobei C eine positive ganze Zahl größer als 1 ist, und im Schritt e3b) in jeweils (C-1) weiteren Summierungschritten jedes unterschiedlichen Paares von summierten Datenwörtern, die aus dem vorhergehenden Summierungspegel resultieren, summiert werden, um zu einer einzigen endgültigen Datenwortsumme zu gelangen.

5. Verfahren nach Anspruch 2, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß in dem Schritt e2) ferner ein einziges system­ weites Lesesignal R_d mit einer Vielzahl von Impulsen gebildet wird, die jeweils bewirken, daß jede der N Speichereinrichtungen ein gespeichertes Datenwort ausgibt.

6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß in dem Schritt e2) jeder Impuls des Lesesignals R_d ein festes Zeitintervall nach dem Auftreten eines zugeordneten Impulses auftritt.

7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß im Schritt e2) das feste Zeitintervall so gesetzt wird, daß es nicht kleiner als (t_Sj + t_dj) ist.

8. Verfahren nach einem der Ansprüche 2 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß im Schritt e1) ein Speicherschreibsignal W_j an die j-te Speichereinrichtung zu einem Zeitintervall, das kleiner als das Abgreifzeitintervall T ist, nach jedem Impuls des Abgreifsignals S_j in dem j-ten Kanal geliefert wird, um das Datenwort zu speichern, das dann der Speichereinrichtung von dem zugeordneten A/D-Wandler des j-ten Kanals zugeführt ist.

9. Verfahren nach Anspruch 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß im Schritt b) der feste Bruchteil so gewählt wird, daß er nicht größer als 1/32 ist.

10. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß im Schritt b) der feste Bruchteil so gewählt wird, daß er gleich 2^{- x} ist, wobei die ganze Zahl x wenigstens 5 beträgt.

11. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß im Schritt b) die Anfangszeit von wenigstens einem Abgreifverschiebungszeitintervall t_Sj um ein anderes ganzzahliges Vielfaches des Verschiebungsgrundintervalls Δt verändert wird, um den Strahl dynamisch zu fokussieren, wenn sich die Erfindung R ändert.

12. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß als Schwingungsenergie Ultraschall-Energie verwendet wird.

13. Empfangseinrichtung für ein Abbildungssystem mit einer sektorabtastenden phasengesteuerten Anordnung einer Anzahl N von Wandlern (1, 2 . . . j, . . . n),) von denen jeder in einem anderen Kanal j mit 1 j N angeordnet ist und ein empfangenes Signal bei einer Schwingungsfrequenz F_u mit einer Amplitude liefert, die auf das Reflexionsvermögen eines Mediums unter einem Richtungswinkel R in bezug auf die Normale einer durch die Anordnung der N-Wandler gebildeten Ebene anspricht, mit einer Anzahl N von Analog/Digital-Wandlern (32a . . . 32n), von denen jeder verschiedene j direkt die augenblickliche Amplitude eines von dem j-ten Wandler (1, 2 . . . j, . . .n) aufgenommenen hochfrequenten Signals V_j in Ansprache auf jeden Impuls eines mehrere Impulse enthaltenden Abgreifsignals S_j für den j-ten Kanal in ein digitales Datenwort umwandelt,
einer Anzahl N von FIFO-Speichern (35-1 . . . 35-n), von denen ein jeder j in Ansprache auf jeden Impuls eines mehrere Impulse enthaltenden Schreibsignals W_j für den j-ten Kanal das Datenwort einspeichert und in Ansprache auf jeden Impuls eines mehrere Impulse enthaltenden Lesesignals R_d in FIFO-Reihenfolge das nächste sequentielle gespeicherte Datenwort wiedergibt,
einer Anzahl N von Kanallogikschaltungen (45a . . . 45n), von denen eine jede j unabhängig folgendes erzeugt:

• a) das Abgreifsignal S_j des j-ten Kanals mit einer Anzahl von aufeinanderfolgenden Impulsen, von denen jeder von den benachbarten Impulsen durch ein Abgreifzeitintervall T getrennt wobei T kleiner ist als der Kehrwert der doppelten Schwingungsfrequenz F_u der Wandler, und wobei jeder der Impulse des Abgreifsignals S_j einem Impuls eines eine Anzahl von jeweils um ein Abgreifzeitintervall T beabstandeten Impulsen enthaltenden Sychronisationssignals folgt und gegenüber diesem Impuls des Synchronisationssignals um ein Abgreifverschiebungszeitintervall t_Sj versetzt ist, das ein für jeden Kanal j und jeden gewünschten Winkel R, ausgewähltes erstes ganzzahliges Vielfaches M_j eines Verschiebungsgrundintervalls Δt ist, wobei Δt kleiner als T und ein fester Bruchteil des Kehrwertes der Schwingungsfrequenz F_u ist, wobei jedoch alle Impulse des Abgreifsignals S_j nach der Verschiebung mit dem dazwischenliegenden Abgreifzeitintervall T beinhaltet werden, bis ein weiterer Synchronisationsimpuls auftritt, und
• b) das Schreibsignal W_j des j-ten Kanals nach jedem Impuls des Abgreifsignals S_j und vor dem darauffolgenden nächsten Impuls des Abgreifsignals S_j,

gekennzeichnet durch eine Hauptlogikeinrichtung (54) zum Erzeugen jeweils einer Folge von Impulsen des Lesesignals R_d so zu einer Zeit, daß jedes der Anzahl N wiedergegebenen gespeicherten Datenwörter bei der Speicherung um ein Verzögerungszeitintervall T_dj verzögert worden ist, welches ein für jeden Kanal j und für jeden Winkel R gewähltes zweites ganzzahliges Vielfaches P_j des Verschiebungsgrundintervalls Δt ist, und
eine Verknüpfungseinrichtung (39a . . . 40) zum Zusammenfassen der Daten von allen N Datenwörtern, die in den N Speichern (35-1 . . . 35-n) vorhanden sind, in Ansprache auf die Impulse des Lesesignals R_d zur Ausgabe eines durch kohärente Summation erhaltenen Datenwortes.

14. Einrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß N geradzahlig ist und die Verknüpfungseinrichtung eine Anzahl N/2 von Einrichtungen (39a . . . 39b) aufweist, die jeweils die Datenwörter verknüpfen, die von zwei unterschiedlichen der N Speichereinrichtungen ausgegeben sind.

15. Einrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß N = 2^C ist, wobei C eine positive ganze Zahl größer als 1 ist, und die Verknüpfungseinrichtung eine sich verzweigende binäre Struktur aus (C-1) zusätzlichen Ebenen von Anordnungen zum Verknüpfen von zwei unterschiedlichen Datenwörtern aufweist, die von der Anordnung der unmittelbar höheren Ebene ausgegeben sind, wobei das abgegebene Datenwort aus einer einzelnen Anordnung der niedrigsten (C-ten) Ebene das Ausgangsdatenwort ist.

16. Einrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Kanallogikschaltungen (45a . . . 45n) das Verschiebungsgrundintervall Δt so erzeugen, daß es nicht mehr als 1/32 des Kehrwertes der Schwingungsfrequenz F_u ist.

17. Einrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Kanallogikschaltung (45a . . . 45n) das Verschiebungsgrundintervall Δt so erzeugen, daß es gleich 2^{- x} des Kehrwertes der Schwingungsfrequenz F_u ist, wobei die ganze Zahl x wenigstens 5 beträgt.

18. Einrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Hauptlogikeinrichtung (54) Mittel aufweist zum Liefern von mehreren Taktsignalen, jeweils bei einer unterschiedlichen Phase der gleichen Frequenz, und jede der N Kanallogikeinrichtungen (45a . . . 45n) Mittel aufweist zum Wählen einer von mehreren Taktsignalphasen und zum Zählen jedes Zyklusauftrittes davon, um jedes Abgreifsignal S_j für den j-ten Kanal zu generieren.

19. Einrichtung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß die Hauptlogikeinrichtung (54) Mittel aufweist zum Liefern jedes Synchronisationssignals, das ein Zeitintervall, vor jedem Lesesignalimpuls R_d auftritt, das im wesentlichen gleich einer gewählten Konstanten für jeden bestimmten Winkel R ist.

20. Einrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß jede Kanallogikeinrichtung (45 . . . 45n) Mittel aufweist zum Liefern der Werte der Vielfachen M_j und P_j als Antwort auf von außen gelieferte Winkel R-Daten.

21. Einrichtung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, daß jede Kanallogikeinrichtung (45a . . . 45n) auch extern zugeführten, die Entfernung R zu dem reflektierenden Medium angebenden Datenwert aufnimmt, und ferner Mittel aufweist zum Verändern gegenseitigen Phasenlage der Impulse der Abgreifsignale S_j, damit die dann aktiven Kanäle mit sich verändernder Entfernung richtig dynamisch fokussiert werden.

22. Einrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Hauptlogikeinrichtung Mittel aufweist zum Steuern der Zeit, zu der wenigstens ein Paar der Kanäle freigegeben sind, um in der Anordnung der Wandler aktiv teilzunehmen, um eine dynamische Apodisation zur Fehlerverkleinerung zu verwenden, wenn die Entfernung R kleiner als eine vorgewählte Strecke ist.

23. Einrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Schwingungsenergie Ultraschall-Energie ist.