DE3736105C1 - Verfahren zur Abtrennung eines periodischen zeitlich äquidistant amplitudengetasteten Signals - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung gemäß Oberbegriff Patentanspruch 1 bzw. 10; sie beschäftigt sich mit dem Problem, nach der gemeinsamen Übertragung eines periodischen zeitlich äquidistant amplitudengetasteten Signals zusammen mit einem Nachrichtensignal das periodische Signal im Empfänger wiederzugewinnen. Dieses Problem kann sich beispielsweise bei einer sogenannten "Direct-Sequence-Spread-Spectrum"-Übertragung stellen. Diese Art der Nachrichtenübertragung wird u. a. in dem Buch von R. C. Dixon "Spread-Spectrum-Systems", New York, John Wiley and Sons, 1976 beschrieben. Hierbei wird im Sender das zu übertragende Signal m(t) multiplikativ mit einem sogenannten Spreizcode c(t), einem periodisch wiederholten zweistufigen Pseudozufallssignal mit vergleichsweise großer Frequenzbandbreite, verknüpft. Diese Operation, eine Modulation mit dem Spreizcode c(t) als Trägersignal, wird meist als (Ver-)Spreizung bezeichnet. Im Empfänger muß zur Wiedergewinnung des Signals m(t) eine geeignete Demodulation, die sogenannte Entspreizung durchgeführt werden. Hierzu muß das empfangene oft stark gestörte Signal phasenkohärent mit einer Kopie (t) des Sendespreizcodes multipliziert werden. Nach dem Stand der Technik erfolgt die Bereitstellung der Codekopie durch einen lokal im Empfänger vorhandenen Codegenerator, wobei die Phasenlagen des Codes und des empfangenen Signals mit Hilfe einer Synchronisationsschaltung einander angeglichen werden, so daß (t) = c(t) wird. Wegen c(t) · c(t) = konstant wird daher der Code im Empfangssignal eliminiert, so daß im Idealfalle eine Schätzung (t) = m(t) für das zu übertragende Signal gewonnen werden kann.

Andere Arbeiten haben zum Ziel, den Spreizcode direkt aus dem Empfangssignal e(t) abzutrennen. In der Dissertation von K. H. Annecke "Enscheidungsunterstützte Synchronisationsverfahren für breitbandige Trägersignale", RWTH Aachen, 1980 wird hierfür eine "kohärente Spreizcodeaddition", kurz KA genannt, verbunden mit einem ersten Spreizcodeschätzer, vorgeschlagen. Der erste Spreizcodeschätzer hat die Aufgabe, aus dem Empfangssignal, das im Falle eines additiv überlagerten Störsignals n(t) durch

e(t) = m(t) · c(t) + n(t)

gegeben ist, eine erste "grobe", im allgemeinen stark fehlerbehaftete Spreizcodeschätzung (t) abzuleiten. Diese Spreizcodeschätzung wird anschließend mit Hilfe des Bausteins KA in eine praktisch fehlerfreie Spreizcodeschätzung (t) verwandelt, mit der dann letztendlich das empfangene Signal entspreizt werden kann. Nach der zuvor zitierten Dissertation sind unterschiedliche analoge und digitale Ausführungsformen für die KA bekannt, auch solche, die für Spreizcodes vorgesehen sind, die sich multiplikativ aus mehreren Teilcodes zusammensetzen. Allen diesen KA-Realisationen ist jedoch gemeinsam, daß jeweils eine stark fehlerbehaftete Eingangscodeschätzung (t) in eine weniger fehlerbehaftete Codeschätzung (t) gewandelt wird.

Je nach Art des zu übertragenden Nachrichtensignals m(t) und der Charakteristik des Störsignals kann sich jedoch die Gewinnung der ersten Spreizcodeschätzung (t) sehr schwierig gestalten. Beispielsweise könnte man bei einem weitgehend beliebigen frequenzmodulierten Bandpaß-Signal

m(t) = cos (ω_ot + ω_i(t) · t),

falls man im Empfänger bereits eine gute Schätzung (t)≈m(t) besitzt, durch Multiplikation mit ihr das Signal

z(t) = e(t) · 2 (t) ≈ e(t) · 2 m(t)
≈ c(t) + c(t) cos (2(ω_o + ω_i(t))t) + 2n(t) cos (ω_ot + ω_i(t)t)

gewinnen, das schließlich durch Unterdrückung der Signalanteile bei der einfachen und doppelten "Trägerfrequenz" mit Hilfe eines geeigneten Tiefpaßfilters in

übergehen würde. Da jedoch (t) als Voraussetzung für die Erzeugung von (t) angesehen werden muß, umgekehrt aber auch (t) nur dann durch Entspreizung aus dem Empfangssignal e(t) gewonnen werden kann, wenn der Spreizcode (t) bereits vorliegt, so führen derartige Lösungsansätze im allgemeinen zu stark verkoppelten Regelkreisen, deren Stabilität und Aquisitionsfähigkeit problematisch werden.

Der vorliegenden Erfindung lag deshalb die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art anzugeben, die in der Lage sind, mit relativ aufwandsarmen Mitteln aus einem Empfangssignal ein periodisches, zeitlich äquidistant amplitudengetastetes Signal mit hoher Schätzgenauigkeit zu gewinnen.

Diese Aufgabe wurde gelöst durch die kennzeichnenden Merkmale der Ansprüche 1 bzw. 10. Die Unteransprüche geben vorzügliche Weiterbildungen und Ausgestaltungen an.

Die Vorteile der vorliegenden Erfindung liegen darin, daß mit verhältnismäßig unaufwendigen Mitteln eine Abtrennung eines periodischen, zeitlich äquidistant amplitudengetasteten Signals aus einem Empfangssignal mit hoher Schätzgenauigkeit ermöglicht wird und dies ohne stark verkoppelte Regelkreise, deren Stabilität und Aquisitionsfähigkeit mit zunehmender Kopplung nachläßt.

Bei der vorliegenden Erfindung wird der Schätzer für (t) durch einen wesentlich einfacher zu realisierenden Schätzer für die Änderungen in der Hüllkurve des empfangenen Signals, bzw. für den Betrag dieser Änderungen, der durch

beschrieben werden kann, ersetzt. Die Zeit T, im folgenden als Spreizcodetakt bezeichnet, ist hierbei die konstante Zeitdauer eines einzelnen Codeelementes. Es ist unmittelbar einsichtig, daß auch dieses Schätzsignal wegen seiner unveränderten Periodizität durch den KA-Baustein in ein weniger fehlerhaftes Schätzsignal

verwandelt wird. Im folgenden seien diese beiden Schätzsignale, die offensichtlich Änderungen zwischen aufeinanderfolgenden Codeelementen anzeigen, als Differenzcode-Schätzungen bezeichnet. Setzt man einen Anfangswert (t = 0) = c(t = 0) voraus, so lassen sich alle zeitlich folgenden Codeelemente wegen c(t) · c(t) = 1 zu

(t) ≈ c(t) = c(t) · [c(t-T) · c(t-T)]
≈ (t) [(t-T) · (t-T)], t < 0

berechnen. Dies bedeutet, daß eine im folgenden als Differenzcode-Decoder bezeichnete Schaltungsanordnung, die die genannte Operation durchführt, das Ausgangssignal der KA in die gewünschte Spreizcodeschätzung (t) überführen kann.

Im folgenden wird die Erfindung anhand der Figuren näher erläutert.

Es zeigen

Fig. 1 das Blockschaltbild der Gesamtanordnung,

Fig. 2 zur näheren Erläuterung der Funktion der Gesamtanordnung Beispiele für die Signale in dieser Anordnung,

Fig. 3 eine erfindungsgemäße Anordnung für die Anwendung auf ein empfangenes Direct-Sequence-Spread-Spectrum-Signal, wobei in der ersten Spreizcodeschätzung die Kettenschaltung aus Hüllkurvenwandler B8 und Hüllkurvendemodulator B9 gemäß Anspruch 5 verwendet wird, für den Differenzcode-Decoder die modifizierte Schaltung gemäß Anspruch 8 eingesetzt ist, und die Verschaltung der möglichen Varianten der Taktableitung B7 bzw. B12 mit dem Restsystem durch gestrichelte Signalpfeile gekennzeichnet ist,

Fig. 4 Beispiele von Signalen der Gesamtanordnung, wobei sie für die Abtrennung des Spreizcodes aus einem empfangenen Spread-Spectrum-Signal verwendet wird,

Fig. 5 die Delay-locked-Loop-Schaltung für die Taktableitung nach Anspruch 4,

Fig. 6 ein Beispiel für den Hüllkurvendemodulator,

Fig. 7 drei Realisierungsbeispiele für die Pegelregelung zur ersten Schätzeinrichtung und

Fig. 8 eine Realisierung des modifizierten Differenzcode-Decoders nach Anspruch 11.

Das empfangene Signal

e(t) = m(t) _* c(t) + n(t)

entsteht durch die sendeseitige Verknüpfung eines Nachrichtensignals m(t) mit einem Codesignal c(t), die nicht notwendigerweise multiplikativ sein muß, und einer zusätzlichen Störung n(t). Der Code wird als getaktetes periodisches Signal mit Amplitudentastung vorausgesetzt.

Bei jeder Amplitudentastung soll c(t) sprungartig einen neuen Amplitudenwert annehmen. Für m(t) und n(t) sind sprungförmige Amplitudenänderungen nicht erlaubt.

Fig. 2 zeigt mit e(t) ein Beispiel für ein gestörtes Empfangssignal mit sprungförmigen Amplitudentastungen. Mit Hilfe eines prinzipiell bekannten Hüllkurvendemodulators (vgl. z. B. "Signalübertragung, Einführung in die Theorie der Nachrichtenübertragungstechnik", Springer-Verlag 1975, S. 207 ff. von H. D. Lüke) entsteht hieraus das Signal z1(t), das anschließend durch eine Differenzierschaltung in z2(t) gewandelt wird. Durch Abtastung mit dem eigens durch eine Taktableitung bereitgestellten Codetakt entsteht ein erstes "grobes" Schätzsignal (t), das Änderungen im Code anzeigt. Im allgemeinen kann dieses im folgenden als Differenzcodeschätzung bezeichnete Signal bedingt durch Störungen des Übertragungskanals stark fehlerbehaftet sein. Die Differenzcodefehler können aber mit Hilfe einer in "Entscheidungsunterstützte Synchronisationsverfahren für breitbandige Trägersignale", Dissertation an der RWTH Aachen 1980, S. 61 von K. H. Annecke beschriebenen sogenannten "kohärenten Additionsschaltung" nahezu vollständig eliminiert werden. Damit entsteht am Ausgang dieses Systembausteins das fast fehlerfreie Differenzcodesignal . Die fortlaufende Addition dieses Signals zum Inhalt eines getakteten Speichers wandelt den Differenzcode schließlich in die gewünschte Codeschätzung (t).

Bei einer Direct-Sequence-Spread-Spectrum-Übertragung stellt sich eine etwas vereinfachte Aufgabenstellung. Hierbei wird ein zu übertragendes Signal m(t) im Sender mit einem zweistufigen periodischen Pseudozufalls-Signal, dem sogenannten Spreizcode, multipliziert. Im einfachsten Fall kann m(t) z. B. ein sinusförmiges Signal konstanter Amplitude und c(t) eine Rechteckpulsfolge sein, multiplikativ verknüpft mit m(t).

Fig. 3 zeigt für dieses Beispiel die erfindungsgemäße Anordnung zur Regeneration des Spreizcodes im Empfänger und Fig. 4 die hierbei auftretenden Signale, wobei die Kanalstörungen n(t) zur Vereinfachung der Darstellung als nicht existent angenommen wurden. Mit Hilfe eines geeignet dimensionierten Hüllkurvenwandlers B8, für das vorliegende Beispiel kann dies ein auf die Mittenfrequenz von m(t) abgestimmtes Bandpaßfilter sein, entsteht ein Signal z1(t), das bei jeder sprungförmigen Änderung in c(t) eine durch das Übertragungsverhalten von B1 bestimmte typische "Deformation" in der "Hüllkurve" aufweist.

Fig. 4 zeigt als Beispiel ein mögliches Signal z1(t). Ein Hüllkurvendemodulator B9, für den prinzipielle Lösungen z. B. aus dem Buch von H. D. Lüke, "Signalübertragung", Springer-Verlag, Berlin, Heidelberg, New York 1975, S. 207 ff. bekannt sind, erzeugt mit z2(t) entsprechend Fig. 4 die Hüllkurve von z1(t). Der Quantisierer B3 bildet schließlich den Betrag der Differenzcode-Schätzung, der durch

dargestellt werden kann. Im Falle einer zweistufigen Quantisierungskennlinie entsteht hierbei das in Fig. 4 dargestellte Signal. Im allgemeineren Fall, wenn z. B. auch noch zusätzlich n(t) ≠ 0 vorausgesetzt wird, sind die Verhältnisse nicht mehr so einfach überschaubar. Sind jedoch n(t) und m(t) · c(t) unkorreliert, so wird (t) im statistischen Mittel häufiger den in Fig. 4 skizzierten "richtigen" Signalverlauf annehmen, als einen abweichenden "falschen" Verlauf. Eine korrekt dimensionierte und getaktete "kohärente Addition" B4 ist dann in der Lage die Fehler in (t) selbst bei hoher Störleistung in n(t) nahezu völlig zu eliminieren. Am Ausgang von B4 kann dann der skizzierte Signalverlauf

erwartet werden, der schließlich in einem Differenzcode-Decoder DD in die gewünschte Codeschätzung (t) verwandelt wird. Abweichend zu der in Fig. 1 dargestellten Realisierung des Decoders ist die in Fig. 3 angegebene Lösung für die Verarbeitung der Beträge des Differenzcodes ebenfalls geeignet. Hierbei wird eine durch ein Verzögerungsglied B11 verzögerte Version des Decoderausgangssignals in einem Multiplizierer B10 mit dem Decodereingangssignal multipliziert. Fig. 4 verdeutlicht diese Signalumformung. Zum Einschaltzeitpunkt t=0 des Systems erfolgt mit Hilfe des Umschalters S eine Vorbesetzung des Decoderausgangssignals auf den Anfangswert (t=0).

Das Eingangssignal (t) für die Schaltung B4, die vorteilhafterweise als "kohärente Addition" ausgeführt ist, wird je nach der Art des Signals e(t) durch die Auslegung der Systembausteine B1, B2 bzw. B8, B9 und B3 bestimmt. Im Falle eines Direct-Sequence-Spread-Spectrum-Signals bei einem frequenzmodulierten Signal m(t) konstanter Hüllkurve ist die Realisierung von B8 durch ein Bandpaßfilter günstig. Das Eingangssignal e(t) der Gesamtanordnung kann häufig unterschiedlich große Amplitudenwerte annehmen. Durch Ändern von nichtlinearen Übertragungsfunktionen in B9 bzw. durch deren Anpassung an die Quantisierungskennlinie von B3 können die Dynamikeigenschaften des Systems beeinflußt werden.

Fig. 6 zeigt mit der Hintereinanderschaltung eines Gleichrichters |X| und eines Tiefpaßfilters TP eine bekannte einfache Realisierungsform des Hüllkurvendemodulators B2 bzw. B9. Das Ändern der Nichtlinearität |X| in x² bzw. in oder in geeignete andere Funktionen erzeugt gezielte Verzerrungen im Ausgangssignal z2(t) des Demodulators entsprechend Anspruch 6, die die Aussteuerbarkeit des Systems dadurch verbessern können.

Fig. 5 zeigt eine mögliche an sich aus "Spread Spectrum Systems", Wiley and Sons, S. 210 von R. C. Dixon bekannte Delay-locked Loop-Schaltung, die neben anderen prinzipiell möglichen Schaltungen geeignet ist, das erforderliche Taktsignal im Empfänger bereitzustellen. Hierzu ist das Ausgangssignal der kohärenten Addition in mindestens zwei verschiedenen Phasenlagen (t-T/2 und t+T/2) mit dem Eingangssignal der kohärenten Addition zu korrelieren.

Fig. 7 zeigt die Ergänzung der Bausteine B1 und B2, bzw. B8 und B9 durch verschiedene Pegelregelschaltungen gemäß Anspruch 7. Die Pegelmeßeinrichtung PM bestimmt die Differenz zwischen einem wählbaren Sollpegel und dem Eingangssignal z2(t) des Quantisierers B3. Hieraus wird unter Verwendung eines geeignet zu dimensionierenden Regelfilters RF über eine Steuerspannung die Verstärkung eines Verstärkers V derart geregelt, daß die zuvor genannte Pegeldifferenz gegen einen möglichst kleinen Wert strebt. Der steuerbare Verstärker V kann prinzipiell, wie in Fig. 7 angegeben, an beliebiger Stelle zwischen Empfängereingang und Quantisierereingang angeordnet werden.

Fig. 8 zeigt die Modifikation des Differenzcode-Decoders nach Anspruch 9, wobei der Multiplizierer B10 durch ein EXOR-Gatter und das Verzögerungsglied B11 durch ein mit dem Codetakt getaktetes Flip-Flop FF ersetzt wurde. Die durch den Schalter S ermöglichte Vorbesetzung des Ausgangssignals wird in dieser Modifikation durch einen Setz- bzw. Rücksetzeingang am Flip-Flop erreicht. Die Funktion q ordnet den bisher beliebig zweistufigen Signalpegeln im Decoder die digitalen Werte

zu.

Claims (12)

1. Verfahren zur Abtrennung eines periodischen, zeitlich äquidistant n-stufig amplitudengetasteten Signals, im folgenden Code genannt, aus einem empfangenen mit dem Code multiplikativ verknüpften Nach­ richtenübertragungssignal e(t),
dadurch gekennzeichnet,
daß in einer ersten Schätzeinrichtung, die einen Hüllkurvendemodulator (B1), einen nachgeschalteten Differenzierer (B2) und einen Quantisierer (B3) enthält, ein Schätzsignal für die Code­ elementänderungen gewonnen wird,
daß anschließend Fehler in diesem als erste Differenzcodeschätzung bezeichneten Ausgangssignal (t) des Quantisierers (B3) in einer als kohärente Addition arbeitenden, an sich bekannten Schaltung (B4) reduziert werden, so daß eine zweite Differenzcodeschätzung entsteht, unddaß schließlich diese zweite Differenzcodeschätzung mit Hilfe eines Differenzdecoders (DD), der aus einem Addierer (B5) und einem Ver­ zögerungselement (B6), dessen Verzögerungszeit auf die Zeitdauer eines Codeelementes einzustellen ist, in den gewünschten periodischen Aus­ gangscode (t) der Gesamtanordnung gewandelt wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Empfangssignal ein Direct-Sequence-Spread-Spectrum-Signal ist.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das erforderliche Taktsignal mittels einer Taktableitungsschaltung (B7) aus dem Ausgangssignal des Hüllkurvendemodulators (B1) oder aus dem Ausgangssignal des Differenzierers (B2) gewonnen wird.

4. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Codetakt-Signal mit Hilfe einer Delay-locked-Loop-Schaltung (B12) durch Korrelation von Eingangs- und Ausgangssignal der Schaltung (B4) gewonnen wird.

5. Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche, mit n = 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsschaltung in der ersten Schätzeinrichtung eine Kettenschaltung aus einem Hüllkurvenwandler (B8) und einem Hüllkurvendemodulator (B9) besteht, so daß das Eingangssignal des Quantisierers (B3) zu einem Schätzsignal für den Betrag des Differenzcodes wird.

6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß in der Hüllkurvendemodulatorschaltung dort vorhandene Schaltungselemente mit nichtlinearer Übertragungsfunktion ersetzt werden durch Schaltungselemente mit anderen Übertragungsfunktionen, um gezielte Verzerrungen im Demodulatorausgangssignal zu erzeugen.

7. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Schätzeinrichtung ergänzt wird durch eine Pegelregelung, bestehend aus einer Meßeinrichtung für die Differenz zwischen einem wählbaren Sollpegel und dem Quantisierereingangspegel, einem dieser Einrichtung nachgeschalteten Regelfilter und einem steuerbaren Verstärker, der an beliebiger Stelle zwischen Empfängereingang und Quantisierereingang angeordnet sein kann, und dessen Verstärkungsfaktor vom Regelfilterausgangssignal gesteuert wird.

8. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, mit n = 2, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Differenzcodeschätzung anschließend decodiert wird, wobei durch Multiplikation (B10) des Decoder-Eingangssignals mit dem genau um einen Codeelementtakt in einem Verzögerungsglied (B11) verzögerten Decoderausgangssignal in den gewünschten periodischen Ausgangscode der Gesamtanordnung verwandelt wird, wobei zum Einschaltzeitpunkt t = 0 mit Hilfe eines Umschalters (S) der Anfangswert des Ausgangscodes auf einen vorbestimmten Wert (t=0) gesetzt wird.

9. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, mit n < 2, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Differenzcodeschätzung anschließend decodiert wird, wobei in einem Differenzcode-Decoder (DD) durch fortlaufende Addition (B5) des Decoder-Eingangssignals zu einem zu Beginn der Übertragung gelöschten Speicherinhalt (B6) in den gewünschten periodischen Ausgangscode (t) gewandelt wird.

10. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Schätzeinrichtung aus einer Serienschaltung eines Hüllkurvendemodulators (B1), eines Differenzierers (B2) und eines mit Hilfe eines ebenfalls aus dem empfangenen Signal mittels einer Taktableitungsschaltung (B7) gewonnenen Codetakt-Signal getakteten zwei- oder höherstufigen Quantisierers (B3) besteht und daß beim Quantisierer die Anzahl der Quantisierungsstufen mindestens so groß zu wählen ist, daß die Werte der verschiedenen möglichen Codeelementänderungen unterschieden werden können.

11. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Multiplizierer (B10) durch ein EXOR-Gatter und/oder das Verzögerungsglied (B11) durch ein mit dem Codetakt getaktetes Flip-Flop (FF) mit Setz- bzw. Rücksetzeinrichtung realisiert werden.

12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung (B4) als fortlaufende kohärente Addition aller Spreizcodeelemente realisiert ist.