DE3700417A1 - Steuerschaltung fuer signaluebertragung - Google Patents
Steuerschaltung fuer signaluebertragungInfo
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- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 title description 2
- 230000008929 regeneration Effects 0.000 claims description 6
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 claims description 6
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 5
- 230000004913 activation Effects 0.000 claims description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 6
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 5
- 238000013016 damping Methods 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 3
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 3
- 230000009849 deactivation Effects 0.000 description 2
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 2
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 2
- 238000002407 reforming Methods 0.000 description 2
- 230000007480 spreading Effects 0.000 description 2
- 238000005513 bias potential Methods 0.000 description 1
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000001902 propagating effect Effects 0.000 description 1
- 230000001172 regenerating effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/36—Repeater circuits
Description
Die Erfindung betrifft eine Schaltung zur Steuerung der Übertragung
von Signalen über Telefonleitungen, insbesondere die Übertragung von
pulscodemodulierten (PCM) Signalen.
Wenn sich Datensignale längs einer Telefonleitung oder eines Kabels
ausbreiten, dann erleiden sie erhebliche Verzerrungen. Um die längs
Telefonleitungen sich ausbreitenden Datensignale (hinsichtlich Form,
Amplitude und Frequenz) unversehrt zu erhalten, werden etwa alle
1,83 km (6000 Fuß) entlang den Telefonleitungen "Regeneratoren"
angeordnet. Diese haben folgende Funktion: a) Abfühlen, ob von einem
Kabelabschnitt empfangene Signale vorhanden sind; b) Bestimmen,
ob die empfangenen Signale "Daten" oder "Störungen" sind; und
c) Regenerieren der Datensignale zur Übertragung zum nächsten
Kabelabschnitt bei Unterdrückung der Übertragung von Stör- oder
Rauschsignalen.
Bekannte Schaltungen im Stande der Technik benutzen verschiedene
Amplitudendiskriminatorverfahren (beispielsweise Spitzendetektoren),
um die Amplitude der Signale auf der Leitung abzufühlen. Liegt die
Signalamplitude unter einem vorbestimmten Pegel, dann wird das
Leitungssignal als Rauschen gewertet und unterdrückt. Liegt die
Signalamplitude über dem vorbestimmten Pegel, dann wird sie als
gültiges Signal gewertet und zur Weiterübertragung regeneriert.
Die bekannten Prinzipien versagen jedoch bei gestörter Umgebung, wo die
Amplitude der Steuersignale größer als der vorbestimmte Pegel ist.
Rauschsignale mit hoher Amplitude werden dann als Datensignale gewertet
und längs der Leitung übertragen.
Dieses Problem wird gemäß der Erfindung überwunden durch Prüfung
der Frequenz und Amplitude der Leitungssignale.
Eine Schaltung nach der Erfindung enthält eine Einrichtung zum
Abfühlen der Amplitude und Frequenz der Signale, die von einem
Abschnitt eines Telefonkabels empfangen werden, und zur Weiterleitung
nur derjenigen empfangenen Signale zum nächsten Abschnitt
des Telefonkabels, deren Amplitude größer als ein voreingestellter
Pegel ist und deren Frequenz innerhalb eines vorbestimmten Bereiches
liegt.
In den beiliegenden Zeichnungen, in denen gleiche Teile mit denselben
Bezugsziffern bezeichnet sind, zeigen
Fig. 1 ein vereinfachtes Blockschaltbild einer Regenerierschaltung
gemäß der Erfindung;
Fig. 2 ein Diagramm von Signalformen, die an verschiedenen Punkten
der Schaltung nach Fig. 1 vorliegen;
Fig. 3 ein Schaltbild eines Teils der erfindungsgemäßen Schaltung
und
Fig. 4 Signalformen, die an verschiedenen Punkten der Schaltung
nach Fig. 3 auftreten.
Die Erfindung sei zunächst anhand der Fig. 1 und 2 erläutert. Gemäß
Fig. 1 ist eine Quelle 6 von Datensignalen E 1 mit einem Ende an
einem ersten Knoten 1 einer Telefonleitung 81 verbunden. Die Quelle
6 kann die ursprüngliche signalerzeugende Quelle sein oder auch
ein Regenerator, dessen Ausgang mit dem nächsten Kabelabschnitt 81
des Telefonkabels verbunden ist. Typischerweise kann die Amplitude
der am Knotenpunkt 1 entstehenden Signale E 1 fest angenommen werden
(beispielsweise +3 Volt oder -3 Volt), und ihre Wiederholfrequenz
kann fest sein (beispielsweise 1,544 MHz) wie die Signalform E 1 in
Fig. 2 veranschaulicht. Die Signale E 1 breiten sich entlang der
Telefonleitung längs des Telefonleitungsabschnittes 81, der beispielsweise
1,83 km (6000 Fuß) lang sein kann, bis zum nächsten
Regenerator 11 aus. Hierbei erleiden die Signale E 1 Verzerrungen
und können um die 0 Volt-Bezugslinie verschoben werden. Praktisch
können die am Ende des Leitungsabschnittes 81 (also am Anschluß 2)
ankommenden Signale die durch die Kurvenform E 2 in Fig. 2 dargestellte
Form haben. Man sieht, daß Amplitude und Form des Signals E 1
sich erheblich verändert haben.
Die am Anschluß 2 ankommenden Signale E 2 werden über einen Transformator
T 1 zum Regenerierer 11 gekoppelt, der die empfangenen Datensignale
wieder regeneriert und in ihre ursprüngliche Form bringt und
damit trotz Zuführung verzerrter Signale, wie sie die Kurvenform E 2
in Fig. 2 zeigt, zu seinem Eingang an seinem Ausgang Impulse liefert,
wie sie in Fig. 2 als E 1 dargestellt sind und ähnliche Charakteristika
(Amplitude und Frequenz) wie die ursprünglichen Eingangssignale E 1
haben. Wie noch genauer erläutert wird, unterdrückt der Regenerator
auch die Erzeugung von Signalen an seinem Ausgang, wenn das Signal
E 1 an seinem Eingang ein Zufallsrauschsignal ist, was beispielsweise
auftreten kann, wenn die Telefonleitung unterbrochen ist.
Die Sekundärwicklung des Transformators T 1 ist mit dem Eingang einer
Dämfungsschaltung 12 in Form einer im angelsächsichen Sprachgebrauch
als Automatic Line Build Out (ALBO) attenuator network, angeschlossen,
deren Ausgang mit dem Eingang einer Verstärkerschaltung 14 verbunden
ist. Die Dämfungs- und Verstärkerschaltungen 12 und 14 enthalten
Schaltungen zur Neuformung und Wiederherstellung der gedämpften und
verbreiterten E2-Signale, die am Eingang des Regenerators empfangen
wurden. In Abhängigkeit von den Signalen E 2 erzeugen die Schaltungen
12 und 14 am Ausgangspunkt der Verstärkerschaltung 14 Signale E 3
konstanter Amplitude mit Eigenschaften, wie sie die Wellenform E 3 in
Fig. 2 zeigt.
Die Verstärkerschaltung 14 dient somit der Wiederherstellung der
Symmetrie der Signale um eine Bezugsspannung (beispielsweise 2,5 Volt)
und zur Verstärkung der Signale. Das am Knotenpunkt 3 erzeugte Signal
E 3 hat dieselbe Frequenzverteilung wie das Eingangssignal (E 1 und E 2),
und seine Amplitude wird durch die Schaltungen 12 und 14 bestimmt.
Die am Knotenpunkt 3 erzeugten Signale werden dann über drei unterschiedliche
Signalwege zur weiteren Verarbeitung geführt, wie nachstehend
erläutert wird. Der erste Pfad besteht aus einem ALBO-
Schwellenwertvergleicher- und Spitzendetektor 16, einem Filter und
einem Amplitudenschwellenwertdetektor 19, welcher bestimmt, ob die
Amplitude des Eingangssignals über einen vorbestimmten Pegel liegt.
Der zweite Pfad besteht aus einem Taktschwellwertvergleicher 20,
einem Filter 22 hoher Güte Q, einer Begrenzerverstärkerschaltung 24
und einer eine Frequenz in einen Gleichspannungspegel umwandelnden
Konverterschaltung 26, die bestimmt, ob die Frequenz des Eingangssignals
innerhalb eines zulässigen Frequenzbereiches liegt. Die Ausgänge
des ersten und zweiten Signalweges sind mit einer UND-Schaltung
28 gekoppelt zur Bildung eines Aktivierungs- oder Deaktivierungssignals,
welches einen Ausgangspuffer 30 steuert. Der dritte Signalweg
besteht aus einer Datenschwellwertvergleichsschaltung 32 zur Neuformung
des Eingangssignals und Zuführung desselben zum Ausgangspuffer
30. Ist der Puffer aktiviert, dann werden die neugeformten Signale
über einen Transformator T 2 zum nächsten Kabelabschnitt übertragen.
Ist der Puffer deaktiviert, so werden keine Signale übertragen.
Schaltungen zur Durchführung der Funktionen der Blöcke 12, 14, 16, 18,
20, 22, 24 und 32 sind bekannt. In diesem Zusammenhang sei beispielsweise
auf ein System hingewiesen, welches ähnliche Funktionsblöcke
wie oben genannt enthält und im Artikel "Design of an Integrated
Cirduit for The T1C Low-Power Line Repeater" von Paul C. Davis u. a.
im IEEE Journal of Solid-State Circuits, Band SC-14, Nr. 1, vom
Februar 1979 auf den Seiten 109-120 beschrieben ist. Daher braucht
die Schaltung aus den Blöcken 12, 14, 16, 18, 20, 22, 24 und 32 nicht
im einzelnen erläutert zu werden, und es kann jede geeignete Schaltung,
welche die in den genannten Blocks ausgeführten Funktionen durchführt,
verwendet werden. Zum besseren Verständnis der folgenden detaillierten
Beschreibung der Erfindung sei jedoch Betriebsweise und Funktion der
das System bildenden Blockschaltungen kurz erläutert.
Das am Knotenpunkt 3 entstehende Signal E 3 wird einer Schaltung 16
zugeführt, welche die Spitzenamplitude der Signale E 3 fühlt und
feststellt. Der Ausgang der Schaltung 16 ist mit einem Filter 18
verbunden, um an dessen Ausgangspunkt 4 einen Gleichspannungspegel
E 4 zu erzeugen, der als Rückführungssignal zur Steuerung des
Dämpfungsmaßes in der ALBO-Dämpfungsschaltung 12 verwendet wird, so
daß das Signal E 3 eine relativ konstante Amplitude behält. E 4 hängt
mit E 3 folgendermaßen zusammen: Für Werte von E 3, die unter dem
vorbestimmten ALBO-Schwellwert liegen, ist E 4 0 oder fast 0 Volt.
Übersteigt der Pegel von E 3 den vorbestimmten ALBO-Schwellwert, dann
steigt E 4 schnell und proportional zu den kleinen Änderungen von E 3.
Das Signal E 4 wird auch einem Amplitudendetektor 19 zugeführt, der
bestimmt, ob die Amplitude von E 4 oberhalb oder unterhalb eines vorbestimmten
Wertes liegt. Liegt die Amplitude von E 4 unter dem
voreingestellten Pegel, dann wird das Eingangssignal als Rauschen
gewertet, und das am Ausgang, dem Knotenpunkt 10, des Detektors 19
erzeugte Signal dient der Anzeige, daß das Eingangssignal E 2 nicht
gilt. Liegt die Amplitude von E 4 über dem voreingestellten Pegel,
dann wird das Signal E 10 benutzt, um anzuzeigen, daß die Amplitude
des Eingangssignals gültig ist.
Die Signale E 3 werden auch einer Taktschwellwertvergleichsschaltung 20
zugeführt, welche die positiven und negativen Teile der Signale E 3
abschneidet und addiert, so daß am Knotenpunkt 5 ein Ausgangssignal
der Form E 5 entsteht, welches die doppelte Frequenz der Signale E 1,
E 2 oder E 3 hat, wie es beispielsweise die Kurvenform E 5 in Fig. 2
zeigt. Dieses Ausgangssignal E 5 der Vergleichsschaltung 20 wird einem
abgestimmten Tankfilter hoher Güte Q von beispielsweise 100 oder mehr
zugeführt, so daß am Knotenpunkt 16 Schwingungen mit einer Einhüllenden
auftreten, wie es die Signalform E 6 in Fig. 2 zeigt. Die Form der
Einhüllenden und die Amplitude der Signale innerhalb der Einhüllenden
zu jedem Zeitpunkt hängt von der Anzahl der der Tankschaltung zugeführten
Eingangsimpulse und ihrer Frequenz ab. Die Schaltung 22 hoher
Güte arbeitet als Schmalbandpaßfilter, welches Signale mit Frequenzen
(oder Oberwellen) von anderer als der Resonanzfrequenz der Schaltung
24 erheblich dämpft. Kurz gesagt, führen nur solche Signale, die
einen minimalen Energiepegel bei oder dicht bei der Resonanzfrequenz
oder bei einer Oberwelle der Resonanzfrequenz liegen, bei Zuführung
zur Schaltung 22 zu Schwingungen der Schaltung, wie sie die Kurvenform
E 6 in Fig. 2 zeigt. Wenn beispielsweise die dem Eingang der
Schaltung 22 zugeführten Signale keine Frequenzkomponente bei oder
dicht bei der Resonanzfrequenz haben, dann werden sie ausgefiltert,
und am Ausgang der Filterschaltung treten Störsignale geringer Amplitude
auf. Das Ausgangssignal der Filterschaltung 22 wird einem Begrenzerverstärker
24 zugeführt, dessen Ausgangssignal bei Zuführung eines
Eingangssignals E 6 in Fig. 2 mit E 7 angegeben ist.
Bei Schaltungen nach der Erfindung wird das Ausgangssignal E 7 des
Begrenzerverstärkers einer Konverterschaltung 26 zugeführt, welche
eine Frequenz in einen Gleichspannungspegel E 8 umwandelt, der an
ihrem Ausgangsknotenpunkt 8 entsteht, wenn die Signale E 3, E 5 und E 6
die richtige Frequenz haben. Das Signal E 8 am Knotenpunkt 8 und das
Signal E 10 am Ausgang des Schwellwertdetektors 19 werden den Eingängen
einer UND-Schaltung 28 zugeführt, und wenn beide Signale E 8
und E 10 mit einer vorbestimmten Amplitude vorhanden sind, dann liefert
die UND-Schaltung 28 ein Ausgangssignal D, welches den Ausgangspuffer
30 aktiviert. Liegt die Amplitude eines oder beider Signale E 10 oder
E 8 unter dem vorbestimmten Pegel, dann dient das Ausgangssignal der
UND-Schaltung 28 zur Sperrung des Puffers 30.
Das als Datensignal definierbare Signal E 3 wird einem Datenschwellwertvergleicher
32 zugeführt, an dessen Ausgangsknotenpunkt 9 Impulse E 9
auftreten, deren Eigenschaften aus den Wellenformen E 9 a und E 9 b in
Fig. 2 ersichtlich sind. Die Signale E 9 werden dem Ausgangspuffer
30
zugeführt, und wenn dieser aktiviert ist, werden die Signale E 9 wieder
miteinander kombiniert und verstärkt und der Primärwicklung eines
Tranformators T 2 zugeführt, dessen Sekundärwicklung mit dem Telefonkabel
verbunden ist, über welches Datensignale E 1 weiter übertragen
werden, deren Eigenschaften gleich oder ähnlich wie diejenigen der
Originalsignale E 1 sind.
Zum besseren Verständnis der Erfindung sind in Fig. 3 in detaillierter
Form die Schaltungen veranschaulicht, welche die Amplitudenschwellwertermittlung
(Schaltung 19) und die Umwandlung der Frequenz in den
Gleichspannungspegel (Schaltung 26) und die UND-Funktion bewirken.
Die Konverterschaltung 26 enthält gemäß Fig. 3 einen Eingangsanschluß
7, dem das Wechselsignal (E 7) zugeführt wird, welches am Ausgang der
Schaltung 24 entsteht. Das am Knotenpunkt 7 vorhandene Wechselsignal
wird über einen Kondensator C 1 in Wechselspannungskopplung zum Knotenpunkt
A übertragen. Drain und Gate eines N-leitenden Isolierschicht-
Feldeffekttransistors N 3 sind mit dem Knotenpunkt A verbunden, die
Sourceelektrode des Transistors N 3 ist an Massepotential geführt.
Der Transistor N 3 arbeitet als Diode zur Begrenzung des positiven
Potentials, welches am Knotenpunkt A entstehen kann, auf einen
Wert einer Schwellwertspannung V TH oberhalb Massepotential, wobei
V TH die Schwellenspannung von N 3 ist. Jedoch begrenzt N 3 nicht den
Wert der negativen Spannung, die am Knotenpunkt A auftreten kann.
Ein N-leitender IGFET N 4 ist mit seiner Drain-Source-Leitungsstrecke
zwischen den Knotenpunkt A und einen Knotenpunkt B geschaltet, welcher
den Ausgang des Konverters 26 bildet und an dem ein Ausgangssignal
E 8 entsteht. Dem Gate des Transistors N 4 wird eine Vorspannung VB 2
zugeführt, die beispielsweise 1,6 Volt beträgt. Zwischen dem Knotenpunkt
B und Massepotential liegt ein Kondensator C 2. Ein P-leitender
Stromquellen-IGFET P 3 liegt mit seiner Source-Drain-Leitungsstrecke
zwischen dem Potential V DD und den Knotenpunkt B. Seinem Gate wird
eine Vorspannung VB 1 zugeführt, welche ihn normal leitend hält. Bei
der Schaltung nach Fig. 3 ist P 3 ein kleines hochohmiges Element,
welches einen Strom von etwa 2 µA in den Knotenpunkt B fließen läßt,
wenn V DD bei 5 Volt liegt. Der Knotenpunkt B ist an einem Eingang
eines NAND-Tores mit zwei Eingängen angeschlossen, welches die UND-Schaltung
28 bildet und Transistoren P 5, N 5 und P 6, N 6 enthält.
Die Betriebsweise des Frequenz-Gleichspannungs-Konverters 26 läßt
sich am besten erläutern, wenn man zur Veranschaulichung annimmt,
daß das am Anschluß 7 zugeführte frequenzabhängige Signal eine
Rechteckwelle ist. Wenn das dem Regeneratoreingang zugeführte Signal
E 1 die richtige Frequenz hat, dann entsteht am Knotenpunkt 7 ein
Impulssignal E 7, wie bereits angedeutet wurde. Als Beispiel sei angenommen,
daß die Amplitude der Impulssignale 5 Volt beträgt und von
0 Volt auf +5 Volt übergeht. Die Signalformen nach Fig. 4 zeigen,
daß ein positiver Übergang des Signals E 7 zum Zeitpunkt t 0 einen
Anstieg des Signals am Knotenpunkt A auf einen Wert von V TH zur Folge
hat, wobei V TH die Schwellenspannung des Transistors N 3 ist. Für die
nachfolgende Erläuterung sei angenommen, daß die Schwellenspannung
V TH der Transistoren ein Volt betrage. Wenn also das Signal E 7 von
0 auf +5 Volt anwächst, dann wird der Knotenpunkt A auf etwa 1 Volt
geklemmt. Zum Zeitpunkt t 1, wenn das Eingangssignal +5 Volt auf
0 Volt übergeht, dann wird die negative Flanke von 5 Volt über den
Kondensator C 1 zum Knotenpunkt A gekoppelt. Dieser negative Übergang
läßt das Potential am Knotenpunkt +A von V TH auf [+V TH -5]Volt wechseln,
und nimmt man V TH gleich 1 Volt an, dann sucht V A in negativer Richtung
auf einen Spannungspegel von -4 Volt überzugehen. Da jedoch in
der Praxis eine Diode D 3 zwischen Source und Drain des TransistorsN 3
liegt oder gebildet wird, wird der negative Spannungssprung am
Knotenpunkt A auf V TN unterhalb Masse begrenzt. Ist die Spannung am
Knotenpunkt A negativer als [VB 2-V TH ], dann wird der Transistor N 4
leitend und entlädt den Kondensator C 2 in den Knotenpunkt A, so daß
die Spannung am Knotenpunkt B auf den gleichen Wert wie am Knotenpunkt
A gezogen wird. Ist VB 2 gleich 1,6 Volt und V TH gleich 1 Volt,
dann wird der Transistor N 4 leitend gemacht, sobald das Potential
am Knotenpunkt A unter 0,6 Volt sinkt. Wenn also das frequenzabhängige
Signal E 7 am Knotenpunkt 7 liegt und eine genügende Amplitude hat, um
das Potential am Knotenpunkt A unter 0,6 Volt zu drücken, dann wird
N 4 leitend und entlädt den Kondensator C 2 und zieht das Potential am
Knotenpunkt B auf oder in die Nähe von Massepotential. Ist C 1 0,35 pF
und C 2 1 pF groß, dann dauert es drei Zyklen, bis der Knotenpunkt B
auf Masse oder einen Pegel unterhalb V TH entladen ist, wie die
Signalform B in Fig. 4 zeigt.
Ist E 7 vorhanden, dann liegt die Spannung E 8 am Knotenpunkt B bei oder
dicht bei 0 Volt (also auf einem NIEDRIGEN Wert). Hat E 8 also eines
der beiden Eingangssignale der UND-Schaltung 28 einen niedrigen Wert,
dann wird P 5 leitend und N 5 gesperrt. Hat E 10 ebenfalls einen niedrigen
Wert, dann ist das Ausgangssignal D der Schaltung 28 HOCH. Bei Fehlen
des frequenzabhängigen Signals am Knotenpunkt 7 lädt sich der
Knotenpunkt 8 auf etwa 1 Volt auf, und N 4 wird gesperrt. Dann lädt
der vom Stromquellentransistor P 3 gelieferte Strom den Kondensator C 2
auf, dessen Spannung auf V DD Volt ansteigt. Steigt die Spannung am
Knotenpunkt B über V TH Volt an, dann wird der Transistor N 5 leitend
und der Transistor P 5 gesperrt. Durch das Einschalten von N 5 wird
das Ausgangssignal D der Schaltung 28 auf Masse geklemmt und dem
Ausgangspuffer 30 der Regenerierschaltung ein Sperr- oder Deaktivierungssignal
zugeführt.
Der Amplitudenschwellwertdetektor 19 aus den Isolierschicht-
Feldeffekttransistoren P 7, N 7 und N 8 liefert das Eingangssignal E 10
an die UND-Schaltung 28. Der Leitungsweg des Transistors T 7 ist
zwischen V DD und den Ausgangsknotenpunkt C geschaltet, an dem ein
Gleichspannungssignalpegel E 10 erzeugt wird. Das Gate von P 7 ist auf
einen Vorspannungspotentialpunkt VB 1 geführt. Bei der Schaltung nach
Fig. 3 ist der Transistor P 7 so gemessen, daß er einen Strom von etwa
3 µA liefert, wenn V DD bei 5 Volt liegt. Die Leitungswege der
Transistoren N 7 und N 8 liegen in Reihe zwischen dem Knotenpunkt C
und Masse. Das Gate des Transistors N 8 ist mit seiner Drainelektrode
und mit der Sourceelektrode des Transistors N 7 verbunden, wobei N 8 als
Offset-Diode zwischen der Sourceelektrode von N 7 und Masse wirkt. Das
Gate des Transistors N 7 ist an den Knotenpunkt 4 geführt, welchem
der (von der Schaltung 16 und dem Filter 18 abgeleitete) Gleichspannungspegel
zugeführt wird, der die Amplitude der am Eingang der
Regenerierschaltung vorhandenen Signale anzeigt.
Wenn das Signal E 4 von dem ALBO-Spitzendetektor 16 und der Filterschaltung
18 positiver als zwei Schwellwertspannungen ist ( also 2V TH ),
wobei ein Schwellwert die Spannung V TH des Transistors N 8 und der
andere Schwellwert die Spannung V TH des Transistors N 7 darstellt, dann
ist das Ausgangssignal E 10 des Detektors 19 bei oder nicht bei einem
Schwellwertspannungsabfall, oder geht auf diesen über, der als
NIEDRIG betrachtet wird. Ist E 4 kleiner als 2V TH , dann ist E 10 gleich
oder dicht bei V DD Volt, was als Logikwert HOCH angesehen wird.
Ist das Signal E 7 am Anschluß 7 vorhanden und zeigt damit an, daß das
dem Regeneratoreingang zugeführte Signal innerhalb des richtigen
Frequenzbereiches liegt, dann hat das Signal am Knotenpunkt B einen
niedrigen Wert. Wenn daher das frequenzabhängige Signal am Knotenpunkt
7 und das amplitudenabhängige Signal am Knotenpunkt 4 vorhanden sind,
dann haben die Signale B und C einen niedrigen Wert, so daß die
Transistoren P 5 und P 6 in der UND-Schaltung 28 leitend werden und die
Transistoren N 5 und N 6 gesperrt werden, wobei das Ausgangssignal D
HOCH ist. In diesem Falle wird der Ausgangspuffer 30 der Regeneratorschaltung
aktiviert, und die neugeformten Signale E 9 a und E 9 b werden
weiter verstärkt und durch den Puffer miteinander kombiniert und über
den Transistor T 2 auf das Kabel zur Ausbreitung längs der Leitung
gekoppelt. Der Ausgangspuffer 30 verstärkt, kombiniert, formt neu
und beschneidet die Signale E 9 und erzeugt Signale E 1 gleich den
Urpsrungssignalen E 1 zur Ausbreitung entlang des nächsten
Telefonleitungsabschnittes.
Wenn eines der Signale B oder C HOCH ist und damit anzeigt, daß
entweder die Amplitude des sich ausbreitenden Signals zu niedrig
oder seine Frequenz falsch ist, oder beides, dann wird entweder der
Transistor N 5 oder der Transistor N 6 leitend und läßt das Ausgangssignal
D NIEDRIG werden. In diesem Fall wird verhindert, daß das
Datensignal sich auf der Telefonleitung weiter ausbreitet.
Claims (3)
1) Signalregenerierschaltung für Telefonkabel mit einem
Eingangskreis (T 1) zum Empfang eines Signales (E 2) von einem
Abschnitt eines Telefonkabels, gekennzeichnet durch eine mit
dem Eingangskreis gekoppelte Schaltung (12, 14, 16, 18, 19, 20, 22, 26, 28),
die in Abhängigkeit von Amplitude und Frequenz des vom Eingangskreis
empfangenen Signals ein Aktivierungssignal (D) erzeugt, wenn sowohl
die Amplitude des empfangenen Signals größer als ein vorbestimmter
Pegel ist als auch die Frequenz des empfangenen Signals innerhalb
eines vorbestimmten Frequenzbereiches liegt,
und durch einen selektiv aktivierbaren Ausgangskreis (30, 32),
der in Abhängigkeit von dem Aktivierungssignal und von dem
Eingangskreis empfangenen Signalen ein regeneriertes Signal (E 1′)
zur Übertragung zu einem nachfolgenden Abschnitt des Telefonkabels
erzeugt.
2) Regenerierschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die auf die Amplitude und Frequenz des vom Eingangskreis
empfangenen Signals reagierende Schaltung enthält:
eine erste Einrichtung (16, 18, 19), die in Abhängigkeit von der Amplitude des empfangenen Signals ein erstes Signal (E 10) erzeugt, das einen ersten bzw. einen zweiten Wert hat, wenn die Amplitude des empfangenen Signals oberhalb bzw. unterhalb eines voreingestellten Pegels liegt,
und eine zweite Einrichtung (20, 22, 24, 26), die in Abhängigkeit von der Frequenz des empfangenen Signals ein zweites Signal (E 8) erzeugt, das einen ersten bzw. zweiten Wert hat, wenn die Frequenz des empfangenen Signals innerhalb bzw. außerhalb eines vorbestimmten Bereichs liegt.
i
eine erste Einrichtung (16, 18, 19), die in Abhängigkeit von der Amplitude des empfangenen Signals ein erstes Signal (E 10) erzeugt, das einen ersten bzw. einen zweiten Wert hat, wenn die Amplitude des empfangenen Signals oberhalb bzw. unterhalb eines voreingestellten Pegels liegt,
und eine zweite Einrichtung (20, 22, 24, 26), die in Abhängigkeit von der Frequenz des empfangenen Signals ein zweites Signal (E 8) erzeugt, das einen ersten bzw. zweiten Wert hat, wenn die Frequenz des empfangenen Signals innerhalb bzw. außerhalb eines vorbestimmten Bereichs liegt.
i
3) Regenerierschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet,
daß die auf die Amplitude und Frequenz des vom Eingangskreis
empfangenen Signals reagierende Schaltung ferner eine logische
UND-Schaltung (28) enthält, die mit der ersten und der zweiten
Einrichtung gekoppelt ist und dann, wenn das erste und das zweite
Signal ihre ersten Werte haben, das Aktivierungssignal zur
Zuführung zum selektiv aktivierbaren Ausgangskreis erzeugt.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US06/817,489 US4882749A (en) | 1986-01-09 | 1986-01-09 | Control of signal transmission |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3700417A1 true DE3700417A1 (de) | 1987-07-16 |
DE3700417C2 DE3700417C2 (de) | 1991-07-11 |
Family
ID=25223196
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19873700417 Granted DE3700417A1 (de) | 1986-01-09 | 1987-01-08 | Steuerschaltung fuer signaluebertragung |
Country Status (8)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4882749A (de) |
JP (1) | JPS62178045A (de) |
CA (1) | CA1260643A (de) |
DE (1) | DE3700417A1 (de) |
FR (1) | FR2592751B1 (de) |
GB (1) | GB2186159B (de) |
IT (1) | IT1214583B (de) |
SE (1) | SE8700039L (de) |
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JPH0444453B2 (de) | 1992-07-21 |
IT8622735A0 (it) | 1986-12-17 |
CA1260643A (en) | 1989-09-26 |
GB2186159B (en) | 1989-10-25 |
GB2186159A (en) | 1987-08-05 |
JPS62178045A (ja) | 1987-08-05 |
IT1214583B (it) | 1990-01-18 |
GB8700127D0 (en) | 1987-02-11 |
SE8700039L (sv) | 1987-07-10 |
FR2592751A1 (fr) | 1987-07-10 |
DE3700417C2 (de) | 1991-07-11 |
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FR2592751B1 (fr) | 1988-10-07 |
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Legal Events
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OP8 | Request for examination as to paragraph 44 patent law | ||
D2 | Grant after examination | ||
8364 | No opposition during term of opposition | ||
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |