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Diese Erfindung betrifft Abtaster und insbesondere, jedoch
nicht ausschließlich, Wanderwellenabtaster.
Hintergrund der Erfindung
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Wie in Fig. 1 gezeigt, umfaßt der herkömmliche
Wanderwellenabtaster mit sechs Dioden, wie er zum Beispiel im Abtastkopf
eines digitalen Oszilloskops verwendet wird, zwei Ketten
dreier in Reihe geschalteter Dioden 2, 4, 6 und 8, 10, 12,
wobei die beiden Ketten parallel mit entgegengesetzter
Polarität geschaltet sind. Kürze Verzögerungsleitungen 14 und 16
sind zwischen den Dioden 4 und 6 bzw. den Dioden 10 und 12
vorgesehen. Die Dioden werden von den Diodenketten 20 und 22
und den Vorspannungsquellen 28 und 30 in den Aus-Zustand
vorgespannt. Um das am Eingangsanschluß 24 vorliegende Signal
abzutasten, werden von einem Strobegenerator
(Abtastimpulsgenerator) 18 über Koppelkondensatoren 32 und 34 und
Übertragungsleitungen 36 und 38 abfallende und ansteigende
Strobeimpulse (Abtastimpulse) an die Kathode der Diode 6 und die
Anode der Diode 12 angelegt. Die Dioden 2-12 werden auf der
Vorderflanke des Strobeimpulses eingeschaltet und daher kann
sich Ladung von dem Signaleingangsanschluß 24 über die Dioden
2, 4, 8 und 10 und Übertragungsleitungen 40 und 42 zu den
Verzögerungsleitungen 14 und 16 ausbreiten. Die Ladung breitet
sich weiter durch die Dioden 2, 4, 8 und 10 und die
Übertragungsleitungen 40 und 42 an die Verzögerungsleitungen 14 und
16 aus, solange die Dioden 2-12 eingeschaltet bleiben. Die
Dioden werden auf der Hinterflanke des Strobeimpulses
ausgeschaltet und daher wird auf den Verzögerungsleitungen
vorliegende Signalladung zwischen den Dioden 4 und 6 und den Dioden
10 und 12 gefangengehalten. Die Anstiegszeit des Abtasters
(die Zeit, in der sich Signalladung auf den
Verzögerungsleitungen sammeln kann) ist ungefähr gleich der Umlaufzeit auf
den Verzögerungsleitungen 14 und 16, d. h. 25 ps. Die Ladung,
welche auf den Verzögerungsleitungen gefangen ist, hat eine
Gleichtaktkomponente ("common mode component"), welche zu der
Spannung des Eingangssignals in Bezug steht. Die
Gleichtaktladung wird an einen Summierknoten A am Eingang eines
Fehlerverstärkers 26 angelegt. Ein invertierender Verstärker 27 ist
mit seinem Eingang über einen Widerstand 46 mit dem
Eingangsanschluß 24 verbunden. Die vom Verstärker 27 empfangene Ladung
wird invertiert und durch einen variablen Kondensator 48 in
den Summierknoten A eingeleitet. Der Ausgangsanschluß des
Verstärkers 26 ist so geschaltet, daß er über einen Integrator 50
mit einem Speichergatter positive Rückkopplung an das
Vorspannetz für die Dioden 2-12 anlegt. Das Speichergatter
empfängt einen Speichergatterimpuls vom Strobegenerator und
das Speichergatter ist während des Speichergatterimpulses
leitend. Die Vorderflanke des Speichergatterimpulses ist
synchron mit dem Strobeimpuls. Am Ende des
Speichergatterimpulses wird das Speichergatter nichtleitend und bricht die
positive Rückkopplungsschleife, um ungesteuerte Schwingung zu
verhindern. Die vom Verstärker 26 erstellte positive
Rückkopplung stellt den Pegel ein, auf dem Vorspannung an die Dioden
2-12 angelegt wird, so daß unmittelbar im Anschluß an jeden
Strobeimpuls der Verstärker 26 eine Ausgangsspannung erstellt,
welche die Differenz zwischen der Eingangssignalspannung an
einem Abtastpunkt und der Eingangssignalspannung am vorherigen
Abtastpunkt darstellt.
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Eines der Probleme, welche bei einem Diodenabtaster auftreten,
ist unter dem Begriff der Blowby-Verzerrung bekannt. Blowby
bezeichnet die Übertragung von Ladung durch eine Diode, wenn
diese sich im Aus-Zustand befindet. Bei einem
Wanderwellenabtaster beeinträchtigt ein Blowby die Ladungsmenge, welche
auf den Verzögerungsleitungen gefangen ist, wenn sich die
Dioden im eingeschalteten Zustand befinden, und verzerrt daher
den Wert des Fehlersignals, welches vom Fehlerverstärker
erzeugt wird, und wird an das Vorspannetz zurückgekoppelt. In
dem Abtaster aus Fig. 1 wird Blowby durch den Resistor 46 und
den Kondensator 48 kompensiert, welche an den Eingang von
Verstärker 26 eine Ladung legen, die von entgegengesetzter
Polarität, jedoch im wesentlichen in der Größe gleich derjenigen
ist, welche über die Dioden 2, 4, 8 und 10, die Widerstände 52
und 54 und Koppelkondensator 56 an den Verstärker 26 gelegt
wird, wenn sich die Dioden im Aus-Zustand befinden, und setzt
daher die Wirkung der über die Dioden übertragenen Ladung
außer Kraft. Die Reihenschaltung von Widerstand und Kapazität
in jedem Schaltungszweig, der vom Anschluß 24 zum Verstärker
26 führt, wirkt wie ein Hochpaßfilter und blockiert
niederfrequente Komponenten in der an den Verstärker übertragenen
Ladung. Die Dioden 2 und 8 sind mit den Dioden 4 und 10 in Reihe
geschaltet, um die Kapazität jedes Zweiges des Abtasters zu
verringern und somit die Grenzfrequenz der Hochpaßfilter zu
erhöhen. Obgleich der Kondensator 48 variabel ist, was eine
manuelle Einstellung zur Anpassung der Größe der durch den
Kondensator 48 übertragenen Ladung auf diejenige der durch die
Kapazität der Dioden 2 und 8 übertragenen Ladung ermöglicht,
unterliegt dieses Verfahren zur Kompensation von Blowby dem
Nachteil, daß es nicht leicht einzustellen ist, insbesondere
während des Betriebs des Abtasters.
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Eine zweite Einschränkung, der der Abtaster aus Fig. 1
unterliegt, ergibt sich aus der Tatsache, daß die Strobeimpulse
eine ausreichende Amplitude haben müssen, um die Summe aller
Umkehrvorspannungen in Sperrichtung der Dioden 2-12 überwinden
zu können, um diene Dioden auf der Vorderflanke des
Strobeimpulses einschalten und die Dioden auf der Hinterflanke des
Strobeimpulses ausschalten und somit die Signalladung auf den
Verzögerungsleitungen gefangenhalten zu können. Die
Umkehrvorspannung in Sperrichtung der Dioden 2 und 8 muß ausreichen,
so daß diese Dioden sich nicht zwischen Strobeimpulsen
einschalten. Daher legt die Amplitude der Strobeimpulse dem
dynamischen Bereich von Eingangssignalen, die genau abgetastet
werden können, eine Grenze auf.
Zusammenfassung der Erfindung
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Gemäß der Erfindung wird ein Wanderwellenabtaster mit einem
Eingangsanschluß zum Empfang eines abzutastenden
Eingangssignals und ersten und zweiten Abtastdioden, welche jeweils an
der Anode bzw. der Kathode mit dem Eingangsanschluß und mit
der Kathode bzw. Anode mit einem Strobegenerator verbunden
sind, bereitgestellt, welcher durch einen ersten Kondensator
gekennzeichnet ist, der mit dem Eingangsanschluß verbunden
ist, einen zweiten Kondensator, der zwischen dem ersten
Kondensator und einem vorbestimmten Potentialpegel gekoppelt
ist, welcher eine Kapazität hat, die von der
Potentialdifferenz über dem zweiten Kondensator abhängt, einen
Fehlerverstärker mit einem ersten Eingangsanschluß, welcher mit einem
Knoten zwischen den ersten und zweiten Kondensatoren verbunden
ist, und einem zweiten Eingangsanschluß, welcher über die
entsprechenden Kapazitäten mit der Kathode der ersten und der
Anode der zweiten Dioden verbunden ist, und eine
Kondensatorvorspannvorrichtung, welche zwischen dem Ausgang des
Fehlerverstärkers und dem Knoten geschaltet ist, zum Einstellen der
Potentialdifferenz über dem zweiten Kondensator.
Kurze Beschreibung der Zeichnung
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Zum besseren Verständnis der Erfindung und zur
Veranschaulichung dessen, wie diese praktisch umsetzbar ist, wird
nunmehr beispielhaft auf die beigefügte Zeichnung Bezug genommen.
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Es zeigen
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Fig. 1 ein Schaltbild, zum Teil in Blockform, eines
herkömmlichen Abtasters.
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Fig. 2 eine Ansicht eines Abtasters, bei dem die vorliegende
Erfindung ausgeführt ist;
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Fig. 3 einen Graphen, der einen Aspekt des Betriebs des
Abtasters aus Fig. 2 veranschaulicht; und
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In den verschiedenen Figuren bezeichnen gleiche Bezugsziffern
entsprechende Elemente.
Detaillierte Beschreibung
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In dem in Fig. 2 gezeigten Abtaster sind die Dioden 4 und 10
durch die Vorspannquellen 28 und 30 über die Widerstände 60,
62 und 64, 66 in Sperrichtung vorgespannt. Die
ladungsfangenden Dioden 6 und 12, welche mit den Widerständen 62 und 64
parallel geschaltet sind, sind dynamisch vorgespannt:
unmittelbar vor einem Strobeimpuls befinden sich die Dioden in
einem Nullvorspannungszustand, während des Strobeimpulses sind
die Dioden in Durchlaßrichtung vorgespannt (und die
Kondensatoren 82 und 84 geladen), für eine kurze Zeit nach dem
Strobeimpuls bewirkt die Ladung, die auf den Strobekondensatoren 82
und 84 während des Strobeimpulses akkumuliert wurde, eine
Vorspannung der Dioden in Sperrichtung, und bis zu der Zeit, zu
der der nächste Strobeimpuls auftritt, haben sich die
Kondensatoren 82 und 84 durch die Widerstände 60 und 64 entladen und
die Dioden befinden sich wieder im Zustand der
Nullvorspannung.
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Die Gleichtaktladung, die auf den Verzögerungsleitungen
gefangen ist, wird an den nicht-invertierenden Eingang eines
Differenzverstärkers 86 angelegt. Das am Ausgang des Verstärkers 86
entwickelte Fehlersignal wird an den Integrator 50 angelegt
und das Ausgangssignal des Integrators wird an den
Verbindungspunkt der Vorspannungsquellen 28 und 30 zurückgekoppelt.
Daher ist unmittelbar vor jedem Strobeimpuls das Potential an
der Kathode der Diode 6 gleich dem Potential an der Anode
dieser Diode, und der Absolutwert bezüglich Masse des
Potentials an der Kathode von Diode 6 ist gleich dem Potential an
der Anode dieser Diode am Ende des vorherigen Strobeimpulses.
Ähnlich ist unmittelbar vor einem Strobeimpuls die Diode 12
null vorgespannt und der Absolutwert des Potentials an ihrer
Anode ist gleich dem Potential an ihrer Anode am Ende des
vorherigen Strobeimpulses. Daher muß die Spannungsänderung an den
Ausgangsanschlüssen des Strobegenerators nur ausreichen, um
die Vorspannung in Sperrichtung einer Diode in jedem Zweig des
Abtasters (die Dioden 4 und 10) zu überwinden, und der
dynamische Eingangssignalbereich, der für eine gegebene
Strobeamplitude genau abgetastet werden kann, wird im Vergleich zu dem in
Fig. 1 gezeigten Aufbau erhöht.
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Der Kondensator 68 und die variable Kapazitätsdiode 70, welche
zwischen dem Eingangsanschluß 24 und Masse in Reihe geschaltet
sind, bilden einen kapazitiven Teiler (Dividierer), dessen
Divisionsverhältnis von einer Blowby-Steuerspannung gesteuert
wird, welche durch einen Widerstand 72 an die Diode 70
angelegt wird. Der Wert der Blowby-Steuerspannung kann während
einer Selbstkalibrierungssequenz eingestellt werden, wenn der
Anschluß 24 nicht zum Empfang eines Signals von einem in
Prüfung befindlichen Gerät geschaltet ist. Ein
Kalibriersignalgenerator 74 legt über einen Widerstand 78 ein repetitives
Kalibriersignal mit der in Fig. 3(a) gezeigten Wellenform an
den Eingangsanschluß. Die Wellenform ist eine Rechteckwelle
mit einem ansteigenden Übergang, welcher im wesentlichen mit
der Hinterflanke des Speichergatterimpulses zusammenfällt. Der
Übergang der Kalibriersignalwellenform muß nicht so scharf
sein wie die Übergänge des Strobeimpulses, seine Anstiegszeit
jedoch sollte wesentlich kürzer als die Breite des
Speichergatters sein (das Intervall, für das das Speichergatter im
Integrator 50 vom Strobegenerator 18 leitend gemacht wird).
Bis zu der Zeit t&sub1; (zu der das Speichergatter leitend wird)
bleibt die Spannung am Ausgangsanschluß des in Fig. 3(b)
gezeigten Abtasters konstant. Ist der Wert der
Blowby-Steuerspannung so, daß der Blowby nicht völlig kompensiert wird,
dann steigt die Ausgangsspannung, wenn das Speichergatter
leitend wird, wie es an Punkt 90 der in Fig. 3(b) gezeigten
Wellenform dargestellt ist, und die Ausgangsspannung weist
einen charakteristischen Overshoot (Überschwingen) 92 auf,
gefolgt von einem gedämpften Rückgang auf den richtigen Pegel
94, wenn das Speichergatter nichtleitend wird. In der Blowby-
Spannungs-Steuerschaltung wird das Ausgangssignal zu der Zeit
t&sub0; (kurz bevor das Speichergatter leitend wird) und zu der
Zeit t&sub2; (unmittelbar bevor das Speichergatter wieder
nichtleitend wird) abgetastet, unter Verwendung eines Analog/Digital-
Wandlers (ADC) 96. Ein Mikrocomputer (uC) 98 vergleicht die
beiden Abtastwerte und legt ein digitales Signal an den
Digital/Analog-Wandler (DAC) 100 mit einem Spannungsausgang an.
Das digitale Signal wird in eine Spannung umgewandelt, so daß
schlußendlich der Wert der zweiten Abtastung auf den Wert der
ersten Abtastung gebracht wird. Die Wellenform des
Ausgangssignals entspricht dann der Wellenform des Kalibriersignals
und die Blowby-Verzerrung wird kompensiert.
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Es versteht sich, daß die vorliegende Erfindung nicht auf den
bestimmten Abtaster beschränkt ist, der beschrieben und
dargestellt wurde, und daß Variationen durchgeführt werden können,
ohne vom Umfang der Erfindung abzugehen. Zum Beispiel kann die
dynamische Vorspannung der ladungsfangenden Dioden in einem
Abtaster verwendet werden, welcher keine elektrisch gesteuerte
Blowby-Kompensierung hat, und eine elektrische Steuerung der
Blowby-Kompensierung kann bei herkömmlichen Abtastern mit zwei
und vier Dioden angewandt werden. Die Funktionen des ACD 96,
des Mikrocomputers 98 und des DAC 100 der Blowby-Spannungs-
Steuerschaltung können durch Komponenten eines digitalen
Oszilloskops implementiert werden, mit dem der Abtaster
verwendet wird, anstatt der Notwendigkeit, entsprechende
Komponenten im Abtaster selbst vorzusehen.