DE3686653T2

DE3686653T2 - Wanderwellenabtaster.

Info

Publication number: DE3686653T2
Application number: DE8686308114T
Authority: DE
Inventors: Agoston Agoston
Original assignee: Tektronix Inc
Current assignee: Tektronix Inc
Priority date: 1986-03-28
Filing date: 1986-10-20
Publication date: 1993-04-08
Anticipated expiration: 2006-10-21
Also published as: EP0238748A3; EP0462626B1; EP0462626A1; US4647795A; DE3686653D1; JPH0743956B2; DE3688889D1; EP0238748B1; EP0238748A2; JPS62232800A; DE3688889T2; JPH0612639B2; JPH05266687A

Description

Die Erfindung betrifft Abtaster, und insbesondere, jedoch nicht ausschließlich Wanderwellenabtaster.

Hintergrund der Erfindung

Wie in Fig. 1 gezeigt, umfaßt ein herkömmlicher Wanderwellenabtaster mit sechs Dioden, wie er zum Beispiel in dem Abtastkopf eines digitalen Oszilloskopes verwendet wird, zwei Ketten dreier in Reihe geschalteter Dioden 2, 4, 6 und 8, 10, 12, wobei die zwei Ketten parallel mit entgegengesetzter Polarität verbunden sind. Kurze Verzögerungsleitungen 14 und 16 sind jeweils zwischen den Dioden 4 und 6 und den Dioden 10 und 12 geschaltet. Die Dioden werden von Diodenketten 20 und 22 und Vorspannungsquellen 28 und 30 in den Aus-Zustand vorgespannt. Um das an dem Eingangsanschluß 24 anliegende Signal abzutasten, werden abfallende und ansteigende Abtastimpulse von einem Abtastgenerator 18 über Koppelkondensatoren 32 und 34 und Übertragungsleitungen 36 und 38 an die Kathode der Diode 6 und an die Anode der Diode 12 gelegt. Die Dioden 2-12 werden auf der Vorderflanke des Abtastimpulses eingeschaltet, und daher kann sich eine Ladung von dem Signaleingangsanschluß 24 über die Dioden 2, 4, 8 und 10 und die Übertragungsleitungen 40 und 42 an die Verzögerungsleitungen 14 und 16 ausbreiten. Die Ladung breitet sich weiter durch die Dioden 2, 4, 8 und 10 und die Übertragungsleitungen 40 und 42 zu den Verzögerungsleitungen 14 und 16 aus, solange die Dioden 2-12 eingeschaltet bleiben. Die Dioden werden auf der Hinterflanke des Abtastimpulses abgeschaltet, und daher wird die Signalladung, die auf den Verzögerungsleitungen vorliegt, zwischen den Dioden 4 und 6 und den Dioden 10 und 12 gefangengehalten. Die Anstiegszeit des Abtasters (die Zeit, während der die Signalladung sich auf den Verzögerungsleitungen speichern kann) ist ungefähr gleich der Laufzeit auf den Verzögerungsleitungen 14 und 16, z. B. 25 ps. Die Ladung, die auf den Verzögerungsleitungen gehalten ist, hat eine Gleichtaktkomponente, die in Bezug zu der Spannung des Eingangssignals steht. Die Gleichtaktladung wird an einen Summierknoten A am Eingang eines Fehlerverstärkers 26 gelegt. Ein invertierender Verstärker 27 ist mit seinem Eingang über einen Widerstand 46 mit dem Eingangsanschluß 24 verbunden. Die von dem Verstärker 27 empfangene Ladung wird invertiert und durch einen variablen Kondensator 48 in den Summierknoten A injiziert. Der Ausgangsanschluß des Verstärkers 26 ist so geschaltet, daß er durch einen Integrator 50 mit einem Speicher-Gate eine positive Rückkopplung an das Vorspannetz für die Dioden 2-12 legt. Das Speicher-Gate empfängt einen Speicher-Gate-Impuls von dem Abtastgenerator, und das Speicher-Gate ist während des Speicher-Gate-Impulses leitend. Die Vorderflanke des Speicher-Gate-Impulses ist synchron mit dem Abtastimpuls. Am Ende des Speicher-Gate-Impulses wird das Speicher-Gate nichtleitend und bricht die positive Rückkopplungsschleife, um eine ungesteuerte Schwingung zu verhindern. Die von dem Verstärker 26 zugeführte positive Rückkopplung stellt den Pegel ein, auf dem die Vorspannung an die Dioden 2-12 angelegt wird, so daß unmittelbar im Anschluß an jeden Abtastimpuls der Verstärker 26 eine Ausgangsspannung erstellt, die die Differenz zwischen der Eingangssignalspannung an einem Abtastpunkt und der Eingangssignalspannung an dem vorherigen Abtastpunkt darstellt.
Eines der Probleme, die in einem Diodenabtaster auftreten, ist als Blowby-Verzerrung bekannt. Blowby ist die Übertragung von Ladung durch eine Diode, wenn diese sich im Aus-Zustand befindet. Bei einem Wanderwellenabtaster wirkt sich Blowby auf die Ladungsmenge aus, die auf den Verzögerungsleitungen gefangengehalten wird, wenn die Dioden sich im eingeschalteten Zustand befinden, und verzerrt daher den Wert des Fehlersignals, das von dem Fehlerverstärker erzeugt und an das Vorspannetz zurückgekoppelt wird. In dem Abtaster aus Fig. 1 wird Blowby von dem Widerstand 46 und dem Kondensator 48 kompensiert, welche an den Eingang des Verstärkers 26 eine Ladung übertragen, deren Polarität entgegengesetzt, deren Größe jedoch im wesentlichen gleich derjenigen ist, die durch die Dioden 2, 4, 8 und 10, die Widerstände 52 und 54 und den Koppelkondensator 56 an den Verstärker 26 gelegt werden, wenn sich die Dioden im ausgeschalteten Zustand befinden, und hebt daher die Wirkung der durch die Dioden übertragenen Ladung auf. Die Reihenkombination von Widerstand und Kapazität in jedem Schaltungszweig, der von dem Anschluß 24 zu dem Verstärker 26 führt, wirkt wie ein Hochpaßfilter und blockiert die niederfrequenten Komponenten in der an den Verstärker übertragenen Ladung. Die Dioden 2 und 8 sind mit den Dioden 4 und 10 in Reihe geschaltet, um die Kapazität jedes Zweiges des Abtasters zu verringern und dadurch die Grenzfrequenz der Hochpaßfilter zu erhöhen. Obwohl der Kondensator 48 variabel ist und manuelle Einstellungen zuläßt, um die Größe der durch den Kondensator 48 übertragenen Ladung auf diejenige abzustimmen, die durch die Kapazität der Dioden 2 und 8 übertragen wird, unterliegt dieses Verfahren zur Kompensation von Blowby dem Nachteil, daß es nicht leicht eingestellt werden kann, insbesondere während des Betriebes des Abtasters.
Eine zweite Beschränkung, der der Abtaster aus Fig. 1 unterliegt, entsteht durch die Tatsache, daß die Abtastimpulse ausreichend Amplitude haben müssen, so daß sie fähig sind, die Summe aller Vorspannungen in Umkehrrichtung der Dioden 2-12 zu überwinden, um diese Dioden auf der Vorderflanke des Abtastimpulses einzuschalten und die Dioden auf der Hinterflanke des Abtastimpulses abzuschalten und dadurch die Signalladungen auf den Verzögerungsleitungen gefangenzuhalten. Die Vorspannung in Umkehrrichtung der Dioden 2 und 8 muß ausreichend sein, damit diese Dioden sich zwischen Abtastimpulsen nicht einschalten. Daher legt die Amplitude der Abtastimpulse eine Grenze auf den dynamischen Bereich von Eingangssignalen, die genau abgetastet werden können.

Zusammenfassung der Erfindung

Gemäß der Erfindung werden die oben erwähnten Probleme auf die in den Ansprüchen 1 und 5 angegebene Art und Weise gelöst.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Zum besseren Verständnis der Erfindung und um zu zeigen, wie diese in die Praxis umgesetzt werden kann, wird nunmehr beispielhaft auf die beigefügten Zeichnungen Bezug genommen, in denen:
Fig. 1 ein Schaltbild, zum Teil in Blockform, eines herkömmlichen Abtasters ist,
Fig. 2 eine ähnliche Ansicht eines Abtasters ist, bei dem die vorliegende Erfindung ausgeführt ist, und
Fig. 3 ein Graph ist, der einen Aspekt des Betriebs des Abtasters aus Fig. 2 darstellt.
In den verschiedenen Figuren bezeichnen gleiche Bezugsziffern entsprechende Elemente.

Detaillierte Beschreibung

In dem in Fig. 2 gezeigten Abtaster werden die Abtastdioden 4 und 10 von den Vorspannungsquellen 28 und 30 durch die Widerstände 60, 66 und 64, 66 in Umkehrrichtung vorgespannt. Die ladungshaltenden Dioden 6 und 12, die mit den Widerständen 62 und 64 parallel geschaltet sind, sind dynamisch vorgespannt: unmittelbar vor einem Abtastimpuls sind die Dioden in einem Zustand von Nullvorspannung, während dem Abtastimpulses sind die Dioden in Durchlaßrichtung vorgespannt (und die Kondensatoren 82 und 84 sind geladen), für eine kurze Zeit nach dem Abtastimpuls bewirkt die Ladung, die auf den Abtastkondensatoren 82 und 84 während des Abtastimpulses akkumuliert wurde, eine Vorspannung der Dioden in Umkehrrichtung, und bis der nächste Abtastimpuls auftritt, haben sich die Kondensatoren 82 und 84 durch die Widerstände 60 und 64 entladen und die Dioden sind wieder in Nullvorspannung.
Die Gleichtaktladung, die auf den Verzögerungsleitungen gefangengehalten wird, wird an den nichtinvertierenden Eingang eines Differenzverstärkers 86 gelegt. Das Fehlersignal, das an dem Ausgang des Verstärkers 86 entwickelt wurde, wird an den Integrator 50 gelegt und das Ausgangssignal des Integrators wird an den Verbindungspunkt der Vorspannungsquellen 28 und 30 zurückgekoppelt. Daher ist unmittelbar vor jedem Abtastimpuls das Potential an der Kathode von Diode 6 gleich dem Potential an der Anode dieser Diode, und der Absolutwert bezüglich der Masse des Potentials an der Kathode von Diode 6 ist gleich dem Potential an der Anode dieser Diode am Ende des vorherigen Abtastimpulses. Auf ähnliche Weise ist unmittelbar vor einem Abtastimpuls die Diode 12 nullvorgespannt, und der Absolutwert des Potentials an ihrer Anode ist gleich dem Potential an ihrer Anode am Ende des vorherigen Abtastimpulses. Daher muß die Spannungsveränderung an den Ausgangsanschlüssen des Abtastgenerators nur ausreichend sein, um die Vorspannung in Umkehrrichtung einer Diode in jedem Zweig des Abtasters (die Dioden 4 und 10) zu überwinden, und der dynamische Bereich des Eingangssignals, der für eine gegebene Abtastamplitude genau abgetastet werden kann, wird im Vergleich zu dem in Fig. 1 gezeigten Aufbau erhöht.
Der Kondensator 68 und die Diode 70 mit variabler Kapazität, die in Reihe zwischen dem Eingangsanschluß 24 und der Masse geschaltet sind, bilden einen kapazitiven Teiler, dessen Teilungsverhältnis von einer Blowby-Steuerspannung gesteuert wird, welche über einen Widerstand 72 an die Diode 70 gelegt wird. Der Wert der Blowby-Steuerspannung kann während einer Selbstkalibriersequenz eingestellt werden, wenn der Anschluß 24 nicht zum Empfang eines Signals von einem in Prüfung befindlichen Gerät geschaltet ist. Ein Kalibriersignalgenerator 74 legt ein wiederkehrendes Kalibriersignal, das die in Fig. 3(a) gezeigte Wellenform hat, über einen Widerstand 78 an den Eingangsanschluß. Die Wellenform ist eine Rechteckwelle mit einem ansteigenden Übergang, welcher im wesentlichen mit der Hinterflanke des Speicher-Gate-Impulses zusammenfällt. Der Übergang der Kalibriersignalwellenform muß nicht so scharf sein wie die Übergänge des Abtastimpulses, aber seine Anstiegszeit sollte wesentlich kürzer als die Speicher-Gate- Breite (das Intervall, in dem das Speicher-Gate in dem Integrator 50 durch den Abtastgenerator 18 leitend gemacht wird) sein. Bis zu der Zeit t&sub1; (zu der das Speicher-Gate leitend wird), bleibt die Spannung am Ausgangsanschluß des in Fig. 3(b) gezeigten Abtasters konstant. Ist der Wert der Blowby- Steuerspannung so, daß Blowby nicht vollständig kompensiert wird, dann steigt die Ausgangsspannung an, wenn das Speicher- Gate leitend wird, wie es an dem Punkt 90 der in Fig. 3(b) gezeigten Wellenform gezeigt ist, und die Ausgangsspannung weist eine charakteristische Überschreitung 92, gefolgt von einem gedämpften Rückgang auf den richtigen Pegel 94 auf, wenn das Speicher-Gate nichtleitend wird. Bei der Blowby-Spannungssteuerschaltung wird das Ausgangssignal unter Verwendung eines Analog-Digital-Wandlers (ADC) 96 zu der Zeit t&sub0;(kurz bevor das Speicher-Gate leitend wird) und zu der Zeit t&sub2;(kurz bevor das Speicher-Gate wieder nichtleitend wird) abgetastet. Ein Mikrocomputer (uC) 98 vergleicht die zwei Abtastwerte und legt ein digitales Signal an einen Digital-Analog-Wandler (DAC) 100 der einen Spannungsausgang hat. Das digitale Signal wird in eine Spannung umgewandelt, um schlußendlich den zweiten Abtastwert auf den ersten Abtastwert zu bringen. Die Wellenform des Ausgangssignals entspricht dann der Wellenform des Kalibriersignals, und die Blowby-Verzerrung wurde kompensiert.
Es versteht sich, daß die vorliegende Erfindung nicht auf den besonderen Abtaster begrenzt ist, der beschrieben und dargestellt wurde, und daß Veränderungen ausgeführt werden können, ohne hierbei von dem Umfang der Erfindung abzugehen. Zum Beispiel kann die dynamische Vorspannung der ladungsfangenden Dioden in einem Abtaster verwendet werden, der keine elektrisch gesteuerte Blowby-Kompensation hat, und eine elektrische Steuerung der Blowby-Kompensation ist auf herkömmliche Abtaster mit zwei und vier Dioden anwendbar. Die Funktionen des ACD 96, des Mikrocomputers 98 und DAG 100 der Blowbyspannungssteuerschaltung können durch Komponenten eines digitalen Oszilloskops implementiert werden, mit welchem der Abtaster verwendet wird, anstatt daß es erforderlich ist, die spezifischen Komponenten im Abtaster selbst vorzusehen.

Claims

1. Eine dynamische Vorspannschaltung, die mit einer Diode (6) verbunden ist, welche erste und zweite gegenüberliegende Elektroden in einem Wanderwellenabtaster hat, wobei der Abtaster einen Abtastimpulsgenerator (18) zur Erzeugung von Abtastimpulsen einer vorbestimmten Größe und Dauer sowie zu vorbestimmten Intervallen aufweist, einen Koppelkondensator (32; 82), der zwischen dem Abtastimpulsgenerator und der ersten Elektrode der Diode geschaltet ist, wobei die dynamische Vorspannschaltung gekennzeichnet ist durch Vorrichtungen (28, 60, 62) zum Vorspannen der Diode, so daß sich die Diode unmittelbar vor Erzeugung eines Abtastimpulses durch den Abtastimpulsgenerator in einem Nullvorspannzustand befindet, sie sich während des Abtastimpulses in einem in Durchlaßrichtung vorgespannten Zustand befindet, und sich unmittelbar nach dem Abtastimpuls aufgrund des Vorliegens einer Ladung auf dem Kondensator, welche sich während des Abtastimpulses ansammelt, in einem in Sperrichtung vorgespannten Zustand befindet.

2. Dynamische Vorspannschaltung gemäß Anspruch 1, worin die Vorspannvorrichtung eine Quelle eines Vorspannpotentials (28) sowie einen ersten Widerstand (60) umfaßt, der zwischen der Quelle des Vorspannpotentials und der ersten Elektrode der Diode geschaltet ist, und worin die Vorspannvorrichtung weiterhin einen zweiten Widerstand (62) umfaßt, der zwischen der ersten und der zweiten Elektrode der Diode geschaltet ist.

3. Dynamische Vorspannschaltung gemäß Anspruch 1, weiterhin gekennzeichnet durch einen Verstärker (86) mit einem Eingangsanschluß, der mit der zweiten Elektrode der Diode verbunden ist, und einer Integrationsschaltung (50), die zwischen einem Ausgangsanschluß des Verstärkers und der Quelle (28) des Vorspannpotentials geschaltet ist, so daß der Absolutwert des Potentials an den ersten und zweiten Elektroden der Diode, wenn sie sich im Nullvorspannzustand befindet, von dem Potential abhängt, welches vorher an der zweiten Elektrode der Diode vorlag.

4. Dynamische Vorspannschaltung gemäß Anspruch 1, mit einer zweiten Diode (4), welche mit der ersten Diode in Reihe geschaltet ist und dieselbe Polarität hat, wobei die zweite Diode von der Quelle des Vorspannpotentials in Sperrichtung vorgespannt ist, wenn sich die erste Diode im Nullvorspannzustand befindet.

5. Wanderwellenabtaster mit einem Eingangsanschluß (24) zum Empfang eines abzutastenden Eingangssignals, einer ersten Diode (4), deren Anode mit dem Eingangsanschluß verbunden ist, einer zweiten Diode (10), deren Kathode mit dem Eingangsanschluß verbunden ist, einer dritten und einer vierten Diode (6, 12), einer ersten Verzögerungsleitung (14), die zwischen der Kathode der ersten Diode und der Anode der dritten Diode geschaltet ist, einer zweiten Verzögerungsleitung (16), die zwischen der Anode der zweiten Diode und der Kathode der vierten Diode geschaltet ist, einem Abtastimpulsgenerator (18) mit ersten und zweiten Ausgangsanschlüssen, um jeweils negative und positive Abtastimpulse zu erstellen, einem ersten Kondensator (82), der zwischen dem ersten Ausgangsanschluß des Abtastimpulsgenerators und der Kathode der dritten Diode geschaltet ist, und einem zweiten Kondensator (84), der zwischen dem zweiten Ausgangsanschluß des Abtastimpulsgenerators und der Anode der vierten Diode geschaltet ist, wobei der Abtaster gekennzeichnet ist durch Vorrichtungen (28, 60, 62; 30, 64, 66) zum Vorspannen der dritten und vierten Dioden, um die dritten und vierten Dioden in einem Nullvorspann-zustand zu halten, unmittelbar bevor Abtastimpulse an den Ausgangsanschlüssen des Abtastimpulsgenerators vorliegen, so daß die Abtastimpulse die dritten und vierten Dioden in Durchlaßrichtung vorspannen, um die Kondensatoren während der Abtastimpulse zu laden, und unmittelbar nach den Abtastimpulsen die durch die Abtastimpulse auf den ersten und zweiten Kondensatoren gespeicherten Ladungen die dritten und vierten Dioden in Sperrichtung vorspannen.

6. Abtaster gemäß Anspruch 5, worin die Vorspannvorrichtung erste und zweite Vorspannpotentialquellen (28, 30) sowie erste und zweite Widerstände (60, 64) umfaßt, wobei der erste Widerstand (60) zwischen der ersten Vorspannpotentialquelle (28) und der Kathode der dritten Diode (6) geschaltet ist, der zweite Widerstand (64) zwischen der zweiten Vorspannpotentialquelle (30) und der Anode der vierten Diode (12) geschaltet ist, und weiterhin dritte und vierte Widerstände (62, 66) umfaßt, die mit der dritten und vierten Diode jeweils parallel geschaltet sind.

7. Abtaster gemäß Anspruch 5, weiterhin gekennzeichnet durch einen Verstärker (86), der mit der Anode der dritten Diode und der Kathode der vierten Diode zur Entwicklung eines Ausgangssignals verbunden ist, welches von der auf den Verzögerungsleitungen vorliegenden Ladung abhängt, und eine Rückkopplungsvorrichtung (50) zum Anlegen einer Rückkopplung, die von einem Ausgangssignal von dem Verstärker an die Vorspannvorrichtung abgeleitet ist, so daß der Absolutwert in Bezug auf die Masse des Potentials an der Kathode der dritten Diode und der Anode der vierten Diode, wenn sie sich im Nullvorspannzustand befinden, von der auf den Verzögerungsleitungen vorliegenden Ladung abhängt.

8. Abtaster gemäß Anspruch 7, weiterhin gekennzeichnet durch eine Kompensiervorrichtung (68, 70), die zwischen dem Eingangsanschluß und einem zweiten Eingang des Verstärkers geschaltet ist, um eine kapazitive Kopplung durch abgeschaltete Diodengitter (Blowby) durch die ersten und zweiten Dioden zu kompensieren.

9. Abtaster gemäß Anspruch 8, worin die Kompensiervorrichtung durch einen dritten Kondensator (68) gekennzeichnet ist, der zwischen dem Eingangsanschluß und dem zweiten Eingang des Verstärkers geschaltet ist, und einem vierten Kondensator (70), der in Reihe mit dem dritten Kondensator zwischen dem zweiten Eingang des Verstärkers und einem Bezugspotentialpegel geschaltet ist, wobei die Kapazität des vierten Kondensators von der Potentialdifferenz über dem vierten Kondensator abhängt.

10. Abtaster gemäß Anspruch 9, weiterhin gekennzeichnet durch eine Eichvorrichtung (74, 96-100) zum automatischen Einstellen der an der Verbindung des dritten und des vierten Kondensators vorliegenden Spannung als Reaktion auf den Ausgang des Verstärkers.

11. Abtaster gemäß Anspruch 10, worin die Eichvorrichtung durch eine Vorrichtung (74) zum Abgeben eines Eichsignals an den Eingangsanschluß des Abtasters während eines Intervalles gekennzeichnet ist, wenn der Abtaster nicht mit einem in Test befindlichen Gerät verbunden ist, eine Vergleichsvorrichtung (96, 98) zur Bestimmung, ob das Ausgangssignal von der Rückkopplungsvorrichtung (50) dieselbe Wellenform hat wie das Eichsignal, und eine Vorrichtung (98, 100) zum Einstellen der an der Verbindung der dritten und vierten Kondensatoren vorliegenden Spannung als Reaktion auf die Vergleichsvorrichtung.

12. Abtaster gemäß Anspruch 11, worin der Abtastimpulsgenerator (18) einen Speichergatterimpuls synchron mit dem Abtastimpuls erzeugt, die Rückkopplungsvorrichtung (50) ein Speichergatter aufweist, welches durch den Speichergatterimpuls leitend gemacht wird, das Eichsignal eine rechteckige Wellenform mit Schrittformübergang hat, die im wesentlichen mit dem Ende des Speichergatterimpulses zusammenfällt, die Vergleichsvorrichtung die Spannung des Ausgangssignals unmittelbar vor dem Ende des Speichergatterimpulses mit der Spannung des Ausgangssignals vor Beginn des Speichergatterimpulses vergleicht, und die Einstellvorrichtung ein Korrektursignal erzeugt, das die Differenz zwischen diesen Spannungen darstellt.