DE2432299A1

DE2432299A1 - Signal-formungsschaltung

Info

Publication number: DE2432299A1
Application number: DE2432299A
Authority: DE
Inventors: Robert Lawrence Carbrey
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1973-07-09
Filing date: 1974-07-05
Publication date: 1975-04-17
Also published as: US3852619A; IT1016543B; NL7409006A; JPS5858846B2; BE817270A; JPS5039860A; SE398694B; FR2237364A1; FR2237364B1; GB1477320A; CA1019479A; SE7408407L

Description

BLUMBACH ■ WESER ■ BERGEN & KRAMER

PATENTANWÄLTE IN WIESBADEN UND MÜNCHEN

DlPL-ING. P. G. BLUMBACH · DIPL-PHYS. DR. W. WESER · DIPL-ING. DR. JUR. P. BERGEN DIPL-ING. R. KRAMER

WIESBADEN ■ SONNENBERGER STRASSE 43 ■ TEL (06121) 562943, 561998 MÖNCHEN

Western Electric Company

Incorporated
New York, N. Y., U.S.A. Carbrey 47

Signal- Fo rmungs schaltung

Die Erfindung betrifft eine Signal-Fo rmungs schaltung mit einem Eingangsklemmenpaar für den Empfang von Abtastproben eines Eingangs signals in sich wiederholenden Zeitintervallen mit einem ersten und einem zweiten Speicherkondensator und mit einem Kopplungeverstärker, dessen Eingang an den ersten Speicherkondensator und an einer Ausgangsklemme liegt.

In Nachrichtensystemen ist es oftmals erwünscht, das Eingangssignal periodisch abzutasten und daraus eine Kopie dadurch zu formen oder auszubilden, daß die abgetastete Amplitude bis zur unmittelbar folgenden Abtastung ausgedehnt wird. Diese Abtast- und Haltetechnik kann für die Umwandlung von

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Analogsignalen in Digitalform oder in Signalübertragungseinrichtungen verwendet werden.

Zeitmultiplexe-Nachrichtensysteme verwenden die periodische Signalabtastung zum Austausch von Informationen zwischen angewählten über eine gemeinsame Leitung verbundenen Ämtern. Dabei werden die angewählten Ämter in einem kurzen Zeitintervall bzw. Zeitabstand miteinander verbunden, der in dem sich wiederholenden Zeitrahmen auftritt, eo daß eine Vielzahl von konkurrierenden Anrufverbindungen über eine einzige Leitung hergestellt werden kann. In einer Art dieser Zeitmodulationseysteme, wie sie beispielsweise in den US-Patentanmeldungen Serialnummer 276.833 und 276.896 beschrieben sind, wird die Summe der Signalabtastungen von einer Vielzahl von Ämtern in einem gewählten Zeitabstand empfangen. Diese Summe wird dann auf die entsprechenden Ämter verteilt, um einen Signalaustauach während einer Anrufverbindung aufrecht zu erhalten. Die Summe der Abtastungen abzüglich des Beitrage des eigenen Empfangeamte· wird gespeichert und die gespeicherten Ab-

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ORIGINAL- INSPECTED

tastungen werden in das Empfangsamt übertragen. Auf diese Weise sind eine Vielzahl von Ämtern in einem einzigen Zeitabstand miteinander mittels der Übertragung von abgetasteten und gespeicherten Signalen verbunden.

Das Halten bzw. Speichern in dem oben erwähnten System führt zu einer Verzerrung des in das angeschlossene Amt übertragenen Signals. Die Verzerrung ist eine Folge der Bandbreitenbegrenzung, die dem Abtastungs- und Halteprozeß innewohnt und

in bekannter Weise die Reaktion auslöst. Eine solche

Verzerrung kann dadurch verringert werden, daß ein Ausgleicher in die Schaltung eingesetzt wird, dessen Eigenschaften die Abtast- und Haltebandbegrenzung kompensieren, so daß die Übert ragung β - Funktion des in Kaskade geschalteten Abtaat- und Haltekreises sowie des Auegleichere einer genügenden Signalübertragung entsprechen. Allgemein verwenden bekannte Ausgleicher anordnungen Kombinationen von präzise bestimmten passiven Elementen, Zeitverzögerungsgliedern und Verstärkereinrichtungen. Solche Ausgleicher sind aber meistens unwirt-

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schaftlich und schwierig herzustellen. Erwünscht ist die Zurverfügungstellung eines Ausgleichere, der keine mit großer Präzision hergestellte Teile und Zeitverzögerungsglieder umfaßt, der aber mit Abtast- und Haltesignal-Verarbeitungseinrichtungen koppelbar ist.

Das aufgezeigte Problem wird In Übereinstimmung mit der Erfindung dadurch gelöst, daß die Schaltung eine erste Schalteinrichtung umfaßt, welche in jedem Zeitintervall das in dem ersten Speicherkondensator gespeicherte Signal über einen Kopplungsverstarker an den zweiten Speicherkondensator anlegt, daß eine zweite Schalteinrichtung vorgesehen 1st, welche die abgetasteten Eingangssignale, die auf den Eingangsklemmen ankommen, dem ersten Speicherkondensator zuführt, und daß eine dritte Schalteinrichtung vorgesehen ist, welche nacheinander den ersten mit dem zweiten Kondensator verbindet und die darin gespeicherten Signale frequenzabhingig kombiniert, so dafi das auf den Ausgangsklemmen des Verstärkers erscheinende und von dem ersten Speicherkondensator abgeleitete Signal auf

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vorbestimnate Weise in Bezug auf das abgetastete Eingangssignal modifiziert wird.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand der beigefügten Zeichnung mit Ausftthrungsbe!spielen beschrieben; es zeigt:

Fig. 1 ein allgemeines Schaltungsdiagramm; Fig. 2 die Wellenform der Schaltung nach Fig. 1; Fig. 3 die Wellenformen anderer Frequenz

komponenten eines in der Schaltung nach Fig. 1 benutzten Eingangssignale;

Fig. 4 den Frequenzgang der Schaltung nach

Fig. 1;

Fig. 5 die Frequenzabhängigkeit der Wellenform

der Schaltung nach Fig. 1;

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Pig. 6 eine Aus gleiche rs chaltung mit torisolier

ten Feldeffekttransistoren und Speicherkondensatoren in Übereinstimmung mit der Schaltung nach Fig. 1;

Fig. 7 ein allgemeines Schaltungsdiagramm eines

weiteren Aueführungsbeispiels der Erfindung;

Fig. 8 die Wellenform der Schaltung nach Fig. 7; Fig. 9 die Schaltung eines Ausgleiche rs mit

torieolierten Feldeffekttransistoren und Speicherkondensatoren in Übereinstimmung mit der Schaltung nach Fig. 7.

Ih einem ersten AusfUhrungsbeispiel der Erfindung umfaßt der Signalformungakreis einen ersten und einen zweiten Speicherkondensator, eine Versttrkereinrichtung mit einem torisolierten

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Feldeffekttransistor 'IGFET), dessen Torelektrode mit dem ersten Speicher kondensator und dessen Abschluß- bzw. Ausgangselektrode mit dem Ausgang des Signalformungskreiaes verbunden ist und drei mit torisolierten Feldeffekttransistoren ausgestattete Schalter. Der erste dieser IG FET-Schalter verbindet den Eingang der Signalformung«schaltung mit dem ersten Kondensator. Der zweite IG FE T-Schalter verbindet wahlweise die Abflußelektrode des IG FE T-Schalters mit dem zweiten Kondensator und der dritte IG FET-Schalter verbindet wahlweise den ersten Kondensator mit dem zweiten. In dem ersten Zeitintervall einer jeden Abtastperiode ist der zweite IGFET-Schalter geschlossen und eine Abtastung proportional zu der Signalspannung in dem ersten Kondensator wird über die Verstärkungeeinrichtung dem zweiten Kondensator zugeführt. In dem zweiten Zeitintervall der Abtastperiode wird der erste IGFET-Schalter geschlossen und eine Abtastung des E ingange -signals gelangt auf den ersten Kondensator. Der dritte IGFET-Schalter ist für den Rest der Abtastperiode geschlossen, wobei ein Ausgleich oder eine Wiederverteilung der Ladung zwischen

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dem ersten und dem zweiten Kondensator stattfindet. Das ausgeglichene Signal auf dem ersten Kondensator, das von der Wiederverteilung der Ladung stammt, wird der IGFET-Verstärkungseinrichtung zugeführt.

In einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung umfaßt die Signalformungsschaltung einen ersten, einen zweiten und einen dritten Kondensator, einen IG FE T-Verstärker, dessen Torelektrode mit dem zweiten Kondensator und dessen Abflußelektrode mit dem Ausgang der Signalfomnungsschaltung verbunden ist, sowie einen zweiten, einen dritten und einen vierten IG FET-Schalter. Wfthrend eines ersten Zeitintervalls der Abtastperiode werden der erste IG FET-Schalter, der zwischen dem Eingang der Signal- Formungsschaltung und den ersten Kondensator geschaltet ist, und der zweite IG FET-Schalter, der zwischen die Abflußelektrode der Verstärkereinrichtung und den dritten Kondensator geschaltet ist, geschlossen, wobei eine Abtastung des Eingangesignals dem ersten Kondensator und eine Abtastung proportional dem Signal auf dem zweiten

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Kondensator dem dritten Kondensator aufgeprägt wird. Während des Beetee der Abtastungeperiode ist der erste und zweite IGFET-Schalter offen; der dritte IG FE T-Schalter zwischen dem ersten und zweiten Kondensator iet geschloseen und der vierte IG FET-Schalter zwischen dem zweiten und dritten Kondensator ist ebenfalls geschlossen. Die L dung auf dem ersten, zweiten und dritten Kondensator ist ausgeglichen oder wiederverteilt und das ausgeglichene Signal auf dem zweitenKondensator, das ein Produkt der wie der verteilten Ladung ist, wird der IGFET-Verstärkungseinrichtung zugeführt.

Die Fig. 1 zeigt eine Abgleichschaltung in Übereinstimmung mit der Erfindung mit den Kondensatoren 107, 108, mit dem Verstärker 105 und mit den Schaltern 104, 106 und 109. Das Eingangssignal, das ein kontinuierliches Signal oder ein periodisches Abtastsignal sein kann, wird zwischen die Eingangsklemmen 100 und 102 scugefOhrt. Die Wellenform A der Fig. 2 stellt das Zeitsignal dar, das dem Schalter 106 zugeführt wird. Die Wellenform B entspricht dem Zeitsignal am Schalter 104 und

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die Wellenform C entspricht demjenigen Zeitsignal, das dem Schalter 109 zugeführt wird. Wie die Fig. 2 zeigt, werden die Zeitsignale A, B und C nacheinander während jeder Abtastperiode zugeführt. Im Verlaufe der Abtastperiode T wird das

Signal mit der Wellenform A zwischen den Zeiten t . und t _ ^ö nl n2

dem Eingangsechalter 106 zugeführt. Das Signal mit der Wellenform B liegt an dem Schalter 104 zwischen den Zeiten t - und t und das Signal mit der Wellenform C wird dem Schal-

Tii Xld

ter 109 nach der Zeit t _ bis zum Ende der Abtastperiode T

n3 ¹^ η

zugeführt, nie Folge der Wellenformen wird in der Abtastperiode T . und in anderen nicht gezeigten Abtastperioden wiederholt.

Zu Darstellungszwecken «ei angenommen, daß dem Kondensator 108 ein Signal V ₁ unmittelbar vor der n-tn Abtastung eines Eingangssignal· aufgeprägt worden ist. In der Zeit t . wird. ein Signal A (Fig. 2) zugeführt, das den Schalter 106 schließt, wobei das Signal V in dem Speicherkondensator 108 auf den Sp«icherkond«nsator 107 über den Veretärker 105 und den

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Schalter 106 übertragen wird. In der Zeit t _ ist entsprechend dem Signal B der Schalter 106 offen und der Schalter 104 geschlossen und während des Zeitintervalle zwischen den Zeiten t und t liegt das Eingangssignal e von der Eingangsklemme

Tl** TXo Ti

100 über den geschlossenen Schalter 104 an dem Kondensator

108. Daher enthalt unmittelbar vor der Zeit t _ der Kondense,-

no

tor 108 das Signal e , d.h. die vorhandene Abtastung des Ein-

gange signale und auf dem Kondensator 107 ist die Signalspannung V gespeichert, welche von der vorhergehenden Abtastperiode stammt. In der Zeit t ist entsprechend dem Signal C

Il o

der Schalter 104 geöffnet und der Schalter 109 geschlossen, so daß die Kondensatoren 107 und 108 verbunden sind. In Übereinstimmung mit den bekannten Prinzipien der elektrischen Kreise wird dabei das Ladungepotential ausgeglichen oder auf den beiden Kondensatoren wieder verteilt. Diese Ausgleichung verläuft sehr schnell in Anbetracht dessen, daß die Impedanz Schalters 109 niedrig gewählt ist.

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In der mit Fig. 1 dargestellten Schaltung wird ein zur Schaltungsauegangsspannung der vorhergehenden Abtastperiode proportionales Signal in einem ersten kurzen Zeitintervall invertiert und in dem Kondensator 107 gespeichert. Der Strom des abgetasteten Eingangssignal wird während eines zweiten kurzen Zeitintervalls im Kondensator 108 abgespeichert, worauf dann die beiden Kondensatoren 107 und 108 verbunden werden. Die Wiederverteilung der Ladung zwischen den beiden Kondensatoren 107 und 108 ist frequenz abhängig, so daß die niederfrequente Komponente und die Komponente in der N he der Abtastfrequenz verhindert oder reduziert werden, während die Komponenten zwischen der niedrigen Frequenz und der Abtastfrequenz in vorbestimmter Weise verstärkt werden. Der Gewinn oder der Verstärkungsfaktor des Verstärkers und das Verhältnis der beiden Kondensatoren 107 und 108 zueinander werden so gewählt, daß die gewünschte Ausgleichung stattfindet. Der Ausgleich der Potentialladung zwischen einem Paar gekoppelter Speicherkondensatoren nach dem beschriebenen Ausftthrungsbeispiel gestattet es den Signalkpmponenten aller vorhergehenden

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Abtastungen in die Filter funktion einbezogen zu werden.

Wenn mit c der Wert des Kondensators 108 und mit c_g der

1 »

Wert des Kondensators 107 bezeichnet xi rd und der Verstärkungsfaktor des Verstärkers 105 dem Wert G entspricht, dann entspricht die Spannung auf dem Kondensator 108 nach der Ausgleichung unmittelbar nach der Zeit t

_Cie - GC₀V , ^nd

Wenn in = C₁ -c. und e die Signalspannnng ist, die auf dem

1 et Ti.

Kondensator 108 zwischen den Zelten t _o und t _o übertragen

Vii no

wird, dann entspricht die Spannung auf diesem Kondensator

me - Gv

Allgemeiner gesagt, wenn angenommen wird, daß die Signalspannung auf dem Kondensator 107 in der Zeit, wenn eine erste Abtastspannung e in der Abtastperiode T an dem

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Kondensator 108 anliegt, gleich Null ist, so beträgt die Spannung nach dem Ausgleich während der Abtastperiode T auf dem Kondensator 108

m e

^ί3)·

TT

Nach dem zweiten Ladungsaus gleich in der folgenden Abtastperiode T entspricht die Spannung auf dem Kondensator 108

Gme ___ ο»««

me - ο me, Gme^

ν = m + ί =

1 m+1

Nach der dritten Ausgleichung in der Abtastperiode T beträgt die Spannung auf dem Kondensator 108

Gme

Cojiden

m+l

Die Gleichung 5 kann in die folgende Gleichung Oberführt werden:

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2
me„ mGe, mG e

2 1 ο

V₂ =—TT- - »—+

im+1) (m+1)

Allgemein beträgt die Spannung auf dem Kondensator 108
nach vollzogener Ausgleichung während der Abtastpsriode Tn

η , _ΛΛ _i e .
_v , ^ M> mG n-i

ⁿ 1=5

Wo i jede Abtastperiode von Null bis n_ umfaßt, d.h. die Gleichung 7 zeigt die Spannung auf dem Kondensator 108 nach η
Abtastperioden auf. Die Spannung zwischen den Ausgangsklemmen 112 und 113 entspricht -Gv , weil der Gewinn des Verstärkers 105 -G entspricht.

Der Gewinn bzw. der Verstärkungsfaktor des Verstärkers 105 kann mit den Gliedern m_ bestimmt werden, wobei ein konstantes zwischen den Klemmen 100 und 102 angelegtes Signal angenommen wird. Bei einem konstanten Eingangssignal ist die

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Spannung auf dem Kondensator 108 nach der Ausgleichung in der

n-fen Abtaetperiode e /G und e = GV .. ¹^ η η η-1

Unter diesen Bedingungen entspricht die Gleichung (1)

e me - e

JL = £IL

G m+1

Das Verhlltnis der Kapazität der beiden Kondensatoren kann deshalb anstelle von G mit m_ ausgedrückt werden. Setzt man den mit der Gleichung (Θ) für G erhaltenen Wert ein, so entspricht die auf dem Kondensator 108 nach der η-ten Abtastung gespeicherte Spannung

wo die Konvergenz mi 2 aufgezeigt wird.

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Die Fig. 3 zeigt die Wellenform der Frequerazkomponenten dee Eingangs signals, das en die Schaltalg d@r Fig. 1 angelegt wtsr= de. nie Wellenform 301 zeigt ein© Gfeiehstromsignalkomponent© zweier direkt aufeinander folgender Afotastzeitsn t = n/fs und t = (n+l)/fg. In den Zeit©« t = n/fs und t = <n -s- l)/fs ist die abgetastete Spannung der Wellenform 301 unverändert gleich. fe stellt die Abtastfrequenz dar. Die Gleichung HO) umfaßt das Glied (=1) , so daß die Summierung der Gleichung (10) Glieder mit umgekehrten Vorzeichen wie in Gleichung (6) aufweist, wobei die Spannung ν niedriger ist als die abgetastete Spannung der Wellenform 301 der Fig. 3. Die Schaltung der Fig. 1 vermindert jede Gleichstromkomponente des Eingangs signals in Übereinstimmung mit der Übertragungsfunktion der Gleichung '1O).

Die Wellenform 302 in Fig. 3 zeigt eine Sinuewellen-Signalkomponente der Abtastfrequenz fs. In den aufeinander folgenden Abtastzeiten t = n/fs und t = fn + l)/fs sind auch hier die abgetasteten Spannungen auf der Wellenform 302 gleich. Im

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Hinblick auf die wechselnden Vorzeichen in der Gleichung QO) wird die Frequenzkomponente des Fingangssignals auf eine Größe reduziert, die der Gleichstromkomponente entspricht. Die gleiche Reduzierung erhält man auch für die Frequenzen, die ganzzahlige Vielfache von fs sind.

Die Wellenform 303 stellt fl/2fs) der Frequenzkomponente des an die Schaltung der Fig. 1 angelegten Eingangs signals dar. Ih der Zeit t = n/fs ist der Abtastwert der <l/2£s) Frequenzkomponente positiv, während in der folgenden Zeit t = (n-H)/fs dieser Frequenzkomponente negativ ist. In den Gliedern der Reihenfolge der.Summierung in der Gleichung (10) steigen die nacheinander folgenden abgetasteten Werte der ί 1/2)fs-Komponente des Eingangs signals bei allen positiven Gliedern an, wobei die Reaktion der Schaltung der Fig. 1 auf die (l/2)fs-Komponenten mehr verstärkt als vermindert wird. Zwischen der Gleichstrom-Frequenzkomponente und der (l/2)fs-Frequenzkomponente erhöht sich die Reaktion der Schaltung nach Fig. 1. Die Reaktion der Schaltung nach Fig. 1 sinkt aber zwischen der

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Frequenzkomponente (l/2)fs mkd der Frequ@nzk©mpon@nt© fß ab. Die Fig. 4 aeigt di© Reaktion der Schaltung nach Fig. 1 als Funktion der Frequenz. Bei Null- frequenz und der Abtastfrequena fs vermindert sich die Reaktion der Schaltung bis zu dem gleichen minimalen Betrag. Di® Frequenzkomponente fs/2 entspricht dem Reaktionsmaximum der Schaltung. Zwischen den Frequenzen fs und 2fs sowie den aufeinanderfolgenden Frequenzintervallen wiederholt sich die Reaktion der Schaltung nach Fig.

Die Wellenform 501 in der Fig. 5 zeigt die Frequenzreaktion einer Null-Abtastanordnung, die dann entsteht, wenn die Schaltung nach Fig. 1 ohne Ausgleichskreis arbeitet. Es ist allgemein bekannt, daß diese Reaktion der Gleichung

sin χ

entspricht.

Die Kurve 501 zeigt die Verzerrung, welche bei einer NuIl-Ab-

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tasteinrichtung auftritt, die mittels eines in der Schaltung der Fig. 1 vorgesehenen Ausgleichers kompensiert wird. Die Frequenzreaktion der Auegleicherschaltung in der Schaltung der Fig. 1 zeigt die Kurve 502 und die Frequenzreaktion der Abtasteinrichtung in Kaskade mit der Schaltung der Fig. 1 ergibt die Kombination der Kurven 501 und 502, wie sie die Kurve 503 darstellt. Diese Kurve 503 zeigt ein relativ flaches Reaktionsintervall zwischen der Null-Frequenz und der Abtastfrequenz fs und liegt einem relativ verzerrungsfrei arbeitenden Leerlauf-Tiefpaßfilter sehr nahe. Deshalb kompensiert in Übereinstimmung mit der Erfindung die Zusammenschaltung der Schaltung nach Fig. 1 in Kaskade mit einer Nullbefehl-Abtasteinrichtung Verzerrungen, die von der aufeinanderfolgenden Abtastung des Eingangs signals stammen. Vorteilhaft ist es, wenn der Ausgleicher bzw. die Ausgleichsschaltung nicht von genauen Werten der Komponenten abhängig ist, keine Zeitverzögerungeglieder aufweist und nur von dem Verhältnis m_ und dem Gewinn bzw. dem Verstärkungsfaktor der Verstärkerschaltung abhängig ist.

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Um weiter die Reaktion der Schaltung nach Fig. 1 zu erklären, sei angenommen, daß das Eingangssignal eine Gleichstromkomponente E , eine Abtastfrequenzkomponente E Cos 2iffst

1 a

und eine halbe Abtastfrequenzkomponente E Cos TrTst aufweist. Nach einer größeren Anzahl von Abtastungen, wenn η sich dem Unendlichen nähert, kann die Gleichstromkomponente mit der Gleichung (10) ermittelt werden:

In m+1 γ

Es ist allgemein bekannt, daß

°? _xi ₌ 1

i=0

-1

WiX = r-

m-1

sod aß

i m-1

m-1 ) m (13)

i=0

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Dementsprechend ist

E₁ . E₁. (η).

in m+i ι

Fflr die Abtastfrequenzkomponente E Cos 2tffst erhält man das gleiche Resultat, da bei jeder ausgeführten Abtastung der Abtaetwert E entspricht. Das Vorzeichen der 1/2-Abtastfrequenzkompomnte ändert sich jedoch mit jeder ausgeftihrten Abtastung, so daß χ = -

f ·—

■L m i=0

Daraus ergibt eich

wobei m = 3, E = E « E = E die Reaktion der Schaltung

1 & 3

nach Fig. 1 auf die Gleichstromkomponente, (1/2)E die Abtastfrequenzkomponente und (3/2)E die Reaktion der Schaltung

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auf 1/2 der Abtastfrequenzkomponente ist, wie mit Fig. 4 und mit der Kurve 502 in Fig. 5 dargestellt.

Fig. 6 zeigt eine Abwandlung der Schaltung nach Fig. 1 dadurch, daß in dieser Schaltung torisolierte Feldeffekt-Transistorschalter IGFET verwendet werden. Diese Art von Schaltern eignet sich für die integrierte Schaltungstechnik. Die hier verwendeten Kondensatoren 607 und 608 entsprechen den Kondensatoren 107 und 108 in der Fig. 1. Die N-Typ-IGFET-Sehalter 615, 610 und 620 wiederum entsprechen den Schaltern 106, 104, und 109 der Fig. 1. Die Amplitude der an die IGFET-Schalter angelegten Steuersignale muß größer sein als die Signale an den Quellen- oder Abflußelektroden, um einen leitenden Zustand sicherzustellen, wenn die IGFET-Schalter geschlossen sind. Der IGFET-Verstärker 605 entspricht dem Verstärker 105 der Fig. 1 und der IGFET-Kreis 625 liefert die Belastungsimpedanz fur den Verstärker 605, die bekanntlich die nichtlineare Reaktion dieses Verstärkers kompensiert.

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Wenn an die Torelektrode 618 des IGFET-Schalters 615 während der Abtastperiode das Signal A (Fig. 2) angelegt wird, wird eine leitende Verbindung zwischen der Abflußelektrode 616 und der Quellenelektrode 617 hergestellt und das auf dem Kondensator 608 gespeicherte und der Torelektrode 602 zur Verfügung gestellte Signal wird invertiert und fiber die Abflußelektrode 609 und die Quellen-Abflußstrecke dee IGFET-Schalters 615 auf den Kondensator 607 übertragen. Nach Beendigung des Signals A wird der IG FE T-Schalter 615 geöffnet und entsprechend wird beim Anlegen des Signals B (Fig. 2) an die Torelektrode 613 eine leitende Verbindung zwischen der Abflußelektrode 611 und der Quellenelektrode 612 des IGFET-Schalters 610 hergestellt. Deshalb wird eine Abtastung des zwischen den Klemmen 600 und 601 angelegten E ingange signals auf dem Kondensator 608 gespeichert.

Wenn das Signal B beendet ist, öffnet der IGFET-Schalter 610 und das Signal C liegt an dem IGFET-Schalter 620 an. Entsprechend dem Signal C wird eine leitende Verbindung zwischen der

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Abflußelektrode 621 und der Quellenelektrode 622 aufgebaut, wobei die beiden Kondensatoren 607 und 608 verbunden werden. Die Wiederverteilung der Ladung bzw. der Ladungeausgleich findet nunmehr statt. Das Resultat dieses Ladungsausgleiche, das auf dem Kondensator 608 abgespeichert ist, wird der Torelektrode 602 des IG FE T-Verstärke rs 605 zugeführt. Entsprechend den allgemein bekannten Prinzipien der IGFET-Schalteroperation erscheint das auf dem Kondensator 608 gespeicherte und nach der Gleichung QO-) verstärkte Signal der Wiederverteilung in invertierter Form auf der Auegangeklemme 632. Auf diese Weise wird die Ausgleicheroperation in Übereinstimmung mit der Erfindung ausgeführt. Es ist selbstverständlich, daß auch andere als IG FET-Elemente für die Ausführung von Filter funktionen verwendet werden können und daß ein bekannter Rückkopplungsverstarker benutzt werden kann, um die Stabilität der Schaltung zu gewährleisten.

Die Fig. 7 zeigt eine andere Form einer Ausgleicherschaltung in Übereinstimmung mit der Erfindung, in welcher ein Zwei-

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phasen-Impulsgenerator verwendet wird. In dieser Schaltung empfängt der Kondensator 710 die abgetasteten Proben des Eingangs signals über den Schalter 711, um das Signal P zu steuern, das zwischen den Zeiten t und t _n auftritt (Fig. 8).

nl n2

In der gleichen Zeit wird beim Anliegen des Signals P an dem Schalter 716 die Ladung des Kondensators 708 invertiert und auf den Kondensator 707 über den Verstärker 705 und den Schalter 716 übertragen. Nach Beendigung des Signals P in der Zeit t _o liegt das Signal P an den Schaltern 714 und 718 an. In dieser Zeit sind die Schalter 711 und 716 offen und die Schalter 714 und 718 geschlossen. Die Schalter 714 und 718 bleiben für den Rest der Abtastperiode geschlossen.

Der Schalter 714 ermöglicht es, daß das abgetastete und auf dem Kondensator 710 abgespeicherte Signal auf den Kondensator 708 übertragen wird. Wenn der Kondensator 708 im Vergleich zum Kondensator 710 klein ausgelegt wird, erscheint im wesentlichen die gesamte abgetastete Signalspannung des Kondensators 710 auf dem Kondensator 708. Auch der Schalter

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718 wird in Abhängigkeit vom Anliegen eines Signale P geschlossen, so daß ein Ladungsausgleich stattfindet zwischen dem Kondensator 707, welcher den Ausgang der Schaltung von der vorhergehenden Abtastperiode enthält, und dem Kondensator 710, der die augenblickliche Abtastung des Eingangs signals enthält. Als Ergebnis des Ladungsausgleichs folgt die Signalspannung auf dem Kondensator 708 dem Resultat der Gleichung ■ΊΟ), das die Fig. 4 zeigt; das ausgeglichene Signal wird invertiert und über den Verstärker 705 dem Ausgang 712 sugeführt. In der Gleichung (10) stellt das Glied C die Kapazität der parallel geschalteten Kondensatoren 708 und 710 und das Glied C₀ die Kapazität des Kondensators 707 dar.

Die Fig. 9 zeigt die Schaltung der Fig. 7 mit IG FE T-Schaltern und einen IGFET-Verstärker 709, welcher dem IGFET-Veretfirker 705 der Fig. 7 entspricht. In gleicher Weise entsprechen die IGFET-Schalter 911, 914, 916 und 918 dem Schaltern 711, 714, 716 und 718 der Fig. 7. Das IGFET-Element 932 die Belastungsimpedanz des IGFET-Verstärkers 905_C die in bekannter

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Weise die nichtlinearen Ausgänge des Verstärkungskreises 905 kompensiert.

Der IG FET-Verstärker 905 ist in seinem linearen Bereich durch die positive Spannungsquelle 930 über den IGFET-Kreis 932 vorgespannt. Zwischen den Zeiten t , und t _ einer Abtast-

ni τίΛ

periode T in Fig. 8 liegt das Steuersignal P an den IGFET-Schaltern 911 und 916 an. In diesem Zeitintervall wird eine Abtastung des Eingangs signals über dem geschlossenen IG FET-Schalter 911 auf den Kondensator 910 übertragen und als Ergebnis der Operation in der vorhergehenden Abtastperiode wird das auf dem Kondensator 708 gespeicherte Signal über den Verstärker 905 und den geschlossenen IG FET-Schalter auf den

Kondensator 007 übertragen. In der Zeit t _n sind die Schalter

n2

911 und 916 in Abhängigkeit von der Beendigung des Signals P geöfmet, während die Schalter 914 und 916 in Abhängigkeit von dem Signal P geschlossen sind, das in dem Zeitintervall t „ und dem Ende der Abtastperiode T erscheint. Da der Konn <s η

densator 908 im Verhältnis zum Kondensator 910 klein ausgelegt

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ist, wird die gesamte abgetastete Signalspannung auf dem Kondensator 910 augenblicklich auf den Kondensator 908 übertragen und es findet ein Ladungsausgleich zwischen dem Kondensator 907 und den Kondensatoren 908 und 910 statt. Die resultierende Signalspannung auf dem Kondensator 908 wird in Übereinstimmung mit der Gleichung (10) dem Eingangstor des IGFET-Verstärkers 905 zugeführt. Danach steht eine invertierte und verstärkte Version der Signalspannung auf dem Kondensator 9C8 an der Ausgangsklemme 912 zur Verfügung. Das ausgeglichene Signal der vorhergehenden Abtastung ist verfügbar, wenn das Steuersignal P angelegt ist. Die Ladungswiederverteilung ist in einem sehr kurzen Zeitintervall beendet, so daß das ausge glichene Ausgangs signal fast für den gesamten AbtaetIntervall und während des Erscheinens des Steuersignale P des folgenden Abtaetintervalls zur Verfügung steht.

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PATENTANSPRÜCHE

/ Iy Signal-Formungsschaltung mit einem Eingangsklemmenpaar fur den Empfang von Abtastproben eines Eingangssignale in sich wiederholenden Zeitabständen mit einem ersten und mit einem zweiten Speicherkondensator und mit einem Kopplungsverstärker, dessen Eingang an dem ersten Speicherkondensator und an einer Ausgangsklemme liegt,

dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung eine erste Schaltungseinrichtung (106;

716) umfaßt, welche in jedem Zeitintervall 'T ) das auf

dem ersten Speicherkondensator (108; 708) gespeicherte Signal über den Kopplungs verstärker (105; 705) auf den zweiten Speicherkondensator '107; 707) überführt, daß eine zweite Schaltungseinrichtung (104; 714) die auf den Eingangsklemmen (100, 102; 700, 701) abge-

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tasteten Abtastsignale dem ersten Speicherkondensator (108; 708) zugeführt und daß eine dritte Schaltungeeinrichtung danach den ersten und den zweiten Speicherkondensator verbindet und die gespeicherten Signale frequenzabhängig so kombiniert, daß das auf der Ausgangeklemme des Verstärkers erscheinende und von dem ersten Speicherkondensator '108; 708) abgeleitete Signal in Bezug zum abgetasteten Eingangssignal in vorbestimmter Weise modifiziert wird.

2. Signal-Formlinge schaltung nach Anspruch 1,

dadurch gekennzeichnet, daß in jedem der sich wiederholenden Zeitabstände (T )

die erste Schaltungeeinrichtung (106) zuerst den Ausgang des Kopplungsveretärkers (105) mit dem zweiten Spei-

cherkondensator Ü07) in dem ersten Teil it - t _o)

nl ⁿ²

des Zeitintervalls 'T ) verbindet, daß danach die zweite

Schaltungseinrichtung 1104) die Eingangsklemmen (100, 102) mit dem ©raten Speicherkondensator ilO8) wfihrend

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des folgenden Teils it - t J des Intervalls (T ) ver-

n2 no n

bindet, und daß die dritte Schaltungeeinrichtung (109) nachfolgend den ersten und den zweiten Speicherkondensator (108 und 107) während des Restteils des Zeitintervalls (T ) verbindet, η

3. Signal-Formungsschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Verhältnis des ersten Speicherkondensators (108fzu dem zweiten Speicherkondensator (107) m größer als 2 entspricht.

4. Signal-Formunge schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung eine vierte Schaltungseinrichtung (711) und einen dritten Speicherkondensator ff 10) umfaßt, der zur Übernahme und Speicherung der abgetasteten Spannung eines Eingangseignale mit einem Eingangsklemmenpaar (700, 701) verbunden ist.

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5. Signal- i οrmungeschaltung nach Anspruch 4,

dadurch gekennzeichnet, daß jedes der sich wiederholenden Zeitintervalle (T )

einen ersten Teil t ,-t „) umfaßt, in dessen Verlauf

nl n2

die erste Schaltungseinrichtung (716) den Ausgang des Kopplungs verstärke rs '705) mit dem zweiten Speicherkondensator (707), und die vierte Schaltungseinrichtung (711) die Eingangsklemmea (700, 701) mit d@m dritten Speicherkondeneator ?71O) verbindet, und einen zweiten

Teil It _-t J umfaßt, in dessen Verlauf die zweite Scheine ΪΙά

tungseinrichtung (714) eine Verbindung herstellt, über welche das auf dem dritten Speicherkondeneator (710) gespeicherte Signal auf den ersten Speicherkondensator (708) übertragen vdrd, raid die dritte Schaltungseinrichtung |(718) den ersten uad den swei t@n Speicherkonden-

und 707) verbindet.

6. Signalformungsschaltung nach Anspruch 5,

dadurch gekennzeichnet.

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daß das Verhältnis der Summe aus dem ersten und dritten Speicherkondensator '708 und 710) zu dem zweiten Speicherkondensator Γ707) rn größer als 2 entspricht.

7. Signal-Formungsschaltung nach Anspruch 3 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Kopplungsverstärker (105; 70 5) als Ihvertierverstärker mit einem Verstärkungsfaktor m + 1

m - 1 a ausgelegt ist.

8. Signal-Formungsschaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die erste, zweite, dritte und vierte Schaltungseinrichtung U06; 716, 104; 714, 109; 718, 711) mit torisolierten Feldeffekt-Transistoren C615; 916, 610; 914, 620; 918, 911) bestückt ist.

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