DE2024827A1

DE2024827A1 -

Info

Publication number: DE2024827A1
Application number: DE19702024827
Authority: DE
Priority date: 1969-05-21
Filing date: 1970-05-21
Publication date: 1970-11-26
Also published as: GB1296741A; FR2044249A5; JPS5019022B1

Description

Dr. phli. G. B. HAGEN

8UOOMUNCHEN^l(SoIIn)
Franz-Hals-Straße 21
Telefon 796213

ID 2702 München, 15. Mai 1970

Dr. H./P./sch

International Business Machines Corporation

Armonk, ϊϊ.Υ. 10504, V. St. A.

Elektronische Schaltung mit linearen Übertragungseigenschaften

Priorität: 21. Mai 1969j Frankreich; Nr. 69 15546

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltung mit einer

xunktion
ubertragungsr deren Steilheit steuerbar ist und

die dynamisch kompensiert ist.

Viele elektronische Anwendungen verlangen lineare fjbertra-

funktionen A

gungs mit einer mit Hilfe einfacher Mittel steuerbaren Steilheit. Beispielsweise hat das von einem elektronischen Empfänger empfangene Signal am Eingang eine Amplitude, deren Schwankungen charakteristisch für die Information sind und die linear verstärkt werden müssen, damit die Wiedergabe mit hoher Genauigkeit erfolgt. Sehr hohe kurzzeitige Dämpfungen wirken auf das Signal infolge der Änderungen in den Eigenschaften in der Umgebung, und daher haben Dämpfungen meist den vollständigen Verlust des an dem Empfängereingang anliegenden Signals zur Folge. Folglich ist

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Bayerische Vereinebanlc München 820993

ID 2702 - 2 -

die Einführung eines einwandfreien Ünearverstärkers mit einer automatisch steuerbaren Steilheit in das Empfangsnetzwerk notwendig, sobald die begrenzenden Toleranzen für das Ausgangsniveau des Empfängers nicht mehr in Betracht kommen. Eine solche Vorrichtung ist in der Technik unter der Bezeichnung "automatische Yerstärkersteuereinheit" (AGC) bekannt. Somit ist die Verstärkung in gegebenen.G-renzen konstant, was eine Genauigkeit während der Wiedergabe sicherstellt. Ist das Eingangssignal zu niedrig, dann wächst die Verstärkung des Empfängers an, und bei einem zu" hohen Eingangssignal vermindert sieh der Verstärkungsfaktor, was eine: Verminderung der Einführung in das Empfangsnetzwerk gegenüber der vorausgehenden Verstärkung bedeutet*

Viele andere Anwendungen im Bereich der Elektronik benötigen Schaltungen mit linearen Übertragungseigenschaften. Alle eingeschlossenen Verfahren gehen durch Annäherung und begrenzen dadurch die Dynamik des nützlichen Signals und machen auch nur von einem kleinen Teil der Übertragungseigenschaft Gebrauch. Solche Verfahren können auf einigen Anwendungsgebieten, auf denen relative Änderungen oder eine Dynamik des Eingangssignals im normalen Zustand wichtig sein können, unangebracht sein. Die herkömmlichen Verfahren haben weiterhin Übertragungseigenschaften mit einer im Hinblick auf die durch den Verbraucher akzeptierten Deformationstoleranzen ungenügenden linearität.

Überdies kann es bei einigen Anwendungen nützlich sein, einfache Mittel, wie etwa digitale Mittel, zur Steuerung der Steilheit der Üftertra^in^qftTgsnsrRiaift zu besitzen. Das ist der Pail bei Funktionsgeneratoren.

Ü03ÖU/1687

Es ist daher Aufgabe der Erfindung, Mittel zur dynamischen Linearisierung der Übertragungseigenschaften elektronischer Vorrichtungen bzw. Schaltungen zu schaffen.

Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht in der Schaffung einer Schaltung mit e und steuerbarer Steigung der Übertragungsfunktion mit zusätzlicher Möglichkeit dynamischer Kompensation bei Schwankungen der elektrischen Eigenschaften der verwendeten Komponenten infolge des Alters ^ und der !Temperatur. ^

Diese Aufgaben werden gemäß der Erfindung durch eine elektronische Vorrichtung gelöst, mit der eine Steuerung der Linearität und der Steilheit einer Strom-Spannungs-Übertragungsfunktion und umgekehrt möglich ist und die sich dadurch kennzeichnet, daß sie eine Anordnung von elektronischen Einweg-Elementen aufweist, die so angeordnet sind, daß sie eine Masche des komplexen T-Typs bilden und entsprechend m und ρ Reihen eines oder mehrerer dieser elektronischen Elemente in jedem Teil der horizontalen Zweige der !-Struktur haben, deren äußerste Punkte mit den Eingangs- und Ausgangsklemmen der Vorrichtung verbunden sind, und n-m Reihen in den verti- Λ kalen Zweigen, deren Anzahl n, m und ρ eine Einwirkung auf die Güte der Linearisierung der elektronischen Vorrichtung möglich macht, während ein mit den Knotenpunkten der Zweige der T-Struktur verbundener Stromgenerator die Steilheit der Übertragungsfunktion steuert.

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ID 2702

Ein Verfahren zur Linearisierung und zum dynamischen Ausgleich von ÜbertragungsfunktionSchwankungen in elektronischen Schaltungen als Folge von Schwankungen der elektrischen Eigenschaften der die Schaltungen bildenden Elemente kennzeichnet sich gemäß der Erfindung dadurch, daß mit der auszugleichenden Schaltung in Reihe eine Schaltung angeordnet ist, welche die reziproke und inverse Übertragungsfunktion liefert, die durch einen Betriebsverstärker erzeugt wird, dessen Rückkopplungsschleife eine mit der auszugleichenden Schaltung identische Schaltung enthält.

Weitere Merkmale und Zweckmäßigkeiten der Erfindung ergeben sich im Zusammenhang mit den Unteransprüchen aus den Figuren und der Beschreibung eines Ausführungsbeispiels. Ton den figuren zeigen?

Figur 1 Figur 2 Figur 3

Figuren 4a, 4b, 4c

Figur 4d

eine Schaltung mit linearer Übertragungseigenschaft vom ausgeglichenen Typj

eine Schaltung mit linearer Übertragungseigenschaft vom unausgeglichenen Typ?

Beispiele von mit erfindungsgemäßen Vorrichtungen ^ärfee^^^aeeÄjBE^-iiiÄ^tieaeiSrf erhalte

nen Ubertragungsfunktionen;

Vorrichtungen zur Linearisierung, erhalten durch Kombination der Übertragungseigenschaften gemäß der Erfindung?

eine Vorrichtung zur Linearisierung_{ erhalten durch Kombination von Übertragungseigenschaften in einer transistorisierten Verstärkerstufe gemäß der Erfindung?.

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Figuren eine dynamische !Compensations- und 5 und 5bis Linearisierungsvorrichtung gemäß der Erfindung;

Figuren 6 Standard-Übertragungsfunktionen, wie sie und 6bis mit in den Fig. 4 und 5 gezeigten Vorrichtungen erhalten werdenf

Figur 7 eine andere Ausführungsform der Erfindung.

Die Aufgaben der Erfindung können durch eine T-förmige Schaltung vom sog. ausgeglichenen oder nichtausgeglichenen ^yp» gespeist durch einen Stromgenerator, gelöst werden, deren verschiedene Zweige aus verschiedenen Serien von Einweg-Halbleiterelementen und von FestzuBtand-Thyratrons, Transistoren oder Dioden gebildet werden, mit denen es möglich ist, den Einfluß nichtlinearer Terme der Übertragungsfunktion in der so erhaltenen Schaltung zu unterdrücken oder doch wesentlich herabzusetzen.

In der Diodenanordnung des ausgeglichenen Typs in Fig. 1 wird dem wirksamen Verstärker Aop ein der an dem ■Umkehreingang J anliegenden Eingangsspannung Vin proportionaler Strom zugeführt, und der Verstärker liefert an seinem Ausgang K g eine Spannung Vo. Die Rückführungsschleife zwischen dem Eingang und dem Ausgang wird von einer symmetrischen Doppel-T-Anordnung gebildet (ausgeglichene T-Anordnung), die aus den Zweigen A, B, C, D, E, F und einem Stromgenerator I besteht. Die Zweige A, B und D, E repräsentieren die horizontalen Zweige des Doppel-T-Aufbaus, dessen freie Enden mit dem Ausgang K defl Verstärkers Aop und dem Umkehreingang/desselben verbunden sind. Die vertikalen Zweige sind an ihren freien Enden mit dem Bezugspotential verbunden, das in dem gewählten Beispiel der Erdung entspricht. Der

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Stromgenerator I liegt zwischen den gemeinsamen Punkten der drei Zweige jedes T-Seiles des Poppel-T, die als Knotenpunkte bezeichnet werden. Tatsächlich ist jeder der Zweige aus h in Reihe geschalteten Dioden gebildet, die zusammengesetzt und unterschiedlich in den Zweigen Ä und D sind, die jeweils eine Parallelschaltung von m Reihen von h Dioden sind, während die Zweige B und B ρ Reihen von ihnen und die Zweige 0 und F n-m Reihen enthalten. Wird der Verstärker Aop als ideal betrachtet, was in der Praxis annähernd der Wk Pail sein kann, dann ist die Spannungsdifferenz zwischen seinem Umkehreingang und seinem Nichtumkehreingang vernachlässigbar, und der Punkt J kann als geerdet betrachtet werden. Der Eingangsstrom i ist dann proportional der Eingangsspannung Yin.

Die Charakteristik einer vorgespannten Diode ist durch die folgende Gleichung gegeben:

I₅₁ β Is (exp w- - D (1)

mit Y- β =± und mit q, k und T als der Elektronenladung, der

™ Boltzmannschen Konstanten und der absoluten Temperatur in ⁰K und Is als dem Sättigungsstrom der Verbindungsstelle.

Bei Zimmertemperatur (300° K) beträgt die Spannung V^ 26 mV. Bei herkömmlichen Silicium-Dioden oder Transistoren, die mit einem Strom von mehr als 1 ΛίΑ Gleichstrom vorgespannt sind, kann die "-1" in Gleichung (1) vernachlässigt werden.

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Die Strom-Spaimungs-Übertragungsfunktion der Diode kann dann, geschrieben "werden als!

Nimmt man an, daß die Dioden gleich sind und daß iJ "bis i? die entsprechenden Ströme in den die m Zweige A und D bil-

T η τη

denden Dioden und i_o bis i_o"" die Ströme in den (n - m)

T TI

Reihen der Zweige G und F und i~. bis if die Ströme in den

ρ Reihen der Dioden in den Zweigen B und E sind, können ™

folgende Gleichungen aufgestellt werdeni

±\ = ..,. = _i» = i|_a .... iU-m). _{β lB βχρ}

±5 = ..... = i| = Is exp ((Vl - Vo) / hV_T)

wobei Vl die Spannung an den Eingangsklemmen der Dioden in dem oberen Zweig des T ist.

Wird der Eingangsstrom i in seine positive und seine negative Komponente i* und i" aufgeteilt, dann gelten die folgenden Gleichungen;

ι =J if = m Is exp

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id 2702

I= I X + 2 ^{1 4} Σ ^Χ

E- .ρ

I = η ij +ρ ij = η Is exp (VlZhV₁) +ρ Is exp ((Vl-Vo)ZhV₁)

= gi⁺+*l* «Ρ (

m
η

exp (-

die auch geschrieben werden kann als

f (Log -

Mit einer gleichen Rechnung für i~ und bei Beachtung der Beziehung I=I⁺ - i" läßt sich die Stromüpannungs-Übertragungscharakteristik der in Fig* I gezeigten Schaltung schreiben als:

oder mit der Annahme, daß X -

und Io s α Log * ist?

(2)

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Mit der Annahme, daß ρ =* η ist, folgt aus der Gleichung (2):

-i - f I th X (3)

Mit der laylor-Reihenentwicklung folgt daraus:

Die Übertragungsfunktion der in Fig. 1 gezeigten Schaltung hat keine geraden Glieder, und der Einfluß des ersten nichtlinearen Terms ist gedämpft. Auf der anderen Seite ermöglicht es der Strom I, die Steilheit der Übertragungsfunktion zu steuern, und der den Strom zuführende Generator ist dann ein die Steilheit steuernder Generator,

In einem anderen, allgemeineren Fall, bei dem ρ ^ η ist, folgt durch laylor-Reihenentwicklung aus der Gleichung (2):

-i . f (l-th²Xo) I (X - (1-^h²Xo? _X3 + ₍₁ „ ψ

■f-if th⁴Xo) if X⁵t ..,-..) ) (5)

Das Interessante an dieser Gleichung ist,, daß man zeigen kann, daß in Abhängigkeit von der Wahl von Xo der Einfluß der Koeffizienten der nichtlinearen Terme in der Gleichung gesteuert werden kann. Genauer gesagt erhält man für th:

» d, h· Xo * 0,658, woraus folgt«

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Dieser Fall ist von speziellem Interesse, weil er die linearität der Übertragungsfunktion der Vorrichtung betont, und zwar für einen erweiterten Anwendungsbereich* Figo 3 zeigt die Strom-Spannungs-Übertragungsfunktion für Werte von Xo s 0} 0,7 und 1,1. Vergleichsweise zeigt diese Figur die Spannungs-Strom-Übertragungsfunktion, die aus der Gleichung (5) folgt und zu

X ~ Y ■/- 1-3^h²Xo _Y5 + JboAo _Y5 _{+ e}_ ₍₆₎

führt mit

m T 1 - th² Xo

Vo

thXo = HK, ^Y=s-imf^sOtf ^und

Vo » - 2 h V₁(Oc^ 4-I^ (oc j)⁵ _f ....) (7)

Die zahlreichen Linearisierungsvorteile werden durch Mittel der in Fig. 1 gezeigten Vorrichtung erreicht«, Gleiche Eigenschaften können mit der in Fig. 2 gezeigten nichtausgeglichenen Schaltung erreicht werden. Diese Schaltung ist der vorhergehenden gleich mit der Ausnahme, daß die Doppel-T-Struktur durch eine einfache T-Struktur ersetzt wurde und daß ein zusätzlicher Stromgenerator Ic, der als Gleichstrom-

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2702 - Ii - 202k827

niveau-Gommon-Mode-Steuergenerator bezeichnet wird, zwischen den Umkehreingang des Betriebsverstärkers Aop und Erde geschaltet ist, was tatsächlich nötig ist, weil eine Gleichstromkomponente in der Übertragungsfunktion auftritt.

Tatsächlich kann der Strom Ic als zusätzlicher Common-Mode-Strom betrachtet werden, der am Eingang eingeführt ist. Die nichtausgeglichene Vorrichtung verhält sich dann in gleicher Weise wie die in Pig. 1 gezeigte, aber sie überträgt nur i*.

Die Gleichung Cl¹) wird dann: ■ . ™

i t Ic =#

.§i (1.-th I

i= -Ic ff I (irth (X - Xo) ).

Pur den Pail, daß ρ = η und Xo = 0 ist, folgt

i = - Ic f I I (l fth X)

Die Übertragungsfunktion der Schaltung zeigt eine Gleichstromkomponente auf, die durch Dazwischensehalten eines lc-Stromgenerators leicht beeinflußt werden kann, um entweder die Gleichstromkomponente zu null zu machen oder sie zu

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id 2702 - l2 - 2024627

steuern. Diese Vorrichtung macht es zusätzlich zu ihren linearisierenden Eigenschaften der Strom-SpannuKgs-Übertragungsfunktion möglich, eine Mehrzahl von Übertragungsfunktionen gleicher Schaltungen, aber unterschiedlicher G-leichstromkomponenten algebraisch zu verbinden« Das kann durch Einwirkung auf den Strom Ic oder auf die Anzahl m und η erreicht werden. Es ist möglich, auf die Steilheit der Übertragungsfunktion einzuwirken, indem man auf den Generator I einwirkt. Fig. 4a zeigt eine beispielsweise einfache Verkörperung einer Kombination, die aus einer Parallelanordnung zweier einfacher T-Zeilen des in Fig. 2 gezeigten Typs erhalten wurde. In dieser Figur wie auch in den Fig. 4b und 4 und 5b sind die verschiedenen Maschenzweige durch ein Viereck symbolisiert, das ©ine Diode oder einen Transistor enthält, um die Zeichnung klarer zu machen.

Die Gesamtübertragungsfunktion der Anordnung wird durch die folgende Beziehung wiedergegeben«

ffl-l I-l ΒΪΛ In

ie« Ic + ^—iClVthCX-Il) )4--~—^(1+th (X-X2)-) (8)

ⁿl 2 ⁿ2 2

wobei die Indexe 1 und 2 die entsprechenden Elemente Jeder Masche kennzeichnen.

Für den speziellen Fall, daß die verwendeten Eückführungsmaschen gebildet sind, so daßs

η_Ί - m-i β η_ο - m_o = 0
ι ι d d

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•wird dann für die in Pig, 4a gezeigte Vorrichtung eine zweistufige Differentialanordnung erhalten, wobei die Elemente quersymmetriseh angeordnet sind.

IL-, — m-t = η.« — Mp ss ο (Bk. s Pp und p-. « ij.

1 ^Pl ' 1 ^m2
Xl = _? iog--.^ Log--

1 £2 l fa. I

- 2 ^og n₂ - 2 ^og m₂

und damit Xl β -Χ2.

Die Gleichung (8) wird

i'« - Ic+I (2 4-th (X - Xl) +th (X+Xl) )

und für Ic *12 β Il · Ii

i = I (th (X+Xl) +th (X - Xl) ). (10)

Die auf diese Weise erhaltene Pormel (10) ist bis auf das Vorzeichen vom gleichen Typ wie die Pormel (2). Entsprechend erhält man durch Kombination der diesen Formeln (2) und (10) entsprechenden Schaltungen Kombinationen mit nicht nur besserer !linearisierung, sondern auch mit dynamischer Kompensation im Hinblicfc auf Änderungen der elektrischen Charakteristik infolge von Alterung oder Veränderung der äußeren Parameter, wie etwa der Grenztemperatur der Dioden.

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Auf der anderen Seite transformiert die Beziehung (9), die den Fortfall der vertikalen Zweige der T-Masche darstellt, die Maschen in Differentialstufen. Diese Erfindung ist sehr gut für Transistoren anwendbar. In diesem Fall macht die der Beziehung (10) entsprechende-Vorrichtung eine linearisierung der Differentialanordnungen, wie beispielsweise transistorisierter Differentialverstärker, möglich.

Tatsächlich wird eine erste Näherung dieser Vorrichtung erfe halten mit einer Anzahl von Bemerkungen. Erst soll bemerkt werden, daß die Dioden in den verschiedenen Zweigen Jn₁, ?2 und p^, m₂ praktisch durch Transistoren realisiert werden können, deren Basis-Kollektor-Verbindung kurzgeschlossen ist. Die Beziehung (l) bleibt dannfür die Basis-Emitter-Verbindungen gültig.

Zweitens ist es nützlich, von neuem den Umkehrvorgang des Betriebsverstärkers Aop der Übertragungsfunktion des Rückführnetzwerkes zu erwähnen. Tatsächlich ist die Übertragungsfunktion i » f(V), die mit der in Fig. 4 gezeigten Vorrichtung erhalten wird, mathematisch das Reziproke der Funktion V β g(i) dessen, was mit derselben Vorrichtung ohne Betriebs-P verstärker Aop erhalten wird und so, daß der Eingang ein Spannungseingangssignal und der Ausgang ein Stromausgangssignal ist (Punkt k soll als geerdet angenommen werden).

Schließlich soll der Strom Ic zur Vereinfachung der Beschreibung gleich null gewählt werden.

Diese Bedingungen führen zu der in Fig. 4c gezeigten Schaltung, in der anstelle von Dioden Transistoren verwendet werden und die in jeder Hinsicht der in Fig. 4 gezeigten Schaltung entspricht, bei der jedoch die obigen Bedingungen

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.erfüllt sind und zusätzlich angenommen ist, daß nu = Pn = 3 und Di₁ α pg as 2 ist.

Mit β als dem Verhältnis zwischen Kollektor- und Basisstrom eines Transistors ist die Beziehung (!) noch gültig, wenn die Basen der Transistoren in I?ig. 4c gegen die Kollektoren isoliert sind und das Ausgangssignal von den Kollektoren aufgenommen wird. Der Strom i^ bildet deshalb das Verhältnis

β mit dem Basisstrom und das Verhältnis c< mit dem Strom Il oder 12. Das Verhältnis soll angenommen werden als ungefähr |

Die in Fig. 4d gezeigte entsprechende Schaltung erhält man nur, wenn alle Basis-Kollektor-Kurzschaltungen der Transistoren beseitigt werden und der Stromausgang von den Kollektoren aufgenommen wird. Bei Berücksichtigung dieser Betrachtung führt eine Rechnung, wie sie zu der Beziehung (10) geführt hat, bei der jedoch Il ungleich 12 ist, zu der folgenden Beziehung:

l +12

Der Punkt K wird zur Vereinfachung der Beschreibung als geerdet angenommen. Das Potential des Punktes K kann ungleich null sein, ohne daß die Ergebnisse deshalb verändert werden. Dadurch ist ein einfach.es Mittel zum Erhalten eines transistorisierten Differentialverstärkers mit linearer Übertragungsfunktion geschaffen, das mit herkömmlichen Integrationsmethoden, wie etwa Verdampfen und Niederschlagen von Aluminium, arbeitet. ·

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Es können den in !ig« 4a gezeigten gleichartige Kombinationen durch Mittel ausgeglichener Schaltungen erhalten werden,, So ist mit einer Parallelanordnung sweier Doppel-iü-Masehen nach Mg. 4b die Kombination ihrer Übertragungenunktionen möglich. In Figo 4b ist eine Schaltung gezeigt, die der in Mg* 1 gezeigten gleichartig ist» in. der aber sswei entweder identische oder nicht doppel-T-förmige Schleifen verwendet wurden, die entsprechende Stromgeneratoren Il und 12 haben«

Es soll angenommen werden, daß

ι ^pi ι ^p?

Die Rechnung, die zu der Beziehung (2) führte, ermöglicht es, die Gesamtübertragungsfunktion der in Fig. 4b gezeigten Schaltung au schreiben als

TT ^mT TO ^m9

i = _ ii -i (th(X* Xl) +th(X-Xl) ) - ψ- ™(th (X+X2)+th(X-X2) ).

Für Il = 12 = I, m, = m_? und m, = n₂ folgt daraus

i = -|~ (th (X 4-Xl) +-th (X-Xl) 4 th (X + X2) + th (X-X2) ).

Fig. 6 zeigt die Ausdehnung des linearen Bereiches der Übertragungsfunktion der Schaltung mit zwei Doppel-T-Maschen, die für Xl = 3 und X2 = 2,1 parallel geschaltet sind. Mit

i
m

γ ₌ „ ü ^>.
¹ - 21

folgt aus der obigen Gleichung

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= | (th (X + 3 X2) +th (X+12) 4-th (X - 3 Σ2) -t-th (X - X2).

In gleicherweise kann eine dynamische Kompensation, die auch eine Linearisierung der Übertragungsfunktion sicherstellt, durch Reihenschaltung der Maschen erhalten werden, wie sie beispielsweise in Fig. 5 dargestellt ist. Tatsächlich wendet eine solche Schaltung ein allgemeines Linearisierungsprinzip dynamischer Weise an, nachdem die Linearisierung einer gegebenen Übertragungsfunktion durch Eeihenschaltung der zu kompensierenden Funktion mit einer symmetrischen, im Hinblick auf eine gerade Linie und künstlich durch einen

en
Funktionsgenerator erzeugy variierenden Funktion erhalten

wird.

Im Fall der in Fig. 5 gezeigten Schaltung ist relativ zur automatischen dynamischen Kompensation und Linearisierung der Übertragungsfunktion der Masche Zo des ausgeglichenen Typs der in Fig. 1 gezeigten Schaltung und bei Zuführung eines Stromausgangs Io, besonders erhalten durch Abzweigen eines Operationsverstärkers zu dem Ausgang Sj der Masche, eine reziproke Funktion durch eine Vorrichtung der in Fig. gezeigten Art erzeugt (der Verstärker Aop ist mit der Masche verbunden). Auf diese Weise kann bei Verwendung der oben genannten mathematischen Eigenschaften des BetriebsVerstärkers Aop und der Beziehungen, die die Strom-Spannungs- und Spannungs-Strom-Übertragungsfunktionen der Dioden- oder Transistoren-Maschen des in Fig. 1 gezeigten Typs zeigen, eine vollständige und stetige Linearisierung erhalten werden. Sind m, n, P und m , η und ρ die Parameter der Zweige der Doppel-T-Maschen (Z) und (Zo), dann führen die obigen Rechnungen zu den folgenden Beziehungen!

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- j - I S (th (Xf Xl) +th (X-Xl)), mit Xl = \ Log \.

i ·, m ρ

(th (X+Xo) +th (X-Xo)), mit Xo = ^ Log ^

²ⁿo

Wenn angenommen -wird, daß Xo = Xl ist,, erhält man

Diese Beziehung zeigt eine gute Linearisierung der Eingangsstrom-Ausgangsstrom-Übertragungsfunktion, die noch dazu eine Steuerung des Anstiegs der Funktion allein aus dem Verhältnis Io/l nach Fig. 6b ermöglicht. Es ist daraus auch ersichtlich, daß das Ergebnis unabhängig von den die Doppel-T-Masche bildenden Elementen ist, vorausgesetzt, daß die letzteren identisch sind. Dieses Ergebnis kann auf die einfach I-förmigen Schaltungen ausgedehnt werden, die bei der Herleitung der Beziehung (10) verwendet wurden, Gleichfalls kann es für jeden anderen Typ eines Netzwerkes verallgemeinert werden, das dann dem Linearisierungs- und Kompensationsprinzip der Übertragungsvariationen im Hinblick auf die Zeit, die Temperatur oder andere Parameter entspricht, die die Ausführung durch Einführung eines Netzwerkes gleichartiger Struktur in die Rückführungsschleife des Betriebsverstärkers kennzeichnen« Um beispielsweise einen Spannungsabfall an einer Diode zu vermeiden und die Übertragungsfunktion eines parallel von Schaltungen mit einer Diode und einem Widerstand in Reihe geschalteten Netzwerkes zu linearisieren, reicht es aus, einen Betriebsverstärker am Eingang der Vorrichtung vorzusehen, der in Reihe mit dem Netzwerk

wobei,
geschaltet ist una/dxe Rückführungssehleife des Verstärkers

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aus einem mit diesem identischen Netzwerk zur Kompensation gebildet ist und symmetrisch zu dem Netzwerk im Hinblick auf das Ausgangssignal des Betriebsverstärkers ist.

Wie es möglich war, von der Umkehrfunktion des Betriebsverstärkers Aop in Fig. 5 herrührend eine Übertragungsfunktion mit ihrer reziproken Punktion zu kombinieren, um die Linearisierung und die dynamische Kompensation einer Übertragungsfunktion in einem Diodennetzwerk durch ein Differentialverfahren zu erhalten, ist die Anwendung desselben Prinzips f auch für ein Transistornetzwerk möglich. Das ist, genauer gesagt, für das Transistornetzwerk nach Fig. 4d wie auch nach Fig. 5b gültig.

Während jedoch die Vorrichtung nach Figo 5 eine Spannungskombination bei Vo betraf, betrifft die Fig. 5b eine Stromkombination.

In dieser Figur ist eine symbolische Darstellung in Form von Rechtecken, die jeweils einen Transistor enthalten, ähnlich der Symbolisierung für die Diodennetzwerke zur Vereinfachung der Zeichnung gewählt. Jedes Rechteck enthält offensichtlich eine Anzahl m oder ρ parallel geschalteter Transistoren. Ist für das Netzwerk Zl taad m = 3 und ρ = 2 und daneben Il = 12 = I, dann ist das Netzwerk mit dem in Fig« 4d gezeigten identisch.„ Es ist eine zweite Masche Z2 verwendet, deren Stromgeneratoren gleich Io gewählt sind, um die Gleichartigkeit mit Fig. 5 zu zeigen. Die Übertragungsfunktion der Vorrichtung ist dynamisch kompensiert &χτ durch Parallelanordnung der Stromausgänge i!^ der Haschen Zl und Z2 am Eingang eines

r ι

Betriebsverstärkers Aop, so daß ^i=O ist, was automatisch eintritt, wenn der Betriebsverstärker Aop als vollkommen angenommen ist. Die Eingangs spannung Vl =■ -sr~—-Vs

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mit Ys als der kompensierten Ausgangsspannung wird durch. Steuerung des Differentialeingangs der Masche Z2 durch einen Spannungsteiler aus Widerständen r und R, die zwischen Ts in Reihe geschaltet und geerdet sind, erhalten.

Dieses Kompensationsverfahren ist außerordentlich flexibel und kann sogar noch in dem Fall verwendet werden, in dem Zl eine einfache Differentialverstärkerstufe mit zwei gleichartigen Transistoren ist, wenn die Masche Z2 vom gleichen Typ ist.

Das bis^jetzt beschriebene Verfahren der dynamischen Linearisierungder Übertragungsfunktion erscheint 4&gm als sehr flexibel, herrührend von den so möglichen Vielfachspannungoder Strom-Reihen- oder Parallelschaltungen oder Kombinationen derselben.

Wenn auch die erfindungsgemäße Vorrichtung, wie oben gesagt wurde, viele Vorteile im Hinblick auf den Einfluß der Parameter m, η und ρ durch Vermittlung derselben, durch die eine Einwirkung auf die Übertragungsfunktion leicht ist, anbietet, so können auch andere Mittel ins Spiel gebracht werden, mit denen sich gleichartige Ergebnisse erzielen lassen. Die Gleichung (l) zeigt, daß es auch möglich ist, die Übertragungsfunktion durch Vermittlung des Faktors

^x - ^L°s 5 - ϊπς

zu steuern.

Dieses Ergebnis wird erhalten durch Einführung einer Spannungsquelle "e" in Reihe entweder mit den Zweigen ρ der Rück-

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führungsmasche T der Vorrichtung in den Pig. 1 oder 2 oder in die vertikalen Zweige der !-Masche. Die Pig. 7a und 71a
zeigen zwei Beispiele von Ausführungen, die solche Spannungs quell en "e¹¹ verwenden.

Fig. 7a zeigt eine Idnearisierungsmaschenschaltung in I-Form vom ausgeglichenen lyp.

Die Zweige m, (n - m) und ρ sind aus Transistoren von einem ^yP gebildet, der für die Zweige m und (n - m) durch Kurz- g schließen der Basis mit dem Kollektor wie eine Diode wirkt, während für den Zweig ρ ein Widerstand r zwischen die Basis und den entsprechenden Kollektor geschaltet ist und eine
Stromquelle Il mit den Kontakten der zwei in Reihe geschalteten Widerstände r verbunden ist.

Die Übertragungsfunktion dieser Schaltung ist gleichartig
derjenigen der allgemeinen Schaltung, die zur Gleichung (2) führti

- I β |j (th (X+X'o) +th (X - X'o) ) (11)

χ» ο β ■* ψ± +Xo

und mit

Xo β I log \.

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Fig. 7b stellt ein ähnliches Beispiel dar, in dem die Zweige ρ und (n - m) vertauscht sind und die zu derselben Übertragungsfunktion des durch Formel (H) beschriebenen Typs führen, wobei dann

X¹O - i Log (1 t- exp |ü) + Xo
ist.

Es ist offensichtlich, daß alle oben beschriebenen Kombinationen an die letzten beiden Typen der Schaltungen angepaßt werden können im Hinblick auf ein Anwachsen der Linearität und das Arbeiten der so erhaltenen Vorrichtung.

Patentansprüche i

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Claims

Patentansprüche

/1· Elektronische Vorrichtung, mit der eine Steuerung der Linearität und der Steilheit einer Strom-Spannungsr-Übertragungsfunktion und umgekehrt möglich ist, dadurch gekenn.zeichnet, daß sie eine Anordnung von elektronischen Einweg-Elementen aufweist, die so angeordnet sind, daß sie eine Masche des komplexen T-Typs bilden und entsprechend m und ρ Reihen eines oder mehrerer dieser elektronischen Elemente in federn Teil der horizontalen Zweige (A, B, D, E) der T-Struktur haben, deren äußerste Punkte mit den Eingangs- und Ausgangsklemmen der Vorrichtung verbunden sind, und n-m Reihen in den vertikalen Zweigen (C, P), deren-Anzahl n, m und ρ eine Einwirkung auf die Güte der Linearisierung der elektronischen Vorrichtung möglich macht, während ein mit den Knotenpunkten der Zweige der T-Struktur verbundener Stromgenerator (I) die Steilheit der Übertragungsfunktion steuert.
2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die die verschiedenen Zweige (A, B, ... P) bildenden Einweg-Elemente eine Reihe von Dioden sind. . ■'
3. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch g e -

k e η η ζ ei ohne t , daß die die verschiedenen Zweige (A, B, ... P) bildenden Einweg-Elemente Transistoren sind.
4. Elektronische Vorrichtung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die T-Masche, wenn sie vom sogenannten einfachen T-Typ oder nichtausgeglichenen Typ ist und die freien Enden der vertikalen Zweige

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mit einer Bezugsspannung verbunden sind, während die Enden der horizontalen Zweige einerseits mit dem ersten der Kontakte der Vorrichtung mit einem ersten gegebenen Widerstand und weiter mit der Bezugsspannung durch einen Stromgenerator (I) zur Steuerung des sogenannten Gleichstromniveaus oder Common Mode der Übertragungsfunktion verbunden sind und auf der anderen Seite mit dem zweiten der Kontakte der Vorrichtung und die Kontakte selbst mit einem zweiten gegebenen ^ Widerstand verbunden sind, der auch noch mit der Bezugsspan-™ nung verbunden ist, und daß der die Steilheit steuernde Stromgenerator (I) zwischen dem Knoten der T-Struktur und der Bezugsspannung eingeschaltet ist.
5. Elektronische Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet , daß die T-Masche vom sogenannten ausgeglichenen oder Doppel-T-Typ ist und aus zwei einfachen parallelen T-Maschen gebildet ist und die freien Enden der vertikalen Zweige jeder der einfachen, die Doppel-T-Masche bildenden T-Maschen einerseits mit der Bezugsspannung verbunden sind, während die Enden der horizontalen Zweige entsprechend mit dem ersten der Kontaktpunkte der Vorrichtung tk verbunden sind, die mit einem ersten gegebenen Widerstand verbunden sind, der außerdem noch mit der Bezugsspannung in Verbindung steht, und andererseits mit dem zweiten der Kontakte der Vorrichtung, und daß der Kontakt selbst mit einem ■zweiten vorgegebenen Widerstand verbunden ist, der außerdem mit der Bezugsspannung in Verbindung steht, während der die Steilheit steuernde Stromgenerator (I) zwischen die Knotenpunkte der einfachen T-Maschen, die die Doppel-T-Masehe bilden, geschaltet ist. ■

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6. Elektronische Vorrichtung, dadurch gekennzeichnet, daß eine Mehrzahl Maschen gleichen Typs der Art nach Anspruch 4 oder 5 parallel geschaltet sind, jedoch zur Steuerung der Steilheit verschiedene- Stromgeneratoren aufweisen»
7. Elektronische Vorrichtung nach einem der Ansprüche 4, 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite Widerstand erhalten werden durch Verbindung der ersten Klemme, die als Stromeingangsklemme g verwendet ist, mit dem Eingang eines Betriebsverstärkers (Aop), dessen Ausgang mit der zweiten Klemme, die als Ausgangsspannungsklemme verwendet ist, verbunden ist.
8. Elektronische Vorrichtung nach Anspruch 4, 5 oder 6, dadurch g e k e η η ζ ei c h η e t , daß di6 Verwirklichung der Linearisierung einer Spannungs-Strom-ttbertragungsfunktion durch Spannungssteuerung der Vorrichtung von der zweiten Kontaktklemme und Verbindung der ersten Kontaktklemme mit einem kleinen, an dem Stromausgang angreifenden Belastungswiderstand erreicht wird.
9. Elektronische Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch <| gekennzeichnet , daß die parallel geschalteten Maschen vom einfachen T-Typ sind und keine vertikalen Zweige aufweisen.
10. Elektronische Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet , daß die einfachen QJ-Maschen ohne vertikale Zweige und ohne Common-Mode-Stauerstromgenerator und mit Transistoren, als Einweg-Elementen in einer gerad-.aahligen Anzahl parallel geschaltet lind, so daß alle Zahlen β und ρ desselben Paares eine Kreuzsymmetrie bewirken, so

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daß die Vorrichtung einen Differentialverstärker mit linearer und steuerbarer Steilheit-Eingangs-Spannungs-Ausgangs-Stromübertragungsfunktion darstellt·
11. Verfahren zur Linearisierung und zum dynamischen Ausgleich von Übertragungsfunktionssehwankungen in elektronischen Schaltungen als Folge von Schwankungen der elektrischen Eigenschaften der die Schaltungen bildenden Elemente, dadurch gekennzeichnet, daß mit der auszugleichenden Schaltung in Reihe eine Schaltung angeordnet ist, welche die reziproke und inverse Übertragungsfunktion liefert, die durch einen Betriebsverstärker erzeugt wird, dessen Rückkopplungssehleifβ eine mit der auszugleichenden Schaltung identische Schaltung enthält.
12. Verfahren zum dynamischen Ausgleich:, und gur Linearisierung der Übertragungsfunktion eines ersten transistorisierten Differentialverstärkersj dadurch gekennzeichnet, daB eis.® aweit© mit ä©r auszugleichenden identische Differentialstuf© verwendet wirä, so daß die Strom-Spannungs-Übertragungsfmiktion der sweitea Stufe die Spannungs-Strom-Funktion äer ersten Stufe dureh Anwendung der Nullwert-Stromeigenschaften aa Eingang ©ines idealen Betriebsverstärkers ausgleiehtj und iai ein Teil der Ausgangsspannung als EingangsapamiiBg der swsitea Stufe dient, deren zwei AusgangestroAoiitaktpiaiik-fee jeweils mit den ent- sprechenden zwei Differentialeingäng@a iea BetriebsVerstärkers verbunden sind und parallel %u d@a zwei Ausgangsstromkontaktpunkten der ersten Stufe !!©gea® die daa anfängliche Eingangsspannungssignal aufaimt.

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