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Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Kombinierung von
wenigstens zwei parallel geschalteten Mikrowellensendern mit
beliebigen Leistungsverhältnissen
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Bekanntlich ist es oftmals erforderlich, die Leistung von zwei
von derselben Energiequelle gespeisten Hochfrequenzverstärkern
zu addieren, beispielsweise zur Versorgung einer Antenne. Wenn
gemäß dem Stand der Technik die Leistungswerte beider Verstärker
bekannt sind und beispielsweise gleich sind, werden die beiden
Ausgangsleistungen der Verstärker einer Summenschaltung
zugeführt, die als Hybridschaltung ausgebildet ist und im
allgemeinen zwei Ausgänge hat; die Hybrid-Parameter werden
konstruktiv so ausgelegt, daß die gesamte Leistung an einem
Ausgang vorhanden ist, während am anderen Ausgang die Leistung Null
ist. Im allgemeinen wird an dem nicht gewünschten Ausgang eine
Last angelegt, um die aus möglichen Ungleichgewichtsgründen
erzeugte Leistung zu absorbieren. Wenn sich allerdings dieser
Ungleichgewichtszustand in unkontrollierter Weise ändert,
beispielsweise durch die Änderung der Verstärkerkennlinien oder der
Phase aufgrund unterschiedlicher thermischer Ausdehnungen der
Hohlleiter oder aus anderen Gründen, steigt die gesamte,
unerwünschte Leistung, die von der Last aufgenommen und daher nicht
genutzt wird, in nicht vertretbarer Weise an.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Vorrichtung zur
Kombinierung und Addierung der Ausgänge von zwei oder mehr
Mikrowellenverstärkern zur Verfügung zu stellen, welche sich an
die von den beiden Sendern erzeugten Leistungen und Phasen
automatisch anpaßt oder manuell angepaßt werden kann.
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Eine Vorrichtung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 ist
bekannt aus "Patent Abstract Japan", Band 4, Nr. 83 (E-15) [565)
vom 14. Juni 1980 und aus der JP-A 55 49 052 (Mitsubishi Denki
K.K.) vom 08.04.1988. Die der Erfindung zugrundeliegende Aufgabe
wird durch die Merkmale im Kennzeichen des Patentanspruchs 1
gelöst.
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Die Summenschaltung gemäß der Erfindung hat einen variablen
Koppler, dessen Aufbau anhand der Zeichnungen erläutert werden
wird.
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Die der Summenschaltung zugrundeliegende Theorie kann wie folgt
dargestellt werden. Zunächst sei angenommen, daß zwei parallel
zueinander geschaltete Hohlleiter mit einem
Gesamtkopplungsfaktor C = cejψ miteinander gekoppelt werden sollen, wobei der
Koeffizient c vom Wert 0 bis 1 variieren und die Phase jeden
beliebigen Wert annehmen kann. Die Struktur kann eine solche mit
vier in herkömmlicher Weise numerierten Gattern sein. Bei einer
solchen Vorrichtung werden die Leistungen an den beiden
Eingängen 1 und 4 so addiert, daß ihre Summe an einem der beiden
Ausgänge verfügbar ist, während der andere Ausgang den Wert 0
hat, so daß unter der Annahme vernachlässigbarer ohmscher
Verluste der Vorrichtung die Kombination der beiden Leistungen ohne
Anpassungsverluste erzielt wird. Um dieses Ergebnis zu erzielen,
ist es erforderlich, daß die Änderung der Phase ψ einer der
beiden Signale sowie der Kopplungsfaktor c in Funktion der
Amplituden und Phasen an den Eingängen gesteuert werden. Es sei
angenommen, daß die Streuungsmatrix des Kopplers (der ohne Verluste
angenommen wird) sich wie folgt darstellt:
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Hierbei sind, wie bereits erwähnt, der Kopplungskoeffizient 0 ≤
c ≤ 1 und der Übertragungskoeffizient t =
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Es sind auch andere Streumatrizen vorstellbar, die aber durch
geeignete Wahl der Referenzschnitte Eingang-Ausgang auf die oben
dargelegte Form zurückgeführt werden können.
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Wenn den Gattern 1 und 4 die Signale
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zugeführt werden und alle Gattern durch geeignete Enden
geschlossen sind, ergeben sich die Streusignale wie folgt:
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Wenn die gesamte Leistung erhalten werden soll, d. h. in der
Praxis die Summenleistung, muß am Ausgang 2 Null sein:
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woraus sich ergibt, daß
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Hierfür ist es erforderlich, daß bezüglich um 90º
phasenverschoben wird. Dieses Ergebnis kann durch die geeignete Wahl
eines Wertes für ψ erzielt werden, was der erste Freiheitsgrad
ist.
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Nach diesem ersten Schritt erhält man:
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und folglich
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Die geeignete Wahl der Werte für ψ und c, was den zweiten
Freiheitsgrad darstellt, wird erreicht durch eine Überwachung der
Amplitude des Signals am Ausgang 3 und eine Einstellung der
Werte von ψ und c derart, daß dieses Signal auf einem
Minimalwert gehalten wird, der im Idealfall 0 ist.
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Das Prinzip, auf dem die Erfindung beruht, besteht darin, die
beiden miteinander gekoppelten Hohlleiter, auf die sich die oben
erläuterte Theorie bezieht, durch eine einzige Struktur mit
Kreisquerschnitt zu ersetzen, die sich so verhält, als bestünde
sie in Wirklichkeit aus zwei Leitern, d. h. daß sie die
unabhängige Ausbreitung von zwei polarisierten Feldern entlang zweier
zueinander orthogonaler Achsen gestattet. Da für die Zwecke der
vorliegenden Erfindung diese beiden Ausbreitungsarten
miteinander gekoppelt werden müssen, d. h. ein Leistungsaustausch
zwischen beiden möglich sein muß, ist es erforderlich, daß der in
Rede stehende Leiter, der strukturell ein Leiter, funktionell
jedoch ein Doppelleiter ist, mit Kopplungsorganen ausgestattet
ist. Diese Kopplungsorgane werden durch Diametralsymmetrien
gebildet, beispielsweise durch Vorsprünge P, die als Iriden
bezeichnet werden, oder durch kontinuierliche oder nicht
kontinuierliche Vorsprünge. Diese Diametralasymmetrien können durch
eine kontinuierliche Verformung des Leiterquerschnittes erzeugt
werden, der beispielsweise die Form einer Ellipse annehmen kann.
Solche Hohlleiter werden nachstehend Polarisatoren genannt.
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Durch die Asymmetrien wird erreicht, daß die beiden Felder nicht
mehr voneinander abhängig sind. Die Feldkomponente ξ, die sich
in der Richtung ausbreitet, die die beiden Iriden miteinander
verbindet, breitet sich mit einer Geschwindigkeit aus (d. h. hat
eine bestimmte Phasenkonstante), die sich von der
Ausbreitungsgeschwindigkeit
der dazu orthogonalen Komponente η
unterscheidet (welche sich mit einer anderen Phasenkonstante ausbreitet),
so daß nach einer bestimmten Zeit die beiden Feldkomponenten
phasenverschoben sind. Wenn man sich auf diesen
Phasenunterschied stützt, erreicht man die Kopplung der beiden orthogonalen
Felder und damit die Leistungsübertragung von dem einen zum
anderen. Die Phasendifferenz wird eingestellt durch Veränderung
des Winkels R, den die Diametralebene, welche die Iriden
miteinander verbindet, mit den Eingangsebenen der beiden Felder
bildet. Jedem Drehwinkel entspricht ein bestimmter Kopplungsgrad.
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Nachdem in dieser Weise eine Einstellmöglichkeit geschaffen
worden ist, d. h. ein Freiheitsgrad, nutzt die Erfindung einen
zweiten Hohlleiterabschnitt mit Asymmetrien P, um in analoger
Weise eine zweite Einstellmöglichkeit und damit einen zweiten
Freiheitsgrad zu schaffen.
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In der Praxis wird diese Theorie verwirklicht durch eine
Vorrichtung, wie sie nachstehend anhand der Figuren näher erläutert
wird.
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Die Vorrichtung besteht nacheinander aus einem ersten Abschnitt,
der von einem Orthogonal-Wandler OMT 1 (orthomode transducer)
gebildet wird, aus einem möglichen Verbindungsabschnitt SR 1 mit
kreisförmigem Ausgang, aus einer ersten Drehkupplung GR 1, aus
einem ersten Polarisator P l, der mit Hilfe eines Motors M 1 in
Drehung versetzt werden kann, aus einer zweiten Drehkupplung
GR2, aus einem zweiten Polarisator P 2, der von einem Motor M 2
in Drehung versetzt werden kann, aus einem möglichen zweiten
Verbindungsabschnitt SR 2 mit kreisförmigem Eingang, aus einem
zweiten Abschnitt, der von einem Orthogonal-Wandler OMT 2
gebildet wird, und aus einer Detektordiode DR, die mit einem Ausgang
des zweiten Wandlerabschnittes OMT 2 verbunden ist, um die
unerwünschte Feldkomponente zu erfassen und Überwachungsdaten an
einen nicht gezeigten Rechner zu liefern, der die Drehung der
beiden Motoren M 1 und M 2 steuert. Der Abschnitt, der die Diode
DR aufweist, ist durch ein geschlossenes Ende abgedeckt.
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Eine derart ausgebildete Vorrichtung ist ein variables Organ,
das sich über eine computergesteuerte Schaltung automatisch an
die Leistungen und an die Phasen der beiden Sender anpaßt. Es
sind zwei einstellbare Parameter vorhanden, die der Amplitude
und der Phase bzw. der in Phase befindlichen Amplitude und der
um 900 verschobenen Amplitude der beiden Komponenten des Feldes
entsprechen. Es handelt sich dabei um eine aperiodische Struktur
mit Breitband und niedrigen Verlusten. Im Vergleich mit einer
Kopplung zwischen zwei getrennten Hohlleitern, die durch eine
Kopplungsbohrung oder dgl. gebildet wird, ist die Kopplung
wesentlich besser, die mit einer Asymmetrie in einer drehbaren
Struktur gebildet wird, was darauf beruht, daß keine
Schleifkontakte vorhanden sind, die Struktur eine geringe
Flächenausdehnung hat und keine Resonanzeffekte entstehen.
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Die beiden Segmente P 1 und P 2 wurden als Polarisatoren
bezeichnet, weil sie sich tatsächlich wie Polarisatoren verhalten.
Wenn man nämlich beispielsweise den ersten der Polarisatoren
betrachtet und annimmt, daß seine Länge so bemessen ist, daß sich
eine Phasenverschiebung von 90º zwischen der Komponente η&sub1; und
der Komponente ξ&sub1; des Feldes ergibt, und daß das Feld am Eingang
linear polarisiert ist, ergibt sich, daß mit einer Änderung des
Winkels Re&sub1; beispielsweise von 0º über 45º bis 90º das Feld eine
Polarisation hat, die von linear über elliptisch (für 0 < R&sub2; < 45º)
bis kreisförmig (für R&sub1; = 45º) variiert, um schließlich wieder
elliptisch (45º < R&sub1; < 90º) und letztlich wieder linear (für R&sub1;
= 90º) zu werden. Mit anderen Worten können, ausgehend von einer
linearen Polarisation und einer Einstellung des Winkels R&sub1;,
alle elliptischen und insbesondere kreisförmigen Polarisationen
erzielt werden.
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Umgekehrt kann dasselbe Organ, an dessen Eingang ein Feld mit
elliptischer Polarisierung angelegt wird, am Ausgang ein Feld
mit linearer Polarisierung erzeugen.
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Bei weiterer Betrachtung der Funktionsgrundsätze der Vorrichtung
gemäß der Erfindung erkennt man, daß bei Einsatz eines ersten
Polarisators, der am Eingang ein elliptisch polarisiertes Feld
erhält, wobei das Verhältnis der Achsen und die Ausrichtung der
Ellipsen von den Amplituden und Phasen der Eingangsfelder
abhängen, ein Drehwinkel des Polarisators gefunden werden kann, bei
dem das Ausgangsfeld linear polarisiert ist, obwohl es unbekannt
ist.
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Um am Ausgang ein Feld zu erzeugen, das nicht nur eine lineare
Polarisation hat, sondern auch in gewünschter Weise ausgerichtet
ist, läßt man auf den ersten Polarisator P 1 einen zweiten
Polarisator P 2 folgen, dessen Länge der doppelten Länge des ersten
Polarisators P 1 entspricht, so daß dann, wenn der erste
Polarisator eine Phasenverschiebung von 90º erzeugt, der zweite
Polarisator eine Phasenverschiebung von 180º erzeugt.
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Bei dem zweiten Polarisator P 2 ergibt sich in der Praxis für
die Feldkomponenten η&sub2; eine Phasenverschiebung, die um 180º
größer als die der Komponenten ξ&sub2; ist. Der zweite Polarisator P
2 kann als Vereinigung von zwei Polarisatoren mit einer
Phasenverschiebung von 90º betrachtet werden, d. h. von einem ersten
Segment, das das vom ersten Polarisator P 1 gelieferte, linear
polarisierte Feld empfängt und am Ausgang ein Feld mit
kreisförmiger Polarisation liefert, und von einem zweiten Segment, das
am Eingang das kreisförmig polarisierte Feld empfängt und am
Ausgang ein linear polarisiertes Feld abgibt. Dieser zweite
Polarisator P 2 kann um jeden beliebigen Winkel gedreht werden, so
daß die Richtung der Polarisation des Ausgangsfeldes mit jeder
gewünschten Richtung in Übereinstimmung gebracht werden kann. In
der Praxis hat eine Polarisation mit doppelter Länge am Ausgang
immer ein lineares Feld, das jedoch um einen Winkel gedreht ist,
der doppelt so groß ist wie der Winkel, um den der Polarisator
gedreht wird.
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Unter konstruktiven Gesichtspunkten erkennt man, daß zwei Sender
an die beiden Eingänge l und 2 eines Eingangsorgans OMT 1
angeschlossen sind. Dieses Eingangsorgan ist von bekannter Bauart
und hat im allgemeinen einen rechteckigen Querschnitt, so daß
ein Übergangsabschnitt vorgesehen wird, der von der Rechteckform
zur Kreisform übergeht, um das Organ OMT 1 mit der Drehkupplung
GR 1 zu verbinden, die einen förmigen Querschnitt hat.
Entsprechendes gilt für den Übergang von der dritten
Drehkupplung GR 3 auf das Ausgangsorgan OMT 2. Wenn die beiden
Organe OMT 1 und OMT 2 kreisförmige Querschnitte haben, sind die
Übergangsabschnitte SRI und SR2 selbstverständlich überflüssig.
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Um die beiden Drehungen R&sub1; und R&sub2; zu bestimmen, die beide
unbekannt sind, stützt man sich, wie bereits erwähnt, auf die
Überwachung der unerwünschten Komponente des Ausgangsfeldes mit
Hilfe einer Diode DR, die in den in Querrichtung verlaufenden
Arm des Ausgangswandlers OMT 2 eingebaut ist, und man leitet den
von der Diode DR gelesenen Wert zu einem Rechner, der für die
folgenden Versuche unter Betätigung der Motoren M 1 und M 2 die
beiden Drehungen R&sub1; und R&sub2; ermittelt, welche die unerwünschte
Komponente minimieren und im Grenzfall eliminieren. Diese Lösung
schließt selbstverständlich die Suche mit manuellen Drehungen
anstelle automatischer Drehungen nicht aus. In diesem
Zusammenhang ist darauf hinzuweisen, daß die Empfindlichkeit des
Steuerungssystems sehr hoch ist, da sie auf der Ermittlung eines
Nullwertes für die Leistung am nicht benutzten Ausgang und auf
der Ermittlung der maximalen Leistung am benutzen Ausgang
beruht.
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Selbstverständlich kann das System auf mehr als zwei Sender
ausgedehnt werden, wozu der addierte Ausgang der ersten beiden
Sender mit demjenigen des dritten Senders usw. kombiniert wird.