DE3630965A1

DE3630965A1 - Nicht rekursive schaltungsanordnung fuer die verbreiterung der stereobasis eines stereophonen tonwiedergabegeraets

Info

Publication number: DE3630965A1
Application number: DE19863630965
Authority: DE
Inventors: Guido Torelli; Plaza Alejandro De La
Original assignee: SGS Microelettronica SpA
Current assignee: STMicroelectronics SRL
Priority date: 1985-09-12
Filing date: 1986-09-11
Publication date: 1987-03-19
Anticipated expiration: 2006-09-12
Also published as: DE3630965C2; GB2180727A; GB2180727B; US4782530A; GB8621754D0; IT8522114A0; FR2587163B1; IT1185706B; FR2587163A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine nicht-rekursive Schaltungsanordnung zum Verbreitern der Stereobasis eines stereophonen Tonwidergabegeräts.

Bei einem relativ kleinen Abstand von etwa 60 bis 70 cm zwischen den beiden Lautsprechern eines stereophonen Tonwidergabegeräts ist die Raumklangwirkung für einen Hörer in einigem Abstand von den Lautsprechern bekanntlich kaum wahrnehmbar, in jedem Falle jedoch unzulänglich. Um eine Wirkung zu erzielen, wie sie bei weiter voneinander entfernt angeordneten Lautsprechern einträte, ist es daher bekannt, die Audio-Eingangssignale der Schaltungsanordnung so aufzubereiten, daß die Raumklangeigenschaften verbessert werden. Dieses Verfahren ist als Verbreiterung der Stereobasis bekannt.

Das herkömmliche Verfahren für diese Aufbereitung erfolgt unter Anwendung einer "rekursiven" Technik, bei welcher ein um 180° phasenversetztes Übersprechen zwischen den beiden Audiokanälen (links und rechts) herbeigeführt wird, gewöhnlich durch Subtrahieren des Ausgangssignals jedes Kanals vom Eingangssignal des anderen Kanals unter geeigneter Verstärkung oder Dämpfung der subtrahierten Signale. In der Praxis wird ein solches Übersprechen nur in einem Teil der gesamten Bandbreite des Signals herbeigeführt, um die allgemein bekannten, mit der Fortpflanzung von akustischen Wellen und der Physiologie des Hörens zusammenhängenden Nachteile zu vermeiden.

In den Leiterbahnen für die Rückkoppelung der Signale zu den Eingängen sind deshalb Bandpassfilter angeordnet, und in den beiden direkten Kanälen sind außerdem gewöhnlich noch Korrekturfilter vorgesehen. Sowohl die beiden direkten Kanäle als auch die einander überkreuzenden Rückkoppelungskanäle können daher als (aktive oder passive) Filter betrachtet werden. Soweit daher im Verlauf der Beschreibung von Verstärkern die Rede ist, bedeutet dies in jedem Falle, daß die vorgesehene Verstärkung auch eine jeweils notwendige Filterung umfassen kann.

Beschreibungen von Systemen der vorstehend genannten Art finden sich beispielsweise in "DIGIT 2000 - VLSI Digital TV System", ITT Semiconductors, Best.-Nr. 6251-190-2E, S. 6.13, August 1982, oder in "The German 2-Carrier System for Terrestrial TV-Sound Transmission Systems and Integrated Circuits for "High-Quality" TV Receivers", v. U. Buhse, in IEFE Transactions on Consumer Electronics, Band CE-28 Nr. 4, S. 489, November 1982.

Da alle diese bekannten Lösungen rekursiv ausgelegt sind, ist es jeweils eine sehr genaue Konstruktion und sorgfältige Abstimmung erforderlich, wobei die Gefahr der Instabilität gegeben ist. Darüber hinaus erfordern diese Schaltungsanordnungen vier Verstärker-(und/oder Filter)- blöcke, nämlich jeweils zwei für die direkten Kanäle (für den Betrieb der Ausgangsstufen des Systems) und für die zum Zweck der Basisverbreiterung rückgekoppelten Signale. Die Komplexität dieser Blöcke ist abhängig von der Komplexität der gewünschten Filterfunktionen.

Das Hauptziel der Erfindung ist die Schaffung einer Schaltungsanordnung zum Verbreitern der Stereobasis in einem stereophonen Tonwiedergabegerät, welche nicht rekursiv arbeitet und welche wirtschaftlich in eine integrierte Schaltung einbeziehbar ist.

Ein weiteres Ziel der Erfindung ist die Schaffung einer solchen nicht rekursiven Schaltungsanordnung, bei welcher die Verbreiterung der Stereobasis erheblich einfacher programmierbar ist als bei den bekannten rekursiven Schaltungsanordnungen.

Diese und andere, aus der folgenden Beschreibung hervorgehende Ziele sind gemäß der Erfindung erreicht durch eine Schaltungsanordnung zum Verbreitern der Stereobasis in einem stereophonen Tonwidergabegerät, in welcher ein stereophones Paar bildende erste und zweite Eingangssignale zur Erzeugung von ersten und zweiten Ausgangssignalen in getrennten Direktverstärkeranordnungen verstärkt werden, wobei gemäß der Erfindung vorgesehen ist, daß die Eingangssignale mittels einer Addiereinrichtung in einer zwischen gleichphasig und um 180° phasenversetzt liegenden Phasenbeziehung addiert werden, und daß das Summensignal aus der Addiereinrichtung in einem eine gegebene Übertragungsfunktion aufweisenden Übertragungsblock verarbeitet und dem ersten Ausgangssignal gegenphasig und dem zweiten Ausgangssignal je nachdem, ob die Eingangssignale phasengleich oder um 180° phasenversetzt addiert wurden, phasengleich oder um 180° phasenversetzt überlagert wird.

Eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung ist im folgenden anhand der Zeichnung erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer ersten Ausführungsform einer Schaltungsanordnung für die Verbreiterung der Stereobasis,

Fig. 2 ein Blockschaltbild einer zweiten Auführungsform einer Schaltungsanordnung für die Verbreiterung der Stereobasis,

Fig. 3 ein Blockschaltbild einer dritten Ausführungsform einer Schaltungsanordnung für die Verbreiterung der Stereobasis,

Fig. 4 ein Schaltbild einer praktischen Ausführung der Schaltungsanordnung nach Fig. 3, welche besonders für die Einbeziehung in eine integrierte Schaltung geeignet ist, und

Fig. 5 ein mit weiteren Einzelheiten dargestelltes Schaltbild der Ausführungsform nach Fig. 4.

Die Erfindung geht von der Beobachtung aus, daß die stereophone Information eines Audiosignals vollständig in dem differentiellen Anteil der Signale der beiden Kanäle enthalten ist, während die gemeinsamen Anteile allein die monophone Information enthält. Im Falle beispielsweise eines monophonen akustischen Signals (z. B. der Stimme eines Sprechers in der Mitte des Aufnahmebereichs) sind die beiden Signale V _L links und V _R rechts identisch und haben den gleichen Wert V _i:

V _L = V _i
V _R = V _i,

während die beiden Signale im Falle eines maximal stereophonen Signals (z. B. des Tons eines Instruments an einem Ende des Aufnahmebereichs) im Idealfall

V _L = V_i
V _R = V_i

sind, d. h. also

Aus der Gleichung (1) ist somit zu erkennen, daß ein Signal mit einem maximalen stereophonen Gehalt eine hinsichtlich Amplitude und Phase auf beiden Kanälen gleiche gemeinsame Komponente und eine zweite, differentielle Komponente enthält, welche die gleiche Amplitude hat wie die erste Komponente, auf den beiden Kanälen jedoch um 180° phasenversetzt ist. Die Verbreiterung der Stereobasis des sstereophonen Signals kann daher dadurch erfolgen, daß die differentielle Komponente gegenüber der gemeinsamen Komponente hervorgehoben wird.

Dieses Konzept findet Anwendung in dem in Fig. 1 dargestellten ersten Ausführungsbeispiel einer nicht rekursiv arbeitenden Schaltungsanordnung für die Verbreiterung der Stereobasis. Zu den Schaltungsanordnungen gehören Eingänge 10 und 12 für das rechte bzw. das linke Eingangssignal R _in bzw. L _in, welche zusammen ein stereophones Paar bilden, und entsprechende Ausgänge 14 und 16 für das rechte bzw. das linke Ausgangssignal R _out bzw. L _out. In den rechten und linken Kanälen zwischen den jeweiligen Ein- und Ausgängen ist jeweils ein Verstärker 18 bzw. 20 angeordnet, welcher im mittleren Bereich der Bandbreite einen Verstärkungsfaktor B hat. Die Verstärker 18 und 20 sind untereinander gleich und können, wie vorstehend angedeutet, eine Filterfunktion beinhalten, z. B. die Funktion eines Tiefpaßfilters zum Dämpfen der hohen Töne.

Das rechte und das linke Eingangssignal R _in bzw. L _in werden einem linearen Verknüpfungsglied 20 zugeführt, welches als Ausgangssignal die Differenz zwischen den beiden Eingangssignalen liefert. Das Differenzsignal wird einem Übertragungsblock 24 zugeführt, welcher ein Bandpaßfilter beinhaltet und im mittleren Bereich der Bandbreite einen Verstärkungsfaktor A hat. Da der Verstärkungsfaktor A des Blocks 24 je nach den Konstruktionsparametern der gesamten Schaltungsanordnung kleiner sein kann als Eins, ist der Ausdruck "Block 24" als Sammelbegriff zu verstehen und beispielsweise nur ein einfaches passives Filter bezeichnen.

Das Ausgangssignal des Blocks 24 wird einerseits einem im rechten Kanal in Reihe geschalteten Subtraktionsglied 26 zugeführt und vom rechten Ausgangssignal R _out subtrahiert (bzw. um 180° phasenversetzt zu diesem addiert). Andererseits fließt das Ausgangssignal des Blocks 24 einem im linken Kanal in Reihe geschalteten Addierglied 28 zu und wird dem linken Ausgangssignal L _out phasengleich zuaddiert.

Die durch die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 zwischen den Ein- und Ausgangssignalen hergestellten Beziehungen lassen sich mathematisch folgendermaßen ausdrücken:

Werden die Signale R _in und L _in aufgrund des in Bezug auf die Gleichungen (1) Gesagten folgendermaßen ausgedrückt:

worin C die gemeinsame Komponente und D die differentielle Komponente der beiden Signale ist, lassen sich die Gleichungen (2) folgendermaßen schreiben:

Da A und B wenigstens im mittleren Bereich der Bandbreite das gleiche Vorzeichen haben, wird die differentielle Komponente D in größerem Maße verstärkt als die gemeinsame Komponente, woraus sich die gewünschte Verbreiterung der Stereobasis ergibt.

In der praktischen Ausführung der Schaltungsanordnung ist der Verstärkungsfaktor A des Blocks 24 vorzugsweise programmierbar oder einstellbar, so daß die Schaltungsanordnung für verschiedene Anwendungen einsetzbar ist, in denen die Stereobasis mehr oder weniger stark verbreitert werden soll. Damit ist die Möglichkeit nicht ausgeschlossen, daß der Verstärkungsfaktor der Blöcke 18 und 20 ebenfalls programmierbar bzw. einstellbar ist.

Die in Fig. 2 gezeigte Ausführungsform entspricht weitgehend der in Fig. 1 dargestellten, wobei entsprechende Teile mit den gleichen, um 100 erhöhten Bezugszeichen bezeichnet sind.

Die zweite Ausführungsform unterscheidet sich von der Ersten dadurch, daß das Subtraktionsglied 22 durch ein Additionsglied 122 und das Additionsglied 28 auf dem linken Kanal durch ein Subtrationsglied 128 ersetzt ist. Die übrigen Elemente sind im wesentlichen identisch mit den ihnen Entsprechenden in Fig. 1, und für die Verstärker- und Filterfunktionen trifft das dort Gesagte zu.

Die Beziehungen zwischen den Ausgangssignalen und den differentiellen und gemeinsamen Komponenten der Eingangssignale lassen sich hier folgendermaßen ausdrücken:

L _out = BL _in - A(L _in + R _in)
R _out = BR _in - A(L _in * R _in)

woraus sich in gleicher Weise wie zuvor ergibt:

L _out = (B - 2A)C + BD
R _out = (B - 2A)C - BD

Da wie auch in der Ausführungsform nach Fig. 1 A und B auch hier im mittleren Bereich der Bandbreite des gleiche Vorzeichen haben, wird die differentielle Komponente auch hier, solange A B, in größerem Maße verstärkt als die gemeinsame Komponente, was sich in der Verbreiterung der Stereobasis auswirkt. Die Verbreiterung der Stereobasis kann auch hier programmierbar oder einstellbar sein, wenn der Verstärkungsfaktor des Übertragungsblocks 124 programmierbar bzw. einstellbar ist.

Die im wesentlichen aus den gleichen Elementen wie die Ausführungsform nach Fig. 1 aufgebaute Ausführungsform nach Fig. 3, in welcher die entsprechenden Elemente mit den gleichen, um 200 erhöhten Bezugszeichen bezeichnet sind, ist anwendbar, wenn wenigstens eines der Eingangssignale in invertierter Form vorliegt und wenn es außerdem zulässig ist, eines der Ausgangssignale in invertierter Form zu erhalten. In integrierten Schaltungen des "voll differentialen" Typs ist dies häufig ohne Nachteile der Fall.

In der dargestellten Ausführungsform liegt des rechte Eingangssignale R _in in invertierter Form vor. während das linke Eingangssignal L _in in nicht invertierter Form vorliegt. Die beiden Eingangssignale werden auf dem jeweiligen Kanal 218 bzw. 220 verstärkt (und/oder gefiltert) und phasengleich in einem Addierglied 222 addiert, um ein Summensignal zu erhalten, welches nach Verarbeitung im Übertragungsblock 224 den beiden Kanälen mittels zugeordneter Addierglieder 226 bzw. 228 zuaddiert wird. Diese Ausführungsform arbeitet also allein mit Addiergliedern, d. h. ohne Subtraktionsglieder. An den Ausgängen werden die Signale R _out und L _out in invertierter bzw. nicht invertierter Form erhalten.

Die beiden Ausgangssignale stehen dann zu den Eingangssignalen in folgender Beziehung:

woraus sich durch Substitution durch die Beziehungen (3) die gleichen Beziehungen (4) ergeben, wie sie auch für die erste Ausführungsform gültig sind. Es ist somit zu erkennen, daß die dritte Ausführungsform in ihrer Wirkungsweise der ersten Ausführungsform gleichwertig ist, wobei lediglich an die Stelle der Subtraktion der Eingangssignale die Verwendung des Eingangssignals R _in in invertierter Form tritt.

Die in Fig. gezeigte Schaltungsanordnung stellt eine praktische Ausführung des dritten Ausführungsbeispiels dar. Sie weist zwei Funktionsverstärker 300, 302 auf, an deren invertierende Eingänge die Eingangssignale -R _in bzw. L _in über den gleichen Wert Z ₁ aufweisende Eingangsimpedanzen 304 bzw. 306 gelegt sind. Parallel zu den Funktionsverstärkern 300 und 302 geschaltete Impedanzen 308 bzw. 310 haben ebenfalls einen gleichen Wert Z ₂.

Die Eingänge der beiden Signale L _in und -R _in sind über zwei in Reihe geschaltete, den gleichen Wert Z ₃ aufweisende Impedanzen 312, 314 miteinander verbunden, deren gemeinsamer Verbindungspunkt über eine den Wert Z ₅ aufweisende weitere Impedanz 316 mit dem gemeinsamen Verbindungspunkt zweier in Reihe geschalteter, wiederum den gleichen Wert Z ₄ aufweisender Impedanzen 318, 320 verbunden ist, welche die gemeinsamen Verbindungspunkte zwischen den Impedanzen 304, 306 und den diesen zugeordneten Funktionsverstärkern miteinander verbinden.

In der in Fig. 4 dargestellten praktischen Ausführung, welche sich besonders für die Einbeziehung in eine integrierte Schaltung eignet, werden die Funktionen der Blöcke 218, 220 in Fig. 3 durch die Baugruppen 300, 304, 308 bzw. 302, 306, 310 übernommen. Die aus den Impedanzen 312, 314, 316, 318, 320 gebildete Schaltungsanordnung entspricht dem Übertragungsblock 224 zusammen mit den Addiergliedern 222, 226 und 228.

Die einzelnen Impedanzen Z ₁ ... Z ₅ sind gewöhnlich als kombinierte Bauelemente ausgeführt und weisen beispielsweise einen Kondensator, einen Widerstand, einen Kondensator mit parallel dazu geschaltetem Widerstand oder andere Kombinationen auf, mittels welcher die zur Erzielung der gewünschten Filterung notwendigen Übertragungsfunktionen A und B in bekannter Weise erzielbar sind. In jedem Falle können sämtliche Impedanzen ohne die Verwendung von zusätzlichen Bauelementen in die Schaltung integriert werden, sofern die Basisverbreiterung nicht programmierbar oder einstellbar sein soll, in welchem Falle die Impedanz 316 durch ein zusätzliches Bauelement gebildet sein kann, welches in diesem Falle vorzugsweise einen verstellbaren oder wenigstens auswechselbaren Widerstand aufweist, mittels dessen die Basisverbreiterung einstellbar ist. Ist eine solche Einstellmöglichkeit nicht notwendig, kann die Impedanz 316 durch einen einfachen Kurzschluß dargestellt sein, da die Funktion dieser Impedanz durch die vier benachbarten Impedanzen 312, 314, 318, 320 übernommen werden kann.

Fig. 5 zeigt eine mit weiteren Einzelheiten dargestellte Schaltungsanordnung entsprechend der in Fig. 4 gezeigten, in welcher die einzelnen Impedanzen durch jeweils dafür bevorzugte Bauelemente dargestellt sind. So sind die Impedanzen 304, 306, 308 und 310 jeweils in Form eines Widerstands R und eines parallel dazu geschalteten Kondensators C ausgeführt. Die Impedanzen 312, 314 sind jeweils durch einen Kondensator C dargestellt, die Impedanzen 318, 320 sind als Widerstände R ausgeführt, und die Impedanz 316 ist ein einfacher Kurzschluß. Durch Anwendung geeigneter Werte für die einzelnen Kondensatoren und Widerstände sind die vorstehend beschriebenen Tiefpaß- und Bandpaßfilterfunktionen in bekannter Weise erzielbar.

Ist die Schaltungsanordnung nach Fig. 5 in einer integrierten MOS-Schaltung ausgebildet, bei welcher es relativ einfach ist, Kondensatoren mit in genau bestimmten Beziehungen zueinander stehenden Werten auszubilden, während die Ausbildung von Widerständen mit annehmbarer Genauigkeit schwierig ist, sind die die Impedanzen 304 ... 320 dargestellten Widerstände vorzugsweise durch Schaltkondensatoren ersetzt, wie dies weiterhin bekannt ist.

Die vorstehend beschriebenen bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung sind im Rahmen des Erfindungsgedankens in verschiedener Weise abwandelbar.

Claims

1. Schaltungsanordnung für die Verbreiterung der Stereobasis eines stereophonen Tonwiedergabegeräts, in welchem ein stereophones Paar bildende erste und zweite Eingangssignale zur Erzeugung eines ersten und eines zweiten Ausgangssignals in zugeordneten Direkt-Verstärkereinrichtungen verstärkt werden, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangssignale (R _in, L _in) mittels Addiereinrichtungen (22) in einer zwischen Gleichphasigkeit und Phasenversetzung um 180° liegenden Phasenbeziehung addiert werden, das erhaltene Summensignal in einem eine gegebene Übertragungsfunktion aufweisenden Übertragungsblock (24) verarbeitet wird und das verarbeitete Signal dem ersten Ausgangssignal (R _out) gegenphasig und dem zweiten Ausgangssignal (L _out) gleichphasig oder um 180° phasenversetzt überlagert wird, je nachdem, ob die Eingangssignale um 180° phasenversetzt oder gleichphasig addiert werden.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Übertragungsblock (24) ein Bandpaßfilter aufweist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Kanäle (18, 20) jeweils ein Tiefpaßfilter aufweisen.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Übertragungsfunktion des Übertragungsblocks (24) im mittleren Bereich der Bandbreite programmierbar oder einstellbar ist.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sie nach der "Voll- Differential"-Technik ausgeführt ist.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Kanal einen invertierenden Funktionsverstärker (300, 302) aufweist, dessen Eingang eine erste Impedanzreihe (304, 306) vorgeschaltet ist und dessen Ausgang über eine zweite Rückkopplungsimpedanz (308, 310) mit dem Eingang verbunden ist.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Addiereinrichtungen und der Übertragungsblock in Form einer symmetrisch H-förmigen Schaltungsanordnung von Impedanzen (312-320) ausgebildet sind, wobei zwei freie Enden der H-förmigen Schaltungsanordnung mit den jeweiligen Eingangssignalen (R _in, L _in) gespeist und die anderen freien Enden mit den gemeinsamen Verbindungspunkten zwischen den Eingängen der jeweiligen Funktionsverstärker (300, 302) und den diesen in Reihe vorgeschalteten Impedanzen (304, 306) verbunden sind.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Impedanz (316) im gemeinsamen Abschnitt der H-förmigen Schaltungsanordnung ein Kurzschluß ist.

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die mit den Eingangssignalen (R _in, L _in) gespeisten Zweige der H-förmigen Schaltungsanordnung Kondensatoren (C) sind.

10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die mit den Eingängen der Funktionsverstärker (300, 302) verbundenen Zweige (318, 320) der H-förmigen Schaltungsanordnung Widerstände (R) sind.

11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die den Eingängen der Funktionsverstärker (300, 302) vorgeschalteten Impedanzen (304, 306) sowie die Rückkoppelungsimpedanzen (308, 310) jeweils einen Kondensator (C) und einen parallel dazu geschalteten Widerstand (R) aufweisen.

12. Schaltungsanordnung für die Verbreiterung der Stereobasis nach wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 10, welche in eine integrierte MOS-Schaltung einbezogen ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Widerstände (R) in ihrer Funktion durch Schaltkondensatoren ersetzt sind.