JPH04503286A - ステレオシステムのための信号増補プロセッサ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ステレオシステムのための信号増補プロセッサ背景 本発明は、オーディオ信号処理に関し、特に、ステレオシステムの音質を増補す るとともに、あるタイプのステレオ信号をモノラルに還元する際に生じるある種 の信号劣化問題を克服する回路およびシステムに関する。

ステレオマイクロホンによりピックアソ°プされた空間信号成分を通常の方法で 再生する際、再生中に、逆（すなわち１８ｏ°逆）位相成分に含まれる信号情報 のあるものはステレオ再生処理によりマスクされると考えられている９本発明の 目的は、ステレオ信号を録音、放送および再生する時に信号情報を増補するよう ソース信号を処理して、ステレオ源特有の音質を聴取者が聴き取れるようにする ことである。これは、ステレオが多数のモノラル源から引き出される録音に適用 することもできる。

本発明の他の目的は、上記目的のためのプロセッサを提供することである。この プロセッサは、あるタイプのコード化されたステレオたとえばドルビー・エム・ ビーを組み合わせると、モノラル信号にコンパチブルであり、ある種の放送およ び録音用途に要求される。モノラル源信号を劣化させることなく通過させる利点 を持っている。

発明の概要 ステレオ信号の音像を増補するために、信号プロセッサは左右の主信号チャネル を通ってきた左右の入力ステレオ信号成分を受信し、２つの入力信号成分を引き 算することによって差信号をつくる。差信号はついで側チャネルに供給され、そ こで位相変換され主チャネルに加えもどされる。側チャネル差信号はプロセッサ の主チャネルに対して直角（たとえば＋または一９０°）位相変換される。好ま しい実施例において、側チャネル信号はまた低域フィルタにかけられ、可変ユー ザコントロールにより利得が調整される。差信号の直角位相変換は、主チャネル に再び結合される際に、失くなってしまっていたかもしれないある信号情報を加 えあるいは回復するように思われる。

予め定められた制御法則比に従って上記の直角位相変換側チャネル差信号を、左 右の主チャネル間の利得調整された逆相クロスフィードと組み合わせることによ り、さらなる増補を他のプロセッサの実施例において達成できる。制御法則は、 側チャネルに接続されている連結電位差計の単一の組合わせ手動調整により実行 され、同時に、逆相クロスフィードと直角位相変換差信号効果を変える（ＩＩＩ 御法則に従って）。単一の制御効果によって、側チャネルによってより明瞭にさ れる信号情報に起因する、像が狭くなる主観的知覚を補償するために、最適な比 で像が拡張されるとともに、上記の像増補が得られる。

開示されているプロセッサは、ある種のコード化されたステレオ信号をモノラル 出力に結合する時およびコンパチブルな放送および録音用途に要求されることが 多い、モノラル信号をプロセッサに通す時に、キャンセル効果からの信号ロスに よる信号劣化を最小にするのにも有用である。

図面の簡単な説明 本発明の完全な開示を提供するために、現在好ましい実施例および代替実施例に ついての添付の図面および下記の説明が参照される。

第１図は、本発明の一実施例によるプロセッサの概要化したブロック図であり、 左右の主ステレオ信号チャネルに加えて、直角位相変換した差信号をつくる側チ ャネルを示している。

第２図もまた第１図と類似の概要化したブロック図であるが。

若干具なる構成と、側チャネルへの低域フィルタと主チャネルへの位相補償オー ルパンフィルタの付加を示している。

第３図もまた第１図および第２図に類似の概要化したブロック図であるが、側チ ャネルのための差信号が、クロスチャネルの和および差出力とプロセッサの入力 の差ネットワークから引き出される、本発明によるプロセッサの構成を示してい る。

第４図は、第３図の実施例により構成されたプロセッサのより詳細なブロック概 要図である。

第５図は、第３図および第４図の実施例に対応するプロセッサ回路の詳細概要図 である。

第６図は、連結電位差計を制御する独自の制御法則に従って直角位相変換差効果 と逆相クロスフィード効果とを組み合わせるための連結電位差計を有する共通手 動制御を持っている代替的増補プロセッサのブロック図である。

第７図は第６図のプロセッサの作用を説明するのに役立つ位相図である。

第８図は、ここに記載する制御法則を実行するために接続される連結電位差計を 含む、第６図の部分の詳細概要図である。

好ましい実施例および他の実施例の詳細な説明第１図において一般化し簡略化し た形で示されている本発明のプロセッサ５は、入力ＬｉおよびＲｉに与えられる 、空間的に引き出される左右の信号成分に関連するステレオ像の主観的な音質を 増補するものである。結果として生じる増補ステレオ像信号は出力ＬｏおよびＲ ｏに送られる。

第１図に示すプロセッサ５は、左右の主信号チャネル１０および１１に加えて、 第３すなわち側チャネル１２を持っている。側チャネル１２は、主チャネルに加 えると、ステレオ出力信号成分ＬＯおよびＲＯから再生される音像を増補する。

側チャネル１２は１図示のようにチャネル１０および１１に接続される差形成ネ ットワーク１４により左右の信号ＬｉおよびＲｉの差を取ることにより形成され る。ついで、実質的に＋または−９０”の相対的直角位相変換が、差形成ネット ワーク１４の出力と直列の位相変換ネットワーク１６によりチャネル１２に導入 される。直角位相変換された差信号は、ついで、好ましくは側チャネル１２の符 号１７で示される手動利得制御装置Ｇ１により利得が調整される。

つぎに、その結果としての信号は、結合または和ネットワーク１８および２ｏに より左右の主信号チャネル１ｏおよび１１に結合し直される０本実施例における 側チャネル信号は、第１図に示されるようにネットワーク１８および２０により 、同位相センスで主チャネルに結合され直す。

直角位相変換−これは＋または一９０°であるが、９０’のいずれかの側に３０ °ずれていてもよい−は、最初の左右信号成分の１８ｏ°逆位相関係によって支 配されない相対的位相位置に差信号情報を分配すると考えられている。そうする ことによって、直角位相変換された差信号は、この信号情報をより容易に聴取者 に聴き取れるようにする可能な位相サークルをより多く利用できるようになると 考えられている。

側チャネル１２を加えることによって、音像を狭くする種のものとして知覚され る主観的に好ましくない副作用を生じることもある。この狭くする作用を補償す るために、第１図のプロセッサ５にはさらに、それ自体は公知である逆位相クロ スフィードが設けられている。本実施例では、３０および３２で示され、結合ネ ットワーク１８および２０の位相反転入力にそれぞれ接続される一対の手動調節 の利得制御装置Ｇ２により形成されている。

このようにして、作用においては、３０で示す利得制御装置Ｇ２は、右信号成分 の可変量を相対位相反転して、左主チャネル１０に結合ネット１０を介してクロ スフィードする。同様に、３２で示す可変利得Ｇ２は左チヤネル信号Ｌｉの一部 を右主チャネル１１に結合器２０の負位相入力を介して逆位相クロスフィードす る。

つぎにさらに詳細に記載するように、１７に設けた利得制御装置Ｇ１を調整する ことにより側チャネル１２の利得量を増加して結果としての像が増補されるので 、３０および３２に設けた制御装置Ｇ２を調整することにより逆位相クロスフィ ードの可変量を導入することにより結果像の主観的な挟まりを補償することがで きる。１７に設けた利得制御装置Ｇ１と３０および３２に設けた利得制御装置Ｇ ２とを調整して関連する信号路を振＠Ｏに減じると、プロセッサ５は増補または 他の修正を行なうことなくステレオ信号を処理する。

第２図は、低域フィルタ３６を側チャネル１２の信号路に設けた点において、第 １図のプロセッサ５をさらに改良した実施例であるプロセッサ５′を示す。さら に、側チャネルの相対位相変換は、チャネル１０および１１のフィルタ１６ｂお よび１６ｃの位相変換に対するチャネル１２の位相変換フィルタ１６ａの結合さ れた相対的効果によって達成される。図示されているように、左右の主チャネル １０および１１のフィルタ１６ｂおよび１６ｃは。

側チャネル１２のフィルタ１６ａの＋９０’変換に対して相対位相変換Ｏ″″を 表わしている。さらに、左右の主チャネル１０および１２には、同一のオールパ スフィルタ３８および４０が設けられている。オールパスフィルタ３８および４ ０は、側チャネル１２の低域フィルタ３６により導入される位相変換を補償する のに当該技術において周知の方法で設計されている。第１図の実施例の場合と同 じように、フィルタ１６ａ、１６ｂおよび１６ｃと、フィルタ３６．３８および ４０に示されている位相変換の正味効果は、左右の主チャネル１０および１１に 対して側チャネル１２において実質的に９０’遅延する正味の相対的位相変換を 導入することである。この９０″または直角位相変換は、約２０Ｈｚから２０ｋ Ｈｚの音響スペクトラムにわたって周波数とは実質的に無関係である。フィルタ １６ａ、１６ｂおよび１６ｃの相対位相変換は、実際には、相対直角位相変換が 維持される限り、フィルタ３６．３８および４ｏまたは各チャネルの他の成分に 組み入れることができる。

低域フィルタ３６の正確な周波数応答特性は変えることができるが、好ましくは このフィルタは約２ｋＨｚ以下の周波数を通過させる。もっとも、通過周波数の 範囲は、上記遮断周波数の上下約１オクターブ変えることができる。増補側チャ ネルに低域フィルタを用いることによって、残響エコーおよび他の独立の過渡前 を含めて急速に減衰する過渡分および高調波成分に関連する音響効果は、驚くべ き明瞭さと空間的位置付けを以って再生される。

さらに改良を加えた実施例が第３図に示されている。ここでは、側チャネル１２ を展開する差取入れネットワークは、プロセッサ５′の入力に隣接して設けられ る和および差形成ネットワーク５０の差またはデルタ（Δ）出力によって形成さ れる６入力和および差形成ネットワーク５ｏは、出力和および差形成ネットワー ク６ｏに対して対の一方をなす。出力和および差形成ネットワーク６０は、出力 ＬｏおよびＲｏでステレオ信号成分に左右のセンスを回復させるように、それ自 体は公知の方法で、主信号チャネルにおいてネットワーク５０に直列に接続され ている。ネットワーク５０および６０の機能は、つぎに第４図との関連で詳細に 説明されるが、一般的にはステレオ成分から中央および側部音像を再生する。ネ ットワーク５０および６０は、一対の多入力和および差形成ネットワーク５０ａ 、５０ｂおよび６０ａ、６０ｂをそれぞれ持っている。和および差形成ネットワ ーク５ｏおよび６０の闇には、１６ａに示す相対位相変換フィルタおよび１７に 示す手動調節式利得制御装置Ｇ１に直列に接続された低域フィルタ３６を含む側 チャネル１２が挿入されている。低域フィルタを通った直角位相変換信号を含め て側チャネル１２の出力は、プロセッサの出力において和および差形成ネットワ ーク６ｏの同相入力によって左右の主信号チャネルに混入しもどされる。第２図 の実施例と同じように、相対９０”位相変換ネットワーク１６ａは、差形成チャ ネルに相対直角位相変換を与えるように位相変換フィルタ１６ｂおよび１６ｃと 関連せしめられている。和および差形成チャネルのオールバスフィルタ３８およ び４０は、第２図のプロセッサ５′の左右の主信号チャネルにあるオールバスフ ィルタ３８と同じものである。

第３図のプロセッサ５′は、利得調整可能な逆相クロスフィードが、図示のよう にネットワーク５０と６０との間の差形成チャネルにある和ネットワーク７０を 加えること、および７２で示す可変利得制御装置Ｇ２の再配置により、若干具な った形態で設けられている点において、第１図および第２図の上記実施例とは違 っている。７２で示す可変利得制御装置Ｇ２は低域フィルタ３６の下流に配設さ れており、和ネットワーク７ｏで、低域フィルタを通った差信号の調整可能量だ け差形成チャネル信号を増幅する。

７２に設けた可変利得Ｇ２は、最終的には出力和および差形成ネットワーク６０ により左右の主チャネル１ｏおよび１１に混入し直す、低域フィルタを通過した 差信号の量を制御する。正味効果は、第１図および第２図に示すプロセッサ５お よび５′の利得制御装置Ｇ２の場合と同じように、左右の主チャネル間に、可変 量の逆相クロスフィードを与えることである。

第４図および第５図において詳細に示す発明の好ましい形態に関してつぎに記載 するように、第３図の側チャネル１２において低域フィルタを通過し直角位相変 換された信号は、位相変換して、出力和および差形成ネットワーク６０で和チャ ネルまたは差形成チャネルのいずれかに加えるようにしてもよい。

第４図および第５図は、それぞれ、より一般化した第３図のダイアグラムに関し て上に説明したプロセッサ５′の好ましい形態のブロック概略図である。まず第 ４図を参照すると、プロセッサ５′は、好ましくは、Ａ／Ｂ増補モード選択スイ ッチＳ１および低周波数コンタ−（ｃｏｎｔｏｕｒ）スイッチＳ２を組み込んで いる。

スイッチＳ１は２極２位置スイッチであり、第１セクシヨンＳ１ａはＧＩＢにお ける側チャネル１２の調整可能な利得出力を、和チャネル（接点Ａで）または差 チャネル（接点Ｂで）のいずれかに交互に接続する。Ｓｌａの接点ＡおよびＢは 、和および差チャネルΔおよびΣのそれぞれの和ネットワーク６０ａ　１および ６０ｂ１に同相で接続されている。この実施例では、和接続点６０ａ１および６ ０ｂｌは和および差ネットワーク６０に一体化されており、このようにして、つ ぎに説明する第５図のより詳細な概略図に最もよく示されているようにネットワ ーク６０の和および差接点６０ａ２および６０ｂ２の前に置かれている。

側チャネル１２の増補利得信号は１本実施例では、９０°位相変換ネットワーク １６ａから直角位相変換増補信号を受信する。

１７で示す一対の連結電位差計の一方（ＧＩＢ）により利得が可変である。

増補利得制御電位差計ＧＩＢに連結されているのは、７５で示す他の電位差計Ｃ ＩＡである。電位差計ＧＩＡは、スイッチポールＳｌｂに接続されて、スイッチ Ｓ１がＡ増補モード位置にある時に、差チャネルにある信号を同相で増幅する。

７５で示す電位差計制御装置ＧＩＡを通過する信号は主相および差チャネルに対 して位相変換されていないことが観察されている。むしろ、低域フィルタ３６ま たは位相変換ネットワーク１６ａの上流にあるオールパスフィルタ４ｏのいずれ かを介して差信号を受信する。スイッチＳ１のＢ増補モード位置では、スイッチ セクションＳｌｂが１図示の非使用接点ＢでＣＩＡ利得制御を終了させる。この ようにＢ増補モードでは、差チャネルのＧＩＡ可変利得増補は作用しない。

第４図に示すように、プロセッサ５′の他の制御スイッチＳ２によって、使用者 は図示のＬＦおよびＡＰ接点でそれぞれ低域フィルタ通過またはオールパス差信 号のいずれかを選ぶことができる。このように、Ｓ２のＬＦ位置において、和／ 差ネットワーク５０からの差信号は、低域フィルタ３６で２ｋＨｚ以下の周波数 成分に限定される。この低域フィルタの差信号はついでスイッチＳ２を介して和 ネットワーク８０に送られる。和ネットワーク８０の出力は９０’位相変換フィ ルタ１６ａに供給される。

スイッチＳ２のＡＰ位置において、９０°位相変換側チャネルの差信号は図示の ようにオールパスフィルタ４０の出力から引き出される。したがって、この場合 には、増補機能はステレオ信号の低域周波数成分に限定されない。

第４図の上部に示されているように、和／差ネットワーク５゜から出てくる和／ 差信号は、１を２の平方根で除した因数に対して、ステレオ入力成分Ｌｉおよび Ｒｉの和および差にそれぞれ比例する。出力ステレオ信号成分ＬｏおよびＲＯは 、第４図の上部に示す関係により示すように両チャネルからのある量のクロスフ ィードを含んでいる。上記関係においては、左右の出力とも和および差信号値Σ ０およびΔ０の両方の信号成分を含んでいる。これらの関係は、側チャネル増補 の影響が無視され、あるいは利得制御装置Ｇ１およびＧ２が利得Ｏになる時にも 真実である。同じ関係は、イギリス特許第３９４，３２５号に開示されているア レン・プラムレインの教示からも知られており、本発明で設けられる和接続点６ ０ａｌおよび６０ｂ１において側チャネル１２からの付加的な相入力信号なしで 入力和／差ネットワーク５０と出力和／差ネットワーク６０を直列に接続するこ とにより提供される。

しかしながら、側チャネル１２の直角位相変換された差信号により与えられる増 補効果は、ここに記載する和／差信号路に加えもどさ九る時に、和／差ネットワ ーク５０および６０自体では得られない独特な相互作用効果を提供する。

つぎに第５図については、プロセッサ５′のより好ましい実施例のために概略的 に細部を示している。このように、和／差ネットワーク５０の和部分は、入力抵 抗Ｒ１およびＲ２とフィードバック抵抗Ｒ２とに接続されている増幅器Ａ１から 形成されるよう示されており、ネットワーク５０の差部分は入力抵抗Ｒ４および Ｒ５とフィードバック抵抗Ｒ６とに接続される増幅器Ａ２により形成される。抵 抗Ｒ４およびＲ５は和／差信号出力を形成するのに必要なりロスチャネル・フィ ードを与える。同様に、ネットワーク６０は、増幅器Ａ３、入力抵抗Ｒ７、Ｒ８ およびＲＩＯ、フィードバック抵抗Ｒ９を含む和部分６０ａを持つように図示さ れている。ネットワーク６ｏの差部分は、増幅器Ａ４、入力抵抗Ｒ１１、Ｒ１２ 、Ｒ１３およびＲ１５、フィードバック抵抗Ｒ１４により形成されるように図示 されており、これらはすべて、それ自体は公知の方法で、第４図のネットワーク ６０のブロック図に関連して上記した相対和／差機能を提供するように接続され ている。

和ネットワーク７０は、上記した入力信号の加算と、ネットワーク５０の出力か らネットワーク６０の入力にわたる差チャネルへの結果の加入のために、フィー ドバック抵抗Ｒ２２と入力抵抗Ｒ１６，Ｒ１７およびＲ１８に接続する増幅器Ａ ５を備えている。

最後に、和ネットワーク８０は、増幅器へ６、フィードバック抵抗Ｒ２Ｃ）、入 力抵抗Ｒ１９およびＲ２１により形成され、低周波数コンター選択スイッチＳ２ からの出力を、７２で示す電位差計０２からの可変幅利得出力を用いて加算する ように図示されている。

第４図および第５図の実施例の作用 第４図および第５図にプロセッサ５′として示す好ましい実施例は、Ｇ１、Ｇ２ およびＳＬ、Ｓ２の設定に応じて種々の増補モードを提供する。使用に際して、 増補利得（ＧＩＡ、ＧＩＢ）および幅利得（Ｇ２）を両方とも０利得位置まで完 全に反時計方向にまわしておくようプロセッサを初期設定することが勧められる 。

低周波コンタ−スイッチＳ２はオールパス位置に、Ａ／Ｂ増補モード選択スイッ チＳ１はＢ位置に設定される。

つぎに、ＧＩＢを時計方向位置に回転して増補利得を増加する。

増補は満足のいくものであるが説明するのは難しい；像に空間的な明瞭さを持た せられるように思われる。大部分の原信号情報が再生されるようである。これは 、特に、短時間に減衰する過渡的成分および高調波成分について当てはまる。残 響エコーはより独立して聞こえ、音源の空間的位置付けの感覚、すなわち、ピッ クアップマイクロホンがオリジナルの演奏に対してどこにあったかを識別する能 力がより大きくなる。ある音楽では、オールパス増補モードは上方帯域の音を不 明瞭にさせることもある。Ｓ２をＬＦコンタ−位置に切り換えることによって、 増補モードは２ｋＨ２以下の低域周波数に限定され、それによって、直ぐ上に記 載した効果が減じられる。

ＳｌがＡモードに切り換えられ、増補利得が増加すると、増補の他の好ましい効 果はあるものの、像は顕著に狭くなる傾向がある。この像が狭くなることを克服 するために、連結されている電位差計制御ＧＩＡは、可変同相利得増加（位相変 換器１６ａにより変換されていない）を差チャネルに加えて、種々の効果を平均 化する。また、Ｇ２利得制御の像拡張効果をＡまたはＢモードのいずれかに用い て、増補利得とともに生じる可能性のある像の狭化を補償する。増補利得ＧＩＡ 、ＧＩＢおよび幅利得Ｇ２の相対的な設定は、音楽源と聴き手により変わる。通 常、最良の結果は、増補利得Ｇ１を幅拡張利得Ｇ２と組み合わせることにより得 られる。

タイプＢの増補モードはヘッドホンと一緒に用いる場合に特に効果的であるが、 背面結合（ｂａｃｋ−ｔｏ−ｂａｃｋ）カーディオイド利得パターンを有するピ ックアップで行なった録音に生気を与えるのにも有用である。モードＢではステ レオステージの真中の音像の分離がよくなる傾向がある。

モード選択スイッチＳ１も、放送又は録音の目的のようにステレオをモノラルに 結合することが必要なシステムとコンパチブルであるように、プロセッサ５１を 設定する際に有用である。スイッチＳ１をＡモードに設定することによって、出 力ＬｏおよびＲＯをモノラル信号に結合する時にプロセッサ５を用いることがで きる。この操作は５時としてモノイング（騰ｏｎｏ−ｉｎｇ）と呼ばれるが、ド ルビー（商標）のようなあるタイプのコード化されたステレオ信号に対して特に 効果的である。

また、プロセッサは、プロセッサの入力に一緒に与えられるモノラル源信号に対 してもコンパチブルである。この場合、差信号はゼロレベルまで低下する傾向が あるので、増補はモノラル信号には影響を与えない、この効果は、ステレオとモ ノラルシステム間のコンパチビリティが必要なある種の放送、＠音カットおよび サウンドトラック再生用途に極めて有用である。

一般に、本発明によるプロセッサは広範囲のオーディオ録音。

放送および再生用途に有用である。特に１位相サークルの優勢な対向位相領域に あるオリジナルの信号情報を集中する傾向がある。

「パンポット」をたとえば使用することによって種々のサウンドトラックを混合 するライブ演奏のオリジナル録音に有用である。

これは、ミキシング、サブミキシングおよびマスタリング処理に生じ得る。本発 明はまた、録音された音響の再生または放送の受信のためのプロ用または消費者 用オーディオ装置に使用する場合のようにあらかじめ録音されたステレオ音楽を 増補するのにも用いることができる。

第６図および第８図に示す結合ユーザ制御増補装置の説明ステレオ増補装置の他 の好ましい実施例は、第６図および第８図に示される。この実施例は、異なる位 相を持ち、直角位相変換差と逆位相クロスフィード信号成分とが独自の制御法則 またはアルゴリズムに従って単一のユーザ制御によって一緒に変えられる。

ユーザ制御を１つの結合された可変手段に統合することによって。

第１図〜第５図の実施例における独立の可変手段Ｇｌ（主観的なステージ狭化を 伴う増補）とＧ２（ステージ拡張化）の不適切な設定を排し、製造コストを低減 し、信頼性を高めることができる。

この改良型は、つぎの方程式によって特徴づけられる。

Ｌｏ＝Ｌｉ＋Ａ（Ｌｉ−Ｒｉ）−ｊＢ（Ｌｉ−Ｒｉ）　（ｉ）Ｒｏ＝Ｒｉ−Ａ（ Ｌｉ−Ｒｉ）−ｊＢ（Ｌｉ−Ｒｉ）　（ｉｉ）ＬｏおよびＲＯは、複合入力信号 ＬｉおよびＲｉが与えられる結果として生じる複合出力信号である。「Ａ」及び 「Ｂ」は、真の正利得であり、「ｊ」は−１の平方根である０項−ｊは、回路の 好ましい作用に影響を与えることなく、全てｊで置き換えることができる。

これらの方程式に対応する回路図は第一６図に示される。ＬｉおよびＲｉ大入力 、左右の主チャネルのオールパスフィルタ７５゜７７と、低域フィルタ８１に続 く側チャネルの差ノード８ｏとに与えられる。主チャネルは、制御電位差計ｒＡ 」から同相および逆相クロスフィードをそれぞれ与えるための和および差ノード ８２と、フィルタ８８および８９の下流にあって直角位相変換された差成分を左 右のチャネルに結合しもどす付加的和ノード８５および８６とを持っている。フ ィルタ８８および８９は、側チャネルの直角変換フィルタ９１と比較して左右の 主チャネルに相対的０°効果を与える。本増補装置は、利得制御Ｇ２を経由する 逆相ａ話路を単一の利得制御要素「Ａ」を持つ差（Ｌ−Ｒ）漏話路で置き換えて いるが、第１図と類似している（オールパスフィルタと低域フィルタが省略され れば）。利得制御「Ｂ」は側チャネルの直角位相変換差のレベルを変えるととも に、電位差計「Ａ」に連結されて単一の使用制御できるようにしている。

逆相クロスフィードのための単一の利得制御「パノにより、第６図の回路は、広 範囲の増補効果を維持しながらユーザが操作できる制御の数を１つに統合するよ うに、利得制御ｒＡＪおよびｒ１３Ｊの間に特に有利な関係を確立させることが できる。

制御「Ａ」とｒ１３Ｊとの間の好ましい数学的関係を説明するために、「マルチ スピーカ・サラウンド・サウンドのためのアンピッニック・デコーダの設計Ｊ　 （１９７７年１１月４日ニューヨークにおける第５８回オーディオニ学学会定期 大会において提案された）において、エム・ニー・ガーゾン（Ｍ、　Ａ、　Ｇｅ ｒｚｏｎ）により説明された低周波数音の定位理論が参照される。

第７＠は、この効果を説明するためにガーゾンにより用いられている座標系を示 す。「Ｌ」及び「Ｒ」はステレオ音Ｌｏ、Ｒ。

を放射する一対のスピーカである。これらはＸ軸からそれぞれ角度十θＳおよび −θＳに置かれている。θｉは、スピーカによりつくり出された像の成分の、座 標の原点にいる聴き手に対する知覚方向方位である。

ガーゾン引例によると、ステレオ信号の成分がそれぞれ振報りおよびＲを持つ左 右の信号に含まれているとすれば、像はベクトルＸおよびｙにより表される。こ こで。

ｘ＝（［ＬｃｏｓθＳ＋ＲｃｏｓθＳ　］／［Ｌ　＋　Ｒ１）の実部　（ｉｉｉ ）！　＝　（［Ｌ　ｓｉｎθ５−Ｒｓｉｎθｓ］／［Ｌ＋Ｒ］）の実部　（ｉｖ ）ｙ／ｘ＝ｔａｎθｉ　ここでθｉは知覚される方向（方位角）である。したが って、置換により。

ｔａｎθ１＝ｔａｎθｓ　（［Ｌ　−Ｒ］／　［Ｌ　＋　Ｒ１）の実部　（ｖｉ ）たとえば、Ｌ＝１およびＲ＝Ｏのとき、θｉは左側のスピーカの位置に相当す る。すなわち、θ１＝Ｏ５である。

Ｌ＝Ｒのとき、θｉ＝０であり、像はスピーカ間の中はどにある。

第６図のステレオ増補装置について、低周波数において、同相ステレオステージ の端（すなわちスピーカのそれぞれの位置に対応する）のいずれかにある像成分 の方位角θｉが、［Ｂ」に対する「Ａ」の全連結設定に対して上記位置から再生 するよう、ｒ］３Ｊに対して「Ａ」を拘束する。

この拘束は、第６図および第８図の実施例については、左側スピーカの像を表す 信号を取り、（ｉ）および（ｉｉ）に置換してｉ　＝　１　、　Ｒｉ　＝　Ｏ（ ｖｉｉ）Ｌ　ｏ　＝　１　＋　Ａ　−ｊ　Ｂ　（ｖｉｉｉ）Ｒｏ＝Ｏ−Ａ−ｊＢ 　（ｉｘ）　とし、（ｖｉ）に置換して ｔａｎθ　１＝ｔａｎθ　ｓ（［ｌ＋２Ａコ／［１＋４　Ｂ”］）　（Ｘ）とす ることにより達成することができる。

Ａ＝Ｂ＝Ｏであるとき、未増補信号が生じ、θｉ＝θＳである。

従って、ＡおよびＢが０でないときθｉ；θＳについて１＋２Ａ＝１＋４Ｂ２　 （ｘｉ） この制御法則は、たとえば第８図に示すような線形法則の対型連結電位差計を使 用することによって異なる数値の範囲にわたって近似化することができる。対連 結の「Ａ」電位差計部分の後には２ｘの固定利得が続いている。「Ａ」部分制御 トラックは、「Ａ」制御機能の中はどで、「Ｂ」電位差計利得が１７２であると きに、１／４の利得を生じるようロードされている。

方程式（ｖｉ）を参照すると、カッコ内の量を１　（ｕｎｉｔｙ）より大きくす ることによって像（２ｘθｉ）の角度幅をより広く設定できることが示されてい る。この像の幅を変えないでおく「Ａ」と「Ｂ」との連結に対する解を見つける ことができる。しかしながら、上記した理論は約１ｋＨｚ以下のオーディオ信号 に対してのみ当てはまるので、高周波における狭い像のために像の汚れが起きる にれが、上で規定した「ＡＪとｒｆ３）との関係が有利な理由である。

第６図および第８図の単一制御増補装置の作用単一のユーザ制御連結電位差計ｒ Ａ：　ＢＪが変えられ、直角位相変換差（ｒＢＪ）の増加レベルが加えられるの で、それによって制御される量の低域逆相クロスフィード（ｒＡＪ）が左右チャ ネルに注入され、ステレオステージの幅を維持する。実質的に方程式（ｘｉｉ） によるｒ１３Ｊに対するｒ　Ａ　」の従属的関係は、ステレオ像の主観的ステー ジ幅を変えることなく最適な増補効果を提供することが見出された。

本発明は、ある好ましいおよび代替的実施例を参照して説明されてきたが、本発 明の原理から外れることなく多くの改変および変更をこれらの実施例になすこと ができることを理解してほしい。

たとえば、第１図〜第８図に関して上記したプロセッサはアナログ回路として開 示されてきた。側チャネル信号の差分形成および直角位相変換の原理はまたデジ タル化されたステレオ信号入力に作用するデジタル処理を用いて行なうこともで きる。このようにして、本発明は、一部または全てデジタル化されたオーディオ 信号処理システムに適用することができる。

補正書の翻訳文提出書（特許法１８４条の８）平成３年　８月　９日

Claims (16)

【特許請求の範囲】
1. １．オーディオステレオ信号の一の空間的成分を受けるための入力を有しかつ修 正ステレオ成分信号を生成するための出力を有する第１の主チャネルと、ステレ オ信号の他の空間的成分を受けるための入力を有しかつ他の修正ステレオ成分信 号を生成するための出力を有する第２の主チャネルとを有するタイプのステレオ オーディオのための信号増補プロセッサにおいて、改良はつぎのものから成る組 合わせを特徴とする： ステレオ信号を増補するための側チャネル；上記第１および第２の主チャネルか ら取り出した差信号を上記側チャネルに供給するための信号差形成手段；ここで 、上記側チャネルは上記第１および第２の主チャネルの信号に対して差信号の直 角位相変換をつくり出す位相変換手段を包含する；および上記側チャネルの直角 位相変換差信号を上記第１および第２の主チャネルに結合しもどすための信号結 合手段。
2. ２．上記差信号を低域フィルタにかけるための、上記側チャネルに設けた低域フ ィルタ手段をさらに含む請求項１のプロセッサ。
3. ３．上記低域フィルタ手段が約２ｋＨｚの上限周波数を有する請求項２のプロセ ッサ。
4. ４．ステレオ成分信号の逆位相部分を上記第１および第２の主チャネル間にクロ スフィードし、それによって、ステレオステージの拡張効果が導入されて上記直 角位相変換された差信号に関連する像の狭化を補償する手段をさらに含む、前記 請求項のいずれかのプロセッサ。
5. ５．上記側チャネルが、直角位相変換された差信号の振幅を調整するために上記 側チャネル内に可変利得制御手段をさらに含む、前記請求項のいずれかのプロセ ッサ。
6. ６．つぎのものをさらに含む請求項４のプロセッサ：直角位相変換された差信号 の振幅を調整するためのユーザ調整の可能な、上記側チャネルに設けた第１の可 変利得制御装置；上記主チャネル間にクロスフィードされるステレオ成分信号の 逆位相部分の量を調整するための、上記クロスフィード手段に設けた第２の可変 利得制御装置；および 上記直角位相変換した差信号とステレオ成分信号の逆位相部分の上記クロスフィ ードが単一のユーザ制御装置に依存するように、上記第１の可変利得制御装置に より上記第２の可変利得制御装置を一緒に制御するための制御手段。
7. ７．上記制御手段が、制御法則関係： Ａ＝２（Ｂ２） ここでＢは上記第１の可変利得制御装置の利得であり、Ａは上記第２の可変利得 制御装置の利得である、に従って上記第２の可変利得制御装置を一緒に制御する 手段を含む請求項６のプロセッサ。
8. ８．直角位相変換された差信号を結合するための上記手段が上記第１および第２ の主チャネルそれぞれに第１および第２程形成手段を含み、出力に先立って直角 位相変換された差信号を上記第１および第２の主チャネルの両方に結合するよう 上記側チャネルの出力が一緒に供給される前記請求項のいずれかのプロセッサ。
9. ９．上記第１および第２の主チャネルが入力和および差ネットワーク手段と上記 入力と出力との間に直列に接続された出力和および差ネットワーク手段とを有す ること、上記入力和および差ネットワーク手段が、和信号成分と差信号成分とを 生成するために上記第１および第２の主チャネルの上記入力に接続されているこ と、 上記出力和および差ネットワーク手段が、和信号成分と差信号成分とを受けるた め、およびそれらを上記第１および第２の主チャネルの出力で上記修正ステレオ 成分信号に変換するために接続されていること、から成り、 上記差信号を上記側チャネルに供給するための上記信号差形成手段が、上記差信 号成分が生成される出力で上記入力和および差ネットワーク手段により与えられ る、前記請求項のいずれかのプロセッサ。
10. １０．オーディオ信号の一の空間的成分を受けるための入力を有しかつ修正ステ レオ成分信号を生成するための出力を有する第１の主チャネルと、ステレオ信号 の他の空間的成分を受けるための入力を有しかつ他の修正ステレオ成分信号を生 成するための出力を有する第２の主チャネルと、上記第１および第２の主チャネ ル間にステレオ信号の空間的成分の逆相部分をクロスフィードするための回路手 段とを有するタイプのステレオオーディオのための信号増補プロセッサにおいて 、改良はつぎのものから成る組合わせを特徴とする： ステレオ信号を増補するための側チャネル；上記第１および第２の主チャネルか ら取り出した差信号を上記側チャネルに供給するための信号差形成手段；ここで 、上記側チャネルは上記第１および第２の主チャネルの信号に対して差信号の直 角位相変換をつくり出す位相変換手段を包含する；上記側チャネルの直角位相変 換差信号を上記第１および第２の主チャネルに結合しもどすための信号結合手段 ；直角位相変換された差信号の振幅を調整するためのユーザ調整の可能な、上記 側チャネルに設けた第１の可変利得制御装置；上記主チャネル間にクロスフィー ドされるステレオ成分信号の逆位相部分の量を調整するための、上記クロスフィ ード手段に設けた第２の可変利得制御装置；および 上記直角位相変換した差信号とステレオ成分信号の逆位相部分の上記クロスフィ ードが単一のユーザ制御装置に依存するように、上記第１の可変利得制御装置に より上記第２の可変利得制御装置を一緒に制御するための制御手段。
11. １１．上記制御手段が、制御法則関係：Ａ＝２（Ｂ２） ここでＢは上記第１の可変利得制御装置の利得であり、Ａは上記第２の可変利得 制御装置の利得である、に従って上記第２の可変利得制御装置を一緒に制御する 手段を含む請求項１０のプロセッサ。
12. １２．ステレオ信号の左右の空間信号成分を処理することによりステレオ像を増 補するためのプロセッサであって、ステレオ信号の左右の空間信号成分をそれぞ れ受けるための第１および第２の入力と、増補された左右のステレオ信号成分が 生成される第１及び第２の出力； 上記第１および第２の入力に接続され、左右の空間信号成分の和を表す和信号が 生成される和信号チャネルと、左右の空間信号成分の差を表す差信号が生成され る差信号チャネルとを有する入力和および差ネットワーク； 上記差チャネルからの上記差信号を受けるように接続され、低域フィルタ手段と 、和および差信号に対して側チャネルの信号の位相を直角位相変換するための直 角位相変換手段と、出力に先立って上記側チャネルの信号の利得を調整するため の手動制御可能な利得調整手段とを有する側チャネル；上記和信号チャネルに接 続された和入力と、上記差信号チャネルに接続された差入力と、上記第１および 第２の出力を提供する手段とを有する出力和および差ネットワーク；上記出力和 および差ネットワークの前に、上記側チャネルの出力を和信号チャネルまたは差 信号チャネルのいずれかに加算する結合手段。
13. １３．和信号または差信号のいずれかと選択的に結合されるように、上記結合手 段が、上記側チャネルの出力を選択的に切り換える切換え手段を含む請求項１２ のプロセッサ。
14. １４．上記低域フィルタ手段を選択的にバイパスするように側チャネルの位相変 換手段を選択的に接続するための切換え回路手段をさらに含む請求項１３のプロ セッサ。
15. １５．上記結合手段が上記側チャネルを和信号と結合する時に差信号路に同相の 可変利得増加を選択的に与える回路手段をさらに含む請求項１４のプロセッサ。
16. １６．周波数の変化に対して実質的にフラットを維持するよう上記和および差信 号に対して上記側チャネルの出力で信号の低域フィルタ通過成分の亘角位相変換 を維持するよう上記入力および出力和および差形成ネットワーク間に和および差 信号を通過させるよう接続された位相補償回路手段をさらに含む請求項１５のプ ロセッサ。