DE3618889C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung der im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 umrissenen Gattung zur Wiedergewinnung eines Taktsignals aus einem Datensignal. Eine derartige Schaltungsanordnung ist aus der US-Patentschrift 40 27 335 bekannt.

Binäre Datensysteme übertragen oder speichern Daten in Form des einen oder anderen zweier Signalzustände. Im Vergleich zu Übertragungs- und Speichersystemen für Analogsignale sind binäre Datensysteme äußerst zuverlässig, weil hier das der Signalverarbeitung eigene Rauschen gewöhnlich keine Beeinträchtigung des Signals bringt. Ein Binärsignal hat aber andererseits den Nachteil, daß es für eine gegebene Menge an Information wesentlich mehr Bandbreite erfordert als ein entsprechendes Analogsignal.

Die wünschenswerte Rauschfestigkeit binärer Nachrichteneinheiten oder "Bits" ergibt sich dadurch, daß man zu jeder Zeit jeweils nur einen von zwei möglichen Signalzuständen zu erkennen hat. Zur Gewinnung der jeweils richtigen Erkenntnis bedarf es einer Information über das Zeitintervall, während dessen ein Bit erscheint. Versuche, ein Bit beispielsweise während des Übergang zwischen Signalpegeln zu identifizieren, können wesentliche Fehler bei der Datenerkennung bringen.

Eine mögliche Methode zur Bereitstellung der notwendigen Zeitinformation ist die Übertragung eines fortlaufenden Taktsignals über einen Signalweg, der getrennt vom Signalweg der Daten eingerichtet ist. Dies erfordert zwei Verbindungskanäle oder, im Falle eines drahtgebundenen Nachrichtensystems, zwei Verbindungskabel. In einem festen System für Nachrichtenübertragungen zwischen zwei Punkten mag dies eine zufriedenstellende Lösung sein, nicht aber in Netzsystemen. Nachrichtenverkehrsnetze können so betrieben werden, daß jede von vielen Stationen, die miteinander über eine gemeinsame Schiene verbunden sind, für jeweils ein kurzes Intervall an die übrigen Stationen sendet. Man spricht dann von Nachrichtenverkehr im "Stoßbetrieb". Nachrichtennetze enthalten viele Stationen und viele Signalwege und werden häufig modifiziert und erweitert. Verwendet man statt eines Kabels deren zwei (eines für die Daten und eines für den Takt), dann wird die Installation und Modifizierung von Nachrichtennetzen komplizierter. Außerdem muß, damit an einer bestimmten Station das Taktsignal mit der richtigen Phase gegenüber dem Datensignal ankommt, jedes der beiden Verbindungskabel dieselbe Länge haben. Während in einer Punkt-zu-Punkt- Nachrichtenverbindung die Trimmung eines einzelnen Kabels auf die richtige Länge oder die Vornahme einer Phasenjustierung für einen einzelnen Empfänger kein so drückendes Problem ist, kann in einem großen Nachrichtennetz, das Änderungen erfährt, die Trimmung und Phasenjustierung unpraktisch werden.

Um ohne ein zweites Kabel für die Verteilung des Taktsignals auszukommen, müssen bestimmte Codiermethoden wie z. B. die Manchester-Codierung (Zweiphasen-Codierung) angewendet werden, um das Taktsignal gemeinsam mit den Daten für seine Übertragung über einen einzigen Kanal zu codieren. Hierbei enthält jeder Empfänger Schaltungen zur Identifizierung und Extrahierung des Taktsignals aus den Daten. Eine bekannte Methode zum Extrahieren der Taktinformation aus Datensignalen bedient sich eines Oszillators, der durch eine phasensynchronisierte Schleife gesteuert wird, die auf Übergänge im Datensignal anspricht. Die relativ lange Zeitkonstante der phasensynchronisierten Schleife aufgrund des Schleifenfilters verhindert eine Frequenz­ auswanderung des Oszillators während Zeiten, in denen die Daten keine Übergänge enthalten, z. B. während einer langen Kette von hohen oder niedrigen Logikpegeln. In Netzsystemen jedoch kann es vorkommen, daß jede Station nur für eine kurze Zeitspanne sendet und die Taktgeber der verschiedenen Stationen nicht genau dieselbe Phase haben, ja nicht einmal mit derselben Frequenz arbeiten. Die relativ langsame Nach­ führungsgeschwindigkeit einer phasensynchronisierten Schleife, die bei einer kontinuierlichen Datenübertragung vorteilhaft ist, um Frequenzauswanderungen zu verhindern, hat bei Nachrichtenübertragung im Stoßbetrieb die nachteilige Folge, daß für längere Dauer nach dem Beginn der Übertragung Takt­ signale mit falscher Frequenz oder falscher Phase erzeugt werden. Wenn das Taktsignal nicht die richtige Frequenz und Phase hat, können sich unerwünschte Datenübertragungsfehler ergeben.

Bei der bekannten Schaltungsanordnung der eingangs erwähnten Gattung wird eine auf die Frequenz des wiederzugewinnenden Taktsignals abgestimmte Schwingeinrichtung über eine Erregungsschaltung durch Impulse angestoßen, die vom Ausgang eines das Datensignal empfangenden Pegelübergangs­ detektors kommen. Die verwendete Schwingeinrichtung ist ein LC-Schwingkreis, bestehend aus der Parallelschaltung eines Kondensators und einer Spule. Die Erregung des Schwingkreises erfolgt über die Reihenschaltung eines Widerstandes und eines Kondensators, die vom Ausgang des Pegelübergangs­ detektors zu einer Anzapfung der Schwingkreisspule führt. Die über eine Transformatorwicklung und ein Widerstandsnetzwerk ausgekoppelten Schwingungen werden in einer nachgeschalteten Verstärker/Begrenzer-Kette in das gewünschte Taktsignal umgeformt.

Es ist vorauszusehen, daß Datenverkehrsnetze mit Kabeln aus optischen Fasern zukünftig mit Datenraten arbeiten, die in der Größenordnung von mehreren hundert Megabits pro Sekunde (Mbits/sec) liegen. Bei solchen Datenraten muß das elektrische Signal, das vom fotoelektrischen Detektor jedes Empfängers erzeugt wird, unter Verwendung von Hochfrequenzleitungen weitergeleitet werden, die zur Vermeidung von Reflexionen in geeigneter Weise abgeschlossen sein müssen. Die in der erwähnten US-Patentschrift beschriebene Anordnung ist für Datenraten der genannten Größenordnung schwer zu realisieren. Bei Frequenzen im Bereich von hunderten Mbits/sec hat ein LC-Schwingkreis einen relativ geringen Gütefaktor (Q-Faktor), so daß seine Schwingung jeweils sehr schnell abklingt. Dies führt zu großen Amplitudenänderungen oder zum vollständigen Erlöschen des Taktsignals während Intervallen, in denen der Datenstrom einen geringen Taktsignalgehalt hat. Der niedrige Q-Faktor wird noch schlechter, wenn der dem LC-Schwingkreis parallelgeschaltete Ausgangskreis des Pegelübergangs­ detektors relativ niederohmig ist, z. B. infolge der niedrigen Impedanz eines in diesem Ausgangskreis verwendeten Schalttransistors.

Aus der US-Patentschrift 42 22 117 ist es bekannt, die Amplitude der Schwingungen eines LC-Schwingkreises in einer Taktwiedergewinnungsschaltung gesondert zu regeln, und zwar mittels eines Schalters, der dann anspricht, wenn die Pegel­ übergänge im Datensignal besonders häufig werden. Um hierbei ein allzu häufiges Anstoßen des Schwingkreises und damit die Verminderung des Q-Faktors infolge einer Über­ erregung zu vermeiden, werden in solchen Fällen einige der Pegelübergänge einfach ignoriert, während bei weniger häufigen Pegelübergängen diese Ignorierung wegfällt, um einen Verlust der Taktsignale infolge von Eigendämpfung des Schwingkreises zu verhindern. Diese Anordnung ist jedoch für die oben erwähnten hohen Datenraten ebensowenig zufriedenstellend.

Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, eine Schaltungs­ anordnung zur Taktwiedergewinnung zu schaffen, die bei Daten­ raten von hunderten von Mbits/sec und mehr funktionieren kann. Bei einer Schaltungsanordnung der eingangs beschriebenen Gattung wird diese Aufgabe erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in Unter­ ansprüchen gekennzeichnet.

Die erfindungsgemäße Verwendung eines Resonators als Schwingungs­ einrichtung trägt zur Lösung der gestellten Aufgabe nicht nur deswegen bei, weil er mit höheren Frequenzen schwingen kann als ein LC-Schwingkreis, sondern er bringt den angestrebten technischen Erfolg auch durch seinen bekanntermaßen hohen Q-Faktor. Wie weiter oben ausgeführt, ist es nämlich dieser Faktor, der eine besondere kritische Größe der gesamten Taktrückgewinnungsschaltung bei hohen Frequenzen darstellt. Die erfindungsgemäße Erregungs­ schaltung in Form einer induktiven Koppelschleife im Resonator, die eine Impedanzwandlung bewirkt, gestattet auf besonders vorteilhafte Weise den Einsatz eines Pegelübergangsdetektors, dessen Ausgangsimpulse über den relativ niederohmigen Emitter­ kreis eines ungesättigten Transistors abgeleitet werden. Man kann daher die mit solchen Ausgangskreisen arbeitenden, für hohe Geschwindigkeiten ausgelegten ECL-Logikschaltungen verwenden, ohne daß deren niedrige Ausgangsimpedanz den wirksamen hohen Q-Faktor verschlechtert. Mit der erfindungs­ gemäßen Anordnung der Koppelschleife wird aber nicht nur das Problem des Q-Faktors, sondern auch das Problem der Vorspannungsversorgung des Ausgangstransistors des Pegel­ übergangsdetektors auf einfache Weise gelöst.

In bevorzugter Ausführungsform weist auch die Auskoppel­ einrichtung eine induktive Koppelschleife mit impedanzwandelnder Eigenschaft auf, so daß auch eine eventuell niedrige Eingangs­ impedanz der nachgeschalteten Einrichtung den Q-Faktor wenig beeinträchtigt. Zur Einstellung der Resonanzfrequenz des Resonators ist vorzugsweise an einem von der Kurzschluß­ einrichtung entfernten Ort ein Abstimmkondensator mit dem Außenleiter und mit dem Innenleiter des Resonators verbunden.

Die Erfindung wird nachstehend an einem Ausführungs­ beispiel anhand von Zeichnungen näher erläutert.

Fig. 1 zeigt teilweise im Schaltschema und teilweise in bildlicher Darstellung einen optischen Datenempfänger, der gemäß der Erfindung ausgestattet ist;

Fig. 2 zeigt in isometrischer Darstellung und teilweise aufgeschnitten einen Hohlraumresonator zur Verwendung in der Anordnung nach Fig. 1;

Fig. 3 zeigt einen Querschnitt durch den Resonator nach Fig. 2.

Gemäß der Fig. 1 koppelt ein Lichtleitfaserkabel 10 ein Lichtsignal, das mit einem Digitalsignal moduliert und bei 12 schematisch dargestellt ist, auf einen Photodetektor 14, der das Lichtsignal in ein amplitudenmoduliertes elektrisches Signal umwandelt. Das elektrische Signal vom Detektor 14 wird wechselstrommäßig über einen Kondensator 16 und einen Vorverstärker 17 auf einen Eingangsanschluß 18 eines Vergleichers 20 gekoppelt, der Teil eines insgesamt mit 22 bezeichneten Binärpegel-Diskriminators (data slicer) ist. Der Diskriminator 22 enthält einen Spitzen­ detektor, insgesamt mit 24 bezeichnet, der eine Diode 26, einen Kondensator 28 und einen Pufferverstärker 30 enthält. Der Spitzendetektor 24 erzeugt ein Signal, das repräsentativ für den Spitzenwert des am Ausgang des Vorverstärkers 17 gelieferten Signals ist. Das so spitzen­ demodulierte Signal gelangt vom Ausgang des Puffers 30 über ein Tiefpaßfilter 32 an einen Spannungsteiler, der insgesamt mit 34 bezeichnet ist und das Signal durch zwei teilt, um auf einer Leitung 36 eine Spannung zu erzeugen, welche die Hälfte des Spitzenwertes des Signals darstellt und als Diskriminierungs-Referenzwert an einen Eingang 38 des Vergleichers 20 gelegt wird.

Das Ausgangssignal des Binärpegel-Diskriminators 22 wird auf eine Datenentscheidungsschaltung gegeben, die insgesamt mit 40 bezeichnet ist und ein D-Flipflop 42 enthält, welches an seinem D-Eingang das diskriminierte Datensignal und an seinem Takteingang (CK) ein phasenkorrigiertes Takt­ signal empfängt, um das Datensignal abzufragen und es für die Dauer eines Bitintervalls zu halten und so das regenerierte Datensignal zu erzeugen. Das Ausgangssignal des Binärpegel- Diskriminators 22 wird außerdem an eine Taktwiedergewinnungs­ schaltung gelegt, die insgesamt mit 50 bezeichnet ist. Die Taktwiedergewinnungsschaltung 50 enthält einen Impuls­ generator, der insgesamt mit 52 bezeichnet ist. Die Daten werden an den Eingang eines Paraphasenverstärkers oder Phasenspalters 54 des Impulsgenerators 52 gelegt. Der Verstärker 54 ist eine Hälfte eines integrierten dualen ODER/NOR-Bausteins vom Typ 11C01 in ECL-Technik, der an seinem nicht-invertierenden Ausgang ein Signal erzeugt, wie es willkürlich bei 102 dargestellt ist. Das entsprechende invertierte Ausgangssignal ist bei 104 gezeigt. Das nicht-invertierte Ausgangssignal 102 wird auf eine Verzögerungsschaltung 500 gegeben, um ein verzögertes nicht-invertiertes Signal zu erzeugen, das bei 106 dargestellt ist und an einen Eingang 56 eines NOR-Gliedes 58 gelegt wird, welches die andere Hälfte des doppelten integrierten ODER/NOR-Bausteins 11C01 ist. Das invertierte Signal 104 wird ohne Verzögerung an einen Eingang 57 des NOR-Gliedes 58 gelegt. Das NOR-Glied 58 erzeugt einen positiv gerichteten Ausgangsimpuls nur während derjenigen Intervalle, in denen die an seine Eingänge 56 und 57 gelegten Signale beide niedrig sind. Das Impulssignal vom Ausgang des NOR-Gliedes 58 ist mit der Wellenform 108 dargestellt. Der Impulsgenerator 52 liefert also jeweils einen Impuls als Antwort auf positiv gerichtete Übergänge seines Eingangssignals.

In ECL-Logikschaltungen für hohe Geschwindigkeiten wie z. B. beim Baustein 11C01 ist der Ausgangsanschluß wie z. B. die Klemme 62 intern mit dem Emitter eines Ausgangstransistors gekoppelt, wie er bei 60 dargestellt ist und dessen Kollektor mit Masse verbunden ist. Die Vorspannung für den Transistor 60 muß dem Anschluß 62 von außen angelegt werden.

Die vom Impulsgenerator 52 erzeugten Impulssignale 108 werden vom Ausgangsanschluß 62 des NOR-Gliedes 58 auf einen Mikrowellenresonator (Hohlraumresonator) gegeben, der insgesamt mit 70 bezeichnet ist. In der Fig. 1 ist der Resonator 70 aufgeschnitten dargestellt, um seine innere Struktur zu zeigen. Koaxial mit einem zylindrischen Außenleiter 72 des Resonators 70 ist ein lang­ gestreckter Innenleiter 74 angeordnet. Eine leitende Kurz­ schlußplatte 76, die orthogonal zur (nicht dargestellten) Achse des Außenleiters 72 und des Innenleiters 74 liegt, hält den Innenleiter 74 mechanisch an seinem unteren Ende fest und schließt ihn mit dem Außenleiter 74 kurz. Die Impulssignale vom Anschluß 62 werden über einen Widerstand 64 zu einer induktiven Koppelschleife geleitet, die als Draht 78 dargestellt ist, der durch eine Öffnung 80 im Außenleiter 72 geführt ist. Die induktive Koppelschleife 78 ist im Effekt eine aus einer einzigen Windung bestehende Primärwicklung eines Transformators, der den Innenleiter 74 als Teil einer Sekundärwicklung benutzt, die ebenfalls aus einer einzigen Windung besteht. Die zur eingangs­ seitigen induktiven Koppelschleife 78 geleiteten Impulse rufen elektromagnetische Felder innerhalb des Resonators 70 hervor. Der Resonator ist resonant bei Frequenzen, für welche die axiale Länge des Außenleiters 72 und des Innenleiters 74 einer Viertelwellenlänge entspricht. Die räumliche Länge des Resonators 70, die zum Erfüllen der Resonanzbedingung notwendig ist, kann durch einen Kondensator 86 vermindert werden, der an einem Ort nahe dem offenen Ende des Resonators zwischen Innen- und Außenleiter geschaltet ist. Die Auskoppelung von Signalen aus dem Resonator erfolgt mittels eines Ausgangskoppelkreises, der insgesamt mit 81 bezeichnet ist und eine zweite induktive Koppelschleife enthält, die als Draht 82 dargestellt ist, der mit der Kurzschlußplatte 76 verbunden ist und durch eine zweite Öffnung 84 im Außenleiter 72 geführt ist. Die aus dem Resonator 70 mittels des Ausgangskoppelkreises 81 ausgekoppelten Schwingungen werden an einen Verstärker/ Begrenzer gelegt, der insgesamt mit 90 bezeichnet ist und einen Vorverstärker 72 und eine Begrenzerschaltung 94 enthält. Die verstärkten und begrenzten Schwingungen werden einer Phasenkorrekturschaltung 96 zugeführt, um Laufzeit­ unterschiede zwischen einerseits dem direkten Signalweg vom Binärpegel-Diskriminator 22 zur Datenentscheidungs­ schaltung 40 und andererseits dem die Taktwiedergewinnungs­ schaltung enthaltenden Weg auszugleichen.

Die Vorspannung für den Transistor 60 des NOR-Gliedes 58 wird von einer Vorspannungsklemme 89 geliefert. Um das Vorspannungssignal ohne dessen Beeinträchtigung durch hochfrequente Teile der Schaltung anzulegen, ist die Vor­ spannungsklemme 89 durch eine Öffnung 79 in der Kurzschluß­ platte 76 hindurch mit dem unteren Ende der induktiven Koppelschleife 78 verbunden. Somit wird der vorspannende Gleichstrom oder die Gleichvorspannung über die Koppelschleife 78 und den Widerstand 64 an den Ausgangsanschluß 62 des NOR-Gliedes 58 und an den Emitter des Transistors 60 gelegt. Das untere Ende der induktiven Koppelschleife 78 ist für die hohen Frequenzen der Impulse 108 über einen Kondensator 88 effektiv mit der Kurzschlußplatte 76, d. h. mit Masse, verbunden.

Die Fig. 2 zeigt den Resonator 70 etwas ausführlicher als die Fig. 1. In der Fig. 3 ist noch ausführlicher eine etwas andere Ausführungsform des Resonators 70 dargestellt, bei der zur Herstellung der Verbindung mit den induktiven Koppelschleifen abschottende Anschlußstücke verwendet werden und wo noch andere geringfügige Modifikationen zur Vereinfachung der Konstruktion vorgenommen sind. In Fig. 3 ist zu erkennen, daß der Außenleiter 72 ein Block mit einer zylindrischen Bohrung 310 ist. Die Kurzschlußplatte 76 enthält eine Platte 312 mit einem Teil 314, der so abgedreht ist, daß er in die Bohrung 310 paßt. Eine Schraube 316 hält die Kurzschlußplatte 76 fest. Die eingangsseitige induktive Koppelschleife 78 enthält einen Draht 318, der zusammen mit einer ihn umgebenden Isolierung 320 durch ein durch die Platte 76 gebohrtes Loch 322 geführt ist. Ein weiteres Loch 324, das ein Stück in die Platte 76 hineingebohrt ist, nimmt das Ende eines blanken Drahtes 376 auf, der Teil der Ausgangs-Koppelschleife 82 ist. Der Draht 326 ist in das Loch 324 eingelötet. Der Innenleiter 74 sitzt in einer Bohrung 330 der Kurzschlußplatte 76 und wird dort gehalten. Die von der Kurzschlußplatte 76 entfernten Enden der Drähte 318 und 326 sind mechanisch an den Innenleitern zugeordneten Koaxialanschlüssen 340 und 342 befestigt und angelötet; diese Anschlüsse können Standardausführungen sein, wie man sie für Geräte-Frontplatten benutzt. Wie in Fig. 3 dargestellt, ist der Kondensator 86 ein Kolbenkondensator, der mit einem Ende 350 am Innenleiter 74 angelötet ist und dessen gegenüberliegendes Ende ein Gewinde aufweist und mittels einer Mutter an einer am Außenleiter 72 befestigten Platte 354 verschraubt ist.

Zum Betrieb mit Daten in Manchester-Codierung (Biphase M- Codierung) und einer Datenrate von ungefähr 200 Mbit/sec muß der Resonator 70 eine Resonanzfrequenz von ungefähr 400 MHz haben. Es wurde gefunden, daß sich hierzu ein Resonator mit folgenden Abmessungen eignet:

Außerdem wurde der Widerstand 64 mit einem Widerstandswert von 120 Ohm gewählt, und das Ausgangssignal des Resonators wurde durch Einstellung des von 0,1 bis 10 pF justierbaren Kondensators 86 auf etwa 4 pF optimiert.

Die Eingangs- und die Ausgangs-Koppelschleife können dadurch justiert werden, daß man die Drähte 318 und 326 näher zum Innenleiter 74 hin- oder davon wegbewegt, wie es zur Verbesserung der Kopplung oder zur Verminderung der Belastung des Resonators erforderlich ist. Die Verwendung von Koppelschleifen erlaubt effektiv eine Impedanztransformation zwischen den relativ niederohmigen Ansteuer- und Ausgangskreisen und der relativ hohen Impedanz des Hohlraum­ resonators. Hierdurch wird der Q-Faktor hoch gehalten, so daß angestoßene Schwingungen auch beim Fehlen fort­ dauernder Erregung längere Zeit anhalten (d. h. relativ langsam abklingen). Es wurde gefunden, daß bei Manchester- Codierung und einer Datenrate von ungefähr 200 Mbits/sec sich das Ausgangssignal in seiner Amplitude entsprechend einem Verhältnis von 2 : 1 änderte, was deutlich innerhalb des Bereichs liegt, für den der Begrenzer 90 tauglich ist.

Claims (3)

1. Schaltungsanordnung zur Wiedergewinnung eines Taktsignals aus einem Datensignal, das zwischen zwei Binärpegeln wechselt und die Information von mit einer gegebenen Rate aufeinanderfolgenden Bitzellen enthält, mit folgenden Teilen:
einem Pegelübergangsdetektor, der an einem Eingang das Datensignal empfängt und an seinem Ausgang Impulse als Antwort auf Pegelübergänge im Datensignal liefert;
einer die Frequenz des gewünschten Taktsignals bestimmenden Schwingeinrichtung;
einer Erregungsschaltung, welche die Impulse vom Ausgang des Pegelübergangsdetektors empfängt und die Schwingeinrichtung bei jedem dieser Impulse anstößt;
einer Auskoppeleinrichtung, welche die Schwingungen der Schwingeinrichtung auskoppelt und ein entsprechendes elektrisches Schwingungssignal erzeugt;
einer amplitudenstabilisierenden Einrichtung, die das Schwingungssignal empfängt und daraus ein Taktsignal erzeugt;
dadurch gekennzeichnet,
daß die Schwingeinrichtung ein Resonator (70) mit einem Resonanzhohlraum ist, der einen zylindrischen Außenleiter (72), einen damit koaxialen Innenleiter (74) und eine Kurzschlußeinrichtung (76) aufweist, die den Innen- und Außenleiter in einer zu deren Achse orthogonalen Ebene verbindet;
daß der Ausgangskreis des Pegelübergangsdetektors (52) einen ungesättigten Transistor (60) enthält, an dessen Emitter die Impulse erscheinen;
daß die Erregungsschaltung eine induktive Koppelschleife (78) aufweist, die mit dem Innenleiter (72) des Resonators (70) nahe dessen Kurzschlußeinrichtung (76) gekoppelt ist und die in Reihe mit einem Widerstand (64) an ihrem einen Ende mit dem Emitter des Transistors (60) und an ihrem anderen Ende über einen Kondensator (88) mit der Kurzschlußeinrichtung verbunden ist und an die außerdem eine Gleichspannungsquelle (89) zum Anlegen einer Vorspannung über den Widerstand (64) an den Emitter des Transistors angeschlossen ist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Auskoppeleinrichtung (82) ebenfalls eine induktive Koppelschleife mit impedanzwandelnder Eigenschaft aufweist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß mit dem Außenleiter (72) und mit dem Innenleiter (74) an einem von der Kurzschlußeinrichtung (76) entfernten Ort ein Abstimmkondensator (86) verbunden ist.