DE3618889A1 - Schaltungsanordnung zur wiedergewinnung des taktes aus einem digitalen datensignal - Google Patents

Description

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RCA 81 4-52 Ks/Ri

U.S. Serial No. 74-1 »875

Piled: June 6, 1985

RCA Corporation 201 Washington Road₉ Princeton₉ N₀J₀ (US)

Schaltun^sanordnung zur Wiederjgewinnnnp; des Taktes, aus einem digitalen Datensignal

Die Erfindung "bezieht sich auf Datenverkehrssysteme und "betrifft insbesondere eine Schaltungsanordnung zur Wiedergewinnung des Taktes für Systeme mit hoher Datenrate_o

Binäre Datensysteme übertragen oder speichern Daten in !form des einen oder anderen zweier Signalzustände« Im Vergleich zu Übertragungs- und Speichereystemen für Analogsignale sind binäre Datensysteme äuiorst zuverläsoip;₉ weil hier das der Signalverarbeitung eigene Rauschen ^owohnlich keine Beeinträchtigung des Signals bringt_o Ein Binärsignal hat aber andererseits den Nachteil₅daß es für eine gegebene Menge an Information wesentlich mehr Bandbreite erfordert als ein entsprechendes Analogsignale

Die wünschenswerte Rauschfestigkeit binärer Nachrichtenein= hexten oder "Bits" ergibt sich dadurch, daß man au jeder Zeit jeweils nur einen von zwei möglichen Signalzuständen zu erkennen hat. Zur Gewinnung der jeweils richtigen Erkenntnis bedarf es einer Information über das Zeitintervall, während dessen ein Bit erscheint« Versuche, ein Bit beispielsweise während des Übergangs zwischen Signalpegeln

zu identifizieren, können wesentliche Fehler bei der Datenerkennung bringen.

Eine mögliche Methode zur Bereitstellung der notwendigen Zeitinformation ist die Übertragung eines fortlaufenden Taktsignals über einen Signalweg, der getrennt vom Signalweg der Daten eingerichtet ist. Dies erfordert zwei Verbindungskanäle oder, im Falle eines drahtgebundenen Nachrichtensystems, zwei Verbindungskabel. In einem festen System für Nachrichtenübertragungen zwischen zwei Punkten mag dies eine zufriedenstellende Lösung sein, nicht aber in Netzsystemen. Nachrichtonverkohrsnetssn können so betrieben werden, daß jede von vielen Stationen, die miteinander über eine gemeinsame Schiene verbunden sind, für jeweils ein kurzes Intervall Daten an die übrigen Stationen sendet. Man spricht dann von Nachrichtenverkehr im "Stoßbetrieb". Nachrichtennetze enthalten viele Stationen und viele Signalwege und werden häufig modifiziert und erweitert. Verwendet man statt eines Kabels deren zwei (eines für die Daten und eines für den Takt), dann wird die Installation und Modifizierung von Nachrichtennetzen komplizierter. Außerdem muß, damit an einer bestimmten Station das Taktsignal mit der richtigen Phase gegenüber dem Datensignal ankommt, jedes der beiden Verbindungskabei dieselbe Länge haben. Während in einer Punkt-zu-Punkt-Nachrichtenverbindung die Trimmung eines einzelnen Kabels auf die richtige Länge oder die Vornahme einer Phasenjustierung für einen einzelnen Empfänger kein so drückendes Problem ist, kann in einem großen Nachrichtennetz, das Änderungen erfährt, die Trimmung und Phasenjustierung unpraktisch werden.

Um ohne ein zweites Kabol für die Verteilung des Taktsignals auszukommen, sind bestimmte Codiermethoden wie z.B. die Manchester-Codierung (Zweiphasen-Codierung) angewendet werden, um das Taktsignal gemeinsam mit den Daten für seine Übertragung über einen einzigen Kanal zu codieren. Hierbei

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enthält jeder Empfänger Schaltungen zur Identifizierung und Extrahierung des Taktsignals aus den Daten _a Eine bekannte Methode zum Extrahieren der Taktinformation aus DatenSignalen bedient sich eines Oszillators, der durch eine phasensynchronisierte Schleife gesteuert wird₅ die auf Übergänge im Datensignal anspricht. Die relativ lange Zeitkonstante der phasensynchronisierten Schleife aufgrund des Schleifenfilters verhindert eine Frequenzauswanderung des Oszillators während Zeiten, in denen die Daten keine Übergänge enthalten, z.B. während einer langen Kette von hohen oder niedrigen Logikpegeln _β In Netz-= systemen jedoch kann es vorkommen, daß jede Station nur für eine kurze Zeitspanne sendet und die Taktgeber der verschiedenen Stationen nicht genau dieselbe Phase haben, ja nicht einmal mit derselben Frequenz arbeiten„ Die relativ langsame Nachführungsgeschwindigkeit einer phasensynchronisierten Schleife, die bei einer kontinuierlichen Datenübertragung vorteilhaft ist, um Frequenzauswanderungen zu verhindern, hat bei Nachrichtenübertragung im Stoß« betrieb die nachteilige Folge, daß für längere Dauer nach dem Beginn der Übertragunp; Taktsignale mib fnlncher Frequenz oder falscher Phase erzeugt werden. Wonn das Taktsignal nicht die richtige Froauenz und Phase hat, können sich unerwünschte Datenübertragungsfehler ergeben_o

Ein anderer Weg, einen Takt aus dem Datenstrom zu extrahieren, ist in der US-Patentschrift 4- 222 117 in Verbin= dung mit einem Datensignal für Fernsehtext (Teletex) be» schrieben. Die dort offenbarte Taktwiedergewinnungsschaltung gibt den von einem Binärpegel-Diskriminator (data slicer) gelieferten Datenstrom an einen Flankendetektor, und die Flankensignale werden über einen gesteuerten Schalter an einen LC-Schwingkreis gelegt, um ihn zu Schwingungen anzuregen. Die Schwingungen werden über einen Amplituden» begrenzer auf den Taktgeber des Daten-Decodierers gegeben. In der beschriebenen Anordnung wird die Amplitude der Schwingungen gesondert geregelt_s indem der gesteuerte

Schalter so betätigt wird, daß er die Erregung erhöht oder vermindert, um eine Verminderung des Gütefaktors (Q) des Schwingkreises infolge Übererregung zu vermeiden und um einen Verlust der Taktsignale infolge von Eigendämpfung des Schwingkreises zu verhindern, wenn verschlechterte Signalbedingungen auftreten.

Es ist vorauszusehen, daß Datenverkehrsnetzte mit Kabeln aus optischen Fasern zukünftig mit Datenraten arbeiten, die in der Größenordnung von mehreren 100 Megabits pro Sekunde (Mbits/sec) liegen. Bei solchen Datenraten muß das elektrische Signal, das vom photoelektrischen Detektor jedes Empfängers erzougt wird, untor Verwendung von Hochfrequenzleitungen weitergeleitet werden, die zur Vermeidung von Reflexionen in geeigneter Weise abgeschlossen sein müssen. Die in der erwähnten US-Patentschrift beschriebene Anordnung ist für Datenraten der genannten Größenordnung schwer zu realisieren. Bei Frequenzen im Bereich von hunderten Mbits/sec hat ein LC-Schwingkreis einen relativ geringen Q-Paktor, so daß seine Schwingung jeweils sehr schnell abklingt. Dies führt zu großen Amplitudenänderungen oder zum vollständigen Erlöschen des Taktsignals während Intervallen, in denen der Datenstrom einen geringen Taktsignalgehalt hat. Der niedrige Q-Faktor des Schwingkreises wird noch verschlimmert durch die relativ niedrige Impedanz des Schalttransistors, der dem LC-Schwingkreis parallelgeschaltet ist.

Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, eine Schaltungsanordnung zur Taktwiedergewinnung zu schaffen, die bei Datenraten von hunderten von Mbits/sec und mehr funktionieren kann. Diese Aufgabe wird erfindungspjemfiß durch die im Patentanspruch 1 aufgeführten Merkmale gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den UnteranSprüchen gekennzeichnet.

Die Erfindung wird realisiert in einer Schaltungsanord-

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nuiig, die zur Wiedergewinnung von Taktsignalen aus einem Strom digitaler Daten einen Impulsgenerator enthält₉ der zum Empfang eines Stroms binarer Datensignale angeschlossen ist und Impulssignalo repräsentativ für mindestens einige der Signalübergänge der digitalen Daten erzeugt, sowie eine Wiedergewinnungsschaltung, die zum Empfang der Impulssignale angeschlossen ist, um am Ausgang die Taktsignale zu erzeugen, die repräsentativ für Übergänge im Impulssignal sind.

Die Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß die Wiedergewinnungsschaltung einen Hohlraumresonator (Mikrowellenresonator) enthält und daß ferner zwischen dem Impulsgenerator und dem Resonator eine Eingangskoppelein-= richtung vorgesehen ist, um in Antwort auf das Impulssignal ein resonantes Feld im Resonator hervorzurufen, und daß schließlich ein Ausgangskoppler vorhanden ist_f der den Resonator mit dem Schaltungsausgang koppelt und auf das resonante Feld anspricht, um das Taktsignal erscheinen zu lassen. Weil sich die Amplitude des so erzeugten Taktsignals abhängig vom Informationsinhalt der Daten ändern kann, wird vorzugsweise zusätzlich ein Amplitudengleichhalter vorgesehen, der zwischen den Ausgangskoppler und den Schaltungsausgang gekoppelt ist, um die Amplitude des wiedergewonnenen Taktsignals zu stabilisieren_β

Die Erfindung wird nachstehend an einem Ausführungsbeispiel anhand von Zeichnungen näher erläuterte

Fig. 1 zeigt teilweise im Schaltscheraa und teilweise in bildlicher Darstellung einen optischen Datenempfänger, der gemäß der Erfindung ausgestattet ist;

Fig. 2 zeigt in isometrischer Darstellung und teilweise aufgeschnitten einen Hohlraumresonator zur Verwendung in der Anordnung nach Mg₀ 1;

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Fig. 3 zeigt einen Querschnitt durch den Resonator nach Fig. 2.

Gemäß der Fig. 1 koppelt ein Lichtleitfaserkabel 10 ein Lichtsignal, das mit einom Digitalsignal moduliert und bei 12 schematisch dargestellt i3t, auf einen Photodetektor 14-, der das Lichtsignal in ein amplitudenmoduliertes elektrischer Signal umwandelt· Das elektrische Signal vom Detektor 14· wird wechselstrommäßig über einen Kondensator 16 und einen Vorverstärker 17 auf einen Eingangsanschluß 18 eines Vergleichers 20 gekoppelt, der Teil eines insgesamt mit 22 bezeichneten Binärpegel-Diskriminators (data slicer) ist. Der Diskriminator 22 enthält einen Spitzendetektor, insgesamt mit 24- bezeichnet, der eine Diode 26, einen Kondensator 28 und einen Pufferverstärker 30 enthält. Der Spitzendetektor 24· erzeugt ein Signal, das repräsentativ für den Spitzenwert des am Ausgang des Vorverstärkers 17 gelieferten Signals ist. Das so spitzendemodulierte Signal gelangt vom Ausgang des Puffers 30 über ein Tiefpaßfilter 32 an einen Spannungsteiler, der insgesamt mit 34· bezeichnet ist und das Signal durch zwei teilt, um auf einer Leitung 36 eine Spannung zu erzeugen, welche die Hälfte des Spitzenwertes des Signals darstellt und als Diskriminierungs-Referonzwert an einen Eingang 38 des Vergleichers 20 gelegt wird.

Das Ausgangssignal des Binärpegel-Diskriminators 22 wird auf eine Datenentscheidungsschaltung gegeben, die insgesamt mit 4-0 bezeichnet ist und ein D-Flipflop 4-2 enthält, welches an seinem D-Eingang das diskriminierte Datensignal und an seinem Takteingang (CK) ein phasenkorrigiertes Taktsignal empfängt, um das Datensignal abzufragen und es für die Dauer eines Bitintervalls zu halten und so das Datensignal zu erzeugen. Das Ausgangssignal des Binärpegel-Diskriminators 22 wird außerdem an eine Taktwiedergewinnungsschaltung gelegt, die insgesamt mit 50 bezeichnet ist. Die Taktwiedergewinnungsschaltung 50 enthält einen Impuls-

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generator, der insgesamt mit 52 bezeichnet ist. Die Daten werden an den Eingang eines Paraphasenverstärkers oder Phasenspalters 54 des Impulsgenerators 52 gelegt. Der Verstärker 54 ist eine Hälfte eines integrierten dualen ODER/NOR-Bausteins vom Typ 11GO1 in EGL=Technik_? der an seinem nicht-invertierenden Ausgang ein Signal erzeugt, wie es willkürlich bei 102 dargestellt ist» Das entsprechende invertierte Ausgangssignal ist bei 104 gezeigt. Das nicht-invertierte Ausgangssignal 102 wird auf eine Verzögerungsschaltung 500 gegeben, um ein verzögertes nicht-invertiertes Signal zu erzeugen, das bei 106 dargestellt ist und an einen Eingang 56 eines NOR-Gliedes 58 gelegt wird, welches die andere Hälfte des doppelten integrierten ODER/NOR-Bausteins 11001 ist» Das invertierte Signal 104 wird ohne Verzögerung an einen Eingang des NOR-Gliedes 58 gelegt. Das NOR-Glied 58 erzeugt einen positiv gerichteten Ausgangsimpuls nur während derjenigen Intervalle, in denen die an seine Eingänge 56 und 57 gelegten Signale beide niedrig sind. Das I^pulssignal vom Ausgang des NOR-Gliedes 58 ist mit der Wellenform 108 dargestellt. Der Impulsgenerator 52 liefert also jeweils einen Impuls als Antwort auf positiv gerichtete Übergänge seines Eingangssignals.

²^ I_n ECL-Logikschaltungen für hohe Geschwindigkeiten wie z.B. beim Baustein 11G01 ist der Ausgangsanschluß wie z„B_o die Klemme 62 intern mit dem Emitter eines Ausgangstransistors gekoppelt, wie er bei 60 dargestellt ist und dessen Kollektor mit Masse verbunden ist» Die Vorspannung für den Transistor 60 muß dem Anschluß 62 von außen angelegt werden.

Die vom Impulsgenerator 52 erzeugten Impulssignale 108 werden vom Ausgangsanschluß 62 des NOR-Gliedes 58 auf einen Mikrowellenresonator (Hohlraumresonator) gegeben, der insgesamt mit 70 bezeichnet ist« In der 3?ig_o 1 ist der Resonator 70 aufgeschnitten dargestellt, um seine innere Struktur zu zeigen. Koaxial mit einem sylindri-

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" ¹² " 36Ί8889

sehen Außenleiter 72 des Resonators 70 ist ein langgestreckter Innenleiter 74 angeordnet. Eine leitende Kurzschlußplatte 76, die orthogonal zur (nicht dargestellten) Achse des Außenleiters 72 und des Innenleiters 74 liegt, hält den Innenleiter 74 mechanisch an seinem unteren Ende fest und schließt ihn mit dem Außenleiter 74 kurz. Me Impulssignale vom Anschluß 62 werden über einen Widerstand 64 zu einer induktiven Koppelschleife geleitet, die als Draht 78 dargestellt ist, der durch eine Öffnung 80 im Außenleiter 72 geführt ist. Die induktive Koppelschleife 78 ist im Effekt eine aus einer einzigen Windung bestehende Primärwicklung eines Transformators, der den Innenleiter 74 als Teil einer Sekundärwicklung benutzt, die ebenfalls aus einer einzigen Windung besteht. Die zur eingangsseitigen induktiven Koppelschleife 78 geleiteten Impulse rufen elektromagnetische Felder innerhalb des Resonators 70 hervor. Der Resonator ist resonant bei Frequenzen, für welche die axiale Länge des Außenleiters 72 und des Innenleiters 74 einer Viertelwellenlänge entspricht.

Die räumliche Länge des Resonators 70» die zum Erfüllen der Resonanzbedingung notwendig ist, kann durch einen Kondensator 86 vermindert werden, der an einem Ort nahe dem offenen Ende des Resonators zwischen Innen- und Außenleiter geschaltet ist. Die Auskoppelung von Signalen aus dem Resonator erfolgt mittels eines Ausgangskoppelkreises, der insgesamt mit 81 bezeichnet ist und eine zweite induktive Koppelschleife enthält, die als Draht 82 dargestellt ist, der mit der Kurzschlußplatte 76 verbunden ist und durch eine zweite Öffnung 84· im Außenleiter 72 geführt ist. Die aus dem Resonator 70 mittels des Ausgangskoppelkreises 81 ausgekoppelten Schwingungen werden an einen Verstärker/ Begrenzer gelegt, der insgesamt mit 90 bezeichnet ist und einen Vorverstärker 72 und eine Begrenzerschaltung 94- enthält. Die verstärkten und begrenzten Schwingungen werden einer Phasenkorrektur schaltung 96 zugeführt;, um Laufzeitunterschiede zwischen einorsoits dom Gleichstromsignalweg vom Binärpegel-Diskriminator 22 zur Datenentscheidungs-

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schaltung 40 und andererseits dem die Taktwiedergewinnungsschaltung enthaltenden Weg auszugleichen«,

Die Vorspannung für den Transistor 60 des NOR-Gliedes 5⁸ wird von einer Vorspannungsklemme 89 geliefert« Um das Vorspannungssignal ohne dessen Beeinträchtigung durch hochfrequente Teile der Schaltung anzulegen, ist die Vorspannungsklemme 89 durch eine öffnung 79 in der Kurzschlußplatte 76 hindurch mit dem unteren Ende der induktiven Koppelschleife 78 verbunden. Somit wird der vorspannende Gleichstrom oder die Gleichvorspannung über die Koppelschleife 78 und den Widerstand 64 an den Ausgangsanschluß 62 des NOR-Gliedes 58 und an den Emitter doα Transistors 60 gelegt. Das untere Endo der induktiven Koppelschleife 78 ist für die hohen Frequenzen der Impulse 108 über einen Kondensator 88 effektiv mit der Kurzschlußplatte 76, d.h. mit Masse, verbunden.

Die Pig. 2 zeigt den Resonator 70 etwas ausführlicher als

^O die Fig. 1. In der Fig. 3 ist noch ausführlicher eine etwas andere Ausführungsform des Resonators?© dargestellt, bei der zur Herstellung der Verbindung mit den induktiven Koppelschleifen abschottende Anschlußstücke verendet werden und wo noch andere geringfügige Modifikationen zur Vereinfachung der Konstruktion vorgenommen sind. In Fig. 3 ist zu erkennen, daß der Außenleiter 72 ein Block mit einer zylindrischen Bohrung 310 ist. Die Kurzschlußplatte 76 enthält eine Platte 312 mit einem Teil 314, der so abgedreht ist, daß er in die Bohrung 310 paßt« Eine Schraube 316 hält die Kurzschlußplatte 76 fest· Die eingangsseitige induktive Koppelschleife 78 enthält einen Draht 318, der zusammen mit einer ihn umgebenden Isolierung 320 durch ein durch die Platte 76 gebohrtes Loch 322 geführt ist. Ein weitores Loch 324, das ein Stück in die Platte 76 hineingebohrt ist, nimmt das Ende eines blanken Drahtes 376 auf, der Teil der Ausgangs-Koppelschleife 82 ist. Der Draht 326 ist in das Loch 324 ein-

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gelötet. Der Innenleiter 74 sitzt in einer Bohrung 330 der Kurzschlußplatte 76 und wird dort gehalten. Die von der Kurzschlußplatte 76 entfernten Enden der Drähte 318 und 326 sind mechanisch an den Innenleitern zugeordneter Koaxialanschlüsse 34-0 und 342 befestigt und angelötet; diese Anschlüsse können Standardausführungen sein, wie man sie für Geräte-Frontplatten benutzt. Wie in Fig. 3 dargestellt, ist der Kondensator 86 ein Kolbenkondensator, der mit einem Ende 350 am Innenleiter 74 angelötet ist und dessen gegenüberliegendes Ende ein Gewinde aufweist und mittels einer Mutter an einer am Außenleiter 72 befestigten Platte 354 verschraubt ist.

Zum Betrieb mit Daten in Manchester-Codierung (Biphase M-Codierung) und einer Datenrate von ungefähr 200 Mbit/sec muß der Resonator 70 eine Resonanzfrequenz von ungefähr 4-00 MHz haben. Es wurde gefunden, daß sich hierzu ein Resonator mit folgenden Abmessungen eignet:

Länge des Resonatorhohlraumes 4·" 10 cm

Durchmesser des Resonatorhohlraumes

Durchmesser des Innenleiters Länge der Koppelschleife

Außerdem wurde der V/iderstand 64 mit einem Widerstandswert von 120 0hm gewählt, und das Ausgangssignal des Resonators wurde durch Einstellung des von 0,1 bis 10 pF justierbaren Kondensators 86 auf etwa 4- pi¹ optimiert.

Die Eingangs- und die Ausgangs-Koppelschleife können dadurch justiert werden, daß man die Drähte 318 und 326 näher zum Innenleiter 74 hin-oder davon wegbewegt, wie es zur Verbesserung der Kopplung oder zur Verminderung der Belastung des Resonators erforderlich ist. Die Verwendung von Koppelschleifen erlaubt effektiv eine Impedanztransformation zwischen den relativ niederohmigen AnSteuer- und

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0	,50"	1	,26	cm
0	,125"	2	,54	cm
1	,5"	3	,8	cm

Ausgangskreisen und der relativ hohen Impedanz des Hohlraumresonators. Hierdurch wird der Q-Faktor hoch gehalten, so daß angestoßene Schwingungen auch beim Fehlen fortdauernder Erregung längere Zeit anhalten (d_eh„ relativ langsam abklingen). Es wurde gefunden, daß bei Manchester-Codierung und einer Datenrate von ungefähr 200 Mbits/sec sich das Ausgangssignal in seiner Amplitude entsprechend einem Verhältnis von 2:1 änderte, was deutlich innerhalb des Bereichs liegt, für den der Begrenzer 90 tauglich ist.

Neben dem vorstehend behandelten Beispiel sind auch andere Ausführungsformen der Erfindung mögliche So können beispielsweise der Hohlraum und die ihm zugeordneten Teile mit einer Gold- oder Silberbeschichtung versehen werden, um die Leitfähigkeit zu verbessern«, Zur Ein« und Auskoppelung am Resonator können auch elektrisch wirkende Sonden anstelle der magnetisch wirkenden induktiven Koppelschleifen benutzt werden. Schließlich sind auch andere Hohlraumresonatortypen als Roaxialresonatoren verwendbar₀

- Leerseite -

Claims (10)

Patentansprüche

1.) Schaltungsanordnung zur Wiedergewinnung eines Taktsignals aus einem Strom binärpegeliger digitaler Daten= signale, mit einem Impulsgenerator, der zum Empfang des Stroms der Datensignale angeschlossen ist, um ein Impulssignal zu erzeugen, das mindestens einige Pegelübergänge im Datensignal repräsentiert, und mit einer Wiedergewinnungsschaltung, die zum Empfang des Impuls= signals angeschlossen ist, um am Ausgang der Schal·= tungsanordnung das Taktsignal zu erzeugen, dadurch gekennzeichnet _?

daß die Wiedergewinnungsschaltimg (50) einen Mikrowellen- oder Hohlraumresonator (70) enthält|

daß mit dem Impulsgenerator (52) und mit dem Resonator (70) eine Eingangskoppeleinrichtung (78) gekoppelt ist, um als Antwort auf das Impulssignal (108) jeweils ein Resonanzschwingungsfeld im Resonator hervorzurufen;

2_β

daß mit dem Resonator eine Ausgangskoppeleinrichtung (82) gekoppelt ist, die auf das Resonanζschwingungsfeld anspricht, um das Taktsignal erscheinen zu lassen.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das von der Ausgangskoppeleinrichtung (82) erzeugte Taktsignal Amplitudenänderungen abhängig vom Informationsinhalt der Daten unterliegt und daß zwischen diese Einrichtung und den Aisgang der .Anoidnung eite anpütudenstabilisierende Einrichtung (9*0 gekoppelt ist, um das Taktsignal veränderlicher Amplitude zu stabilisieren und dadurch ein stabiles Taktsignal zu erzeugen.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Hohlraumresonator folgendes aufweist: einen zylindrischen Außenleiter (72) mit einer Achse; einen Innenleiter (74·), der koaxial innerhalb des Außenleiters angeordnet ist;

eine Kurzschlußeinrichtung (76), die den Innen- und den Außenleiter in einer zur erwähnten Achse orthogonalen Ebene miteinander verbindet.

4-, Schaltungsanordnung nach Anspruch 3» dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangs- und die Ausgangskoppelein-P richtung (78 und 82) ,-Jeweils eine impedanzwandelnde Einrichtung aufweisen.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4-, dadurch gekennzeichnet, daß die impedenzwandelnden Einrichtungen der Eingangs- und der Ausgangskoppeleinrichtung eine induktive Koppelschleife aufweisen.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet,

^daß eier Impulsgenerator (52) einen ungesättigten Transistor (60) mit einem Emitter enthält; daß die Eingangskoppeleinrichtung eine induktive Koppel-

schleife (78), die nahe der Kurzschlußeinrichtimg mit dem Innenleiter gekoppelt ist, und einen Widerstand (64·) aufweist, der in Reihe zwischen den Emitter des Transistors und die induktive Koppelschleife geschaltet ist.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, gekennzeichnet durch:

einen Kondensator (86), der einen über die induktive Koppelschleife führenden Wechselstromweg zur Kurzschlußeinrichtung herstellt;

eine Gleichstrom-Vorspannungseinrichtung (79? 88), die mit der induktiven Koppelschleife verbunden ist_? um über den Widerstand (EA-) eine Vorspannung an den Emitter des Transistors zu legen.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7? dadurch gekennzeichnet, daß der Impulsgenerator (52) folgendes aufweist:

eine Paraphasenschaltung (5*0? die zum Empfang des Stroms der Digitaldaten angeschlossen ist, um ein phasengleiches und ein phaseninvertiertes Datensignal (102 und 104) zu erzeugen;

eine mit der Paraphasonschaltung gekoppelte Verzögerungseinrichtung (55) zum Verzögern des phasengleichen oder des phaseninvertierten Datensignals um eine Zeit, die kurzer ist als die Dauer eines Bits der Digitaldaten; eine Koinzidenzlogikschaltung (58), die mit einem Eingang (56 oder 57) zum Empfang des phasengleichen Daten« signals und die mit ihrem anderen Eingang (57 oder 56) zum Empfang des phaseninvertierten Datensignals angeschlossen ist, um am Emitter des Transistors (60) die Impulssignale zu erzeugen·

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3₉ dadurch gekennzeichnet, daß mit dem Außenleiter (72) und mit dem Innenleiter (74) an einem von der KursSchlußeinrichtung

* Hr·

entfernten Ort ein Abstimmkondensator (86) verbunden ist.

10. Verwendung einer Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche in einem Empfänger (Fig. 1) für modulierte Lichtsignale (12), der folgendes aufweist:

einen Detektor (14), der zum Empfang der Lichtsignale angeschlossen ist, um elektrische Signale aufgrund der Lichtsignale zu erzeugen;

einen Binärpegel-Diskriminator (22), der mit dem Detektor gekoppelt ist und das elektrische Signal mit einem Referenzsignal vergleicht, um die Datensignale zu erzeugen;

eine Datenentscheidunpisschaltung (40), die auf die Datensignale vom Binärpegel-Diskriminator und auf die Taktsignale vom Ausgang der das Taktsignal wiedergewinnenden Schaltungsanordnung anspricht, um Daten aus dem Datensignal wiederzugewinnen.