DE2648796C2 - Schaltung zur Synchronisierung der Schwingung eines von einem Puls getasteten Oszillators mit einer Referenzschwingung - Google Patents

Schaltung zur Synchronisierung der Schwingung eines von einem Puls getasteten Oszillators mit einer Referenzschwingung

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DE2648796C2 DE2648796A DE2648796A DE2648796C2 DE 2648796 C2 DE2648796 C2 DE 2648796C2 DE 2648796 A DE2648796 A DE 2648796A DE 2648796 A DE2648796 A DE 2648796A DE 2648796 C2 DE2648796 C2 DE 2648796C2
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Description

Das Hauptpatent (Patent 25 32 004) betrifft eine Schaltung zur Synchronisierung der Schwingung Uo eines von einem Puls getasteten Oszillators mit einer Referenzschwingung Un, von verhältnismäßig kleiner Amplitude, wobei die Referenzschwingung in den Oszillator eingekoppelt wird, wobei eine Phasenregelschleife mit einem Phasendiskriminator vorgesehen ist, dem zum einen ein abgezweigter Teil der Osziliatorausgangsschwingung und zum anderen gleichzeitig die Referenzschwingung zugeführt wird und der die Phasenlagen dieser beiden Schwingungen vergleicht und eine resultierende Regelspannung zur Steuerung einer einstellbaren Reaktanz für die Frequenzänderung des von einem Puls getasteten Oszillators schon während der Anstiegsflanke des Impulses abgibt, wobei zwischen dem Oszillator und dem Phasendiskriminator ein bis zu 180° einstellbarer Phasenschieber eingeschaltet ist und wobei der hochohmig ausgelegte Ausgang des Phasendiskriminators über einen Impedanzwandler
niederohmig an die einstellbare Reaktanz geschaltet ist. Bei der Schaltung nach dem Hauptpatent muß die Phasenregelschleife bei jedem Impuls eines Pulstelegramms wieder neu einschwingen und den ganzen Frequenzfehler der Schwingung des Oszillators gegenüber der Referenzschwingung aufs neue ausregeln.
Aufgabe der Erfindung ist es, die Schaltung nach dem Hauptpatent hinsichtlich ihres Einschwingverhaltens bei nachfolgenden Impulsen zu verbessern, so daß es möglich ist, in kürzerer Zeit eine Frequenzstabilisierung des von einem Puls getasteten Oszillators durchzuführen.
Gemäß der Erfindung wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß zwischen dem Impedanzwandler und der einstellbaren Reaktanz ein Abtastschalter, der stets bei Beginn eines Impulses oder kurz nach dessen Beginn geschlossen und stets kurz vor dem Ende eines hinsichtlich seiner Dauer festgelegten Impulses geöffnet wird, mit einer Halteschaltung eingefügt ist, welche den an der einstellbaren Reaktanz vor dem Impulsende anliegenden Regelspannungswert bis zum nächsten Schließvorgang des Abtastschalters zumindest angenähert festhält.
Als Haltschaltung kann beispielsweise die einstellbare Reaktanz, z. B. eine Varaktordiode, oder eine bekannte
h"' Schaltung mit einem Ladekondensator und einem Feldeffekt-TransisUji verwendet werden.
Aus der DE-OS 19 51 722 ist es aus einem anderen Zusammenhang, nämlich bei einer Frequenzregelvor-
richtung zum Stabilisieren der Frequenz eines Oszillators mit regelbarer Frequenz auf der Frequenz eines Steuersignals, wobei eine Übertragungsstrecke zwischen dem Phasendiskriminator und dem Frequenzregeleingang des Oszillators vorgesehen ist, bekannt, zwischen einem Impedanzwandler und der einstellbaren Oszülatorimpedanz einen Abtastschalter anzubringen.
Dieser wird in einer vorbestimmbaren Weise geöffnet oder geschlossen und ist einer Halteschaltung beigeordnet, die den an der einstellbaren Reaktanz vor dem Öffnen des Schalters anliegenden Regelspannungswert bis zum nächsten Schaltvorgang des Abtastschalters zumindest angenähert festhält.
Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.
Die Erfindung wird im folgenden anhand eines in vier Figuren dargestellten Ausführungsbeispiels eines Sekundärradar-Senders näher erläutert Es zeigt
Fig. 1 das Gesamtblockschaltbild eines von einem Puls getasteten Senders mit einer Einrichtung zur Frequenzsynchronisierung,
F i g. 2 die Schaltung eines Abtastschalters zusammen mit dessen Ansteuereinrichtung,
F i g. 3 das Schaltbild des Oszillators im Sender mit dessen Pulsmodulator,
F i g. 4 die Schaltung eines Phasendiskriminators und eines nachgeschalteten Impedanzwandlers in Form eines Breitbandverstärkers.
In F i g. 1 ist das Blockschaltbild einer von einem Puls getasteten, frequenzsynchronisierten Sendeeinrichtung zur Verwendung in einem Abfragegerät oder einem Transponder für Sekundärradar dargestellt. Die Schaltung besteht aus einem Pulsmodulator 1, einem von diesem getasteten Sendeoszillator 2 und einer Frequenzsynchronisationsschaltung 3. Der Modulator 1 erhält seine Pulssignale von einem Eingang 4 über eine Ansteuerschaltung 5, welche zwei Aufgaben zu erfüllen hat. Zum einen steuert sie die Schließ- und Öffnungszeitpunkte eines Abtastschalters 6 in der Synchronisationsschaltung 3 und zum anderen nimmt sie eine Pulsbreitenbegrenzung für den Modulator 1 vor, um den mit einem oder mehreren Transistoren ausgestatteten Sendeoszillator 2 gegen Überlastung zu schützen. Der Modulator 1 ist als mehrstufiger Impulsverstärker aufgebaut. Seine Endstufe ist mit dem Emitter des in Basisschaltung betriebenen Sendetransistors verbunden und schaltet den Sendeoszillator 2 ein und aus. In zweckmäßiger Weise ist die Endstufe im Verstärker 7 des Modulators i als eine Konstantstromquelle ausgebildet. Diese erzwingt einen konstanten Strom durch den Transistor des Sendeoszillators 2, unabhängig von dessen Kollektorspannung, dessen Rückkopplung und der am Ausgang 8 über eine Richtungsleitung 9 ausgekoppelten Leistung. Dadurch wird eine thermische Überlastung des Hochfrequenz-Leistungstransistors im Sendeoszillator 2 verhindert. Als weiterer Vorteil ist das schnelle Anschwingen des Sendeoszillators 2 anzuführen.
Die Frequenzsynchronisationsschaltung 3 besteht aus einem Phasendiskriminator 10, einem Breibai idverstärker 11 mit Impedanzwandler, und dem Abtastschalter 6. Die Funktion der Synchronisierung ohne den Abtastschalter 6 ist bereits im Hauptpatent ausführlich beschrieben. Sie soll hier deshalb nur kurz behandelt werden. Die Eingänge des Phasendiskriminators 10 sind einerseits mit dem Sendeoszillator 2 und andererseits mit einer Referenzquelle J2 verbunden. Über einen Widerstand 13, welcher den Phasendiskriminator 10 überbrückt, wird ein Teil der Leistung der Referenzschwingung in den Oszillator 2 eingekoppeit Grundsätzlich schwingt ein Oszillator bereits aufgrund des Rauschens an. Er kann durch Einspeisen einer Schwingung der gewünschten Frequenz mitgezogen werden, wenn die Amplitude der Mitziehschwingung im Vergleich zur Oszillatorschwingung groß genug ist Durch die Anwendung dieses Prinzips schwingt der Sendeoszillator 2 schneller und vor allem sofort mit der
iü richtigen Frequenz an. Dabei entsteht im Phasendiskriminator 10 bereits eine kleine Regelspannung, die mit steigender Impulsflanke größer wird. Über den Breitbandverstärker 11 wird diese Regelspannung einer einstellbaren Reaktanz 14 des Sendeoszillators 2 zugeführt und regelt diesen frequenzmäßig so, daß die Synchronissation bei großer Amplitude des Oszillators 2 gegenüber der Referenzschwingung erhalten bleibt. Dies setzt aber voraus, daß der Übergang vom Mitziehen auf das Nachsteuern über die einstellbare Reaktanz 14 kontinuierlich und ohne Phasensprung erfolgt. Bei einem relativ kleinen Ziehbereich wird dies durch das Einfügen eines Phasenschiebers zwischen dem eigentlichen Oszillator 15 und dem Phasendiskriminator 10 erreicht.
Bei der Schaltung nach dem Hauptpatent muß die Regelschleife bei jedem Impuls des Pulstelegramms von neuem einschwingen und den gesamten Frequenzfehler der Schwingung des Sendeoszillators 2 gegenüber der Referenzschwingung der Refrenzquelle 12 stets neu
jo ausregeln. Durch das Einfügen des Abtastschalters 6 zwischen dem Breitbandverstärker 11 und der einstellbaren Reaktanz 14 wird ein besseres Einschwingverhalten erzielt, weil angenommen werden kann, daß zwischen kurz aufeinanderfolgenden Impulsen keine
J5 wesentliche Änderung der frequenzbestimmenden Charakteristika des Oszillators 2 auftritt. Der Abtastschalter 6 wird in vorteilhafter Weise durch einen schnellen Feldeffekt-Transistor realisiert, der zeitlich richtig von der Ansteuerschaltung 5 geschlossen oder geöffnet wird. Wird die in F i g. 1 dargestellte Schaltung am Eingang 4 von Modulationsimpulsen angesteuert, so. schwingt der Sendeoszillator 2 an und gleichzeitig wird der Abtastschalter 6 geschlossen. Die Schaltung kommt in Synchronisation und es entsteht bereits beim ersten Modulationsimpuls am Ausgang des Phasendiskriminators 10 eine der Frequenzablage entsprechende Regelspannung, welche der einstellbaren Reaktanz 14, für welche beispielsweise eine Varaktordiode vorgesehen.ist, zugeführt wird. Kurz vor dem Impulsende — aber noch während des Vorhandenseins des Impulsdaches — wird der Abtastschalter 6 wieder geöffnet. Die in der Varaktordiode 14 befindlichen Ladungsträger können nur langsam abfließen und somit bleibt die einmal eingestellte Kapazität der Varaktordiode 14
r>5 über eine für die jeweilige Anwendung ausreichend lange Zeit erhalten. Für alle nachfolgenden Impulse eines Pulstelegramrns hat die Schaltung nur noch den kleinen Restfehler in der Frequenz auszuregeln, der durch die Entladung mit der Entladez.eitkonstante der
w) Reaktanz (Varaktordiode) 14 entsteht.
In F i g. 2 ist die Schaltung eines Abtastschalters 6 und seine Ansteuerschaltung 5 im einzelnen dargestellt. Die am Eingang 4 anliegenden Modulationsimpulse gelangen auf einen Eingang eines NAND-Gatters 16 und auf
*-> die Rürksetzeingänge zweier wiedertriggerbi"·«·- monostabiler Multivibratoren 17 und 18. in den beiden monostabilen Multivibratoren t7 und 18 besteht eine interne Verbindung vom Riieksetzeinpanir auf <!pn
Setzeingang, so daß die monostabilen Multivibratoren
17 und 18 von einem positiven Impuls gesetzt werden und mit der Rückflanke desselben wieder zurückgestellt werden. Der Multivibrator 18 ist auf eine eigene Rückstellzeit von etwa 1,5 μβ eingestellt und hat die Aufgabe, Impulse zu begrenzen, die breiter als 1,5 μ5 sind. Der Ausgang 19 des Multivibrators 18 sperrt dabei das Gatter 16 über dessen zweiten Eingang. Die Rückflanke des monostabilen Multivibrators 17 bestimmt das zeitlich richtige Einschalten (Schließen) des Abtastschalters und die Abfallflanke des Multivibrators
18 entsprechend dessen Öffnungszeitpunkt. Die logische Verknüpfung zum Abtastschalter erfolgt über ein NAND-Gatter 20, dessen Eingänge mit den Ausgängen 21 und 22 der beiden monostabilen Multivibratoren 17 und 18 verbunden sind. Dabei ist dem Ausgang 22 noch eine Invertierschaltung 23 nachgeschaltet. Der Ausgang des Gatters 20 steuert über einen Treibertransistor 24 den Abtastschalter, welcher aus einem schnellen Feldeffekt-Transistor 25 besteht. Eine Parallelschaltung, bestehend aus einem Widerstand 26 und einem Kondensator 27, in Reihe zur Durchschaltstrecke (Drain-Source) des Feldeffekt-Transistors 25 sowie ein Trimmerkondensator 28 parallel zu dieser Strecke sind für die Stabilität der Regelschleife verantwortlich. Die Verbindung zum Videoverstärker folgt über den Anschluß 29 und zur einstellbaren Reaktanz über den Anschluß 30. Der Modulatorverstärker 7 selbst wird vom Ausgang des NAND-Gatters 16 angesteuert. Der Ausgang des Modulatorverstärkers 7 zum Sendeoszillator 2 ist mit 31 bezeichnet.
Fi g. 3 zeigt die Schaltung des Sekundärradarsenders für Frequenzen von 1 bis 1,1 GHz mit dem Oszillator 15 und dem Modulatorverstärker 7 ohne dessen Ansteuerschaltung. Der in Streifenleitungstechnik ausgeführte Oszillator 15 weist einen in Basisschaltung betriebenen HF-Leitungstransistor 32 mit einem kapazitiven emitterseitigen flächenhaften Leitungsstück 33 und zwei kollektorseitigen Leiterflächen 34 und 35 mit einer Verbindungsleitung 35a dazwischen auf, welche ein breitbandig wirksames Ausgangs-Anpassungsnetzwerk darstellen. Eine emitterseitige Kapazität 36 und eine kollektorseitig angeordnete Kapazität 37 sind als Trimmerkondensatoren ausgebildet. Durch die Kapazität 37 kann die Anpassung optimiert werden. Das breitbandige Anpassungsnetzwerk transformiert den gewünschten komplexen Lastwiderstand des Transistors 32 auf den genormten Leitungswiderstand am Ausgang 38. Der frequenzbestimmende Resonanzkreis des Oszillators 15 wird durch die interne Induktivität der Emitterzuleitung des Transistors 32 und die Kapazität des Trimmerkondensators 36 gebildet, der über ein Leitungsstück 74 an Masse geschaltet ist und eine Abstimmung innerhalb des Frequenzbereichs von 1 GHz bis 1,1 GHz gestattet An dieser Stelle wird auch die Kapazität zweier Varaktordioden 72 und 73, welche die einstellbare Reaktanz darstellen, über eine Leitung 75 in den Schwingkreis hineintransformiert Die zwei gegeneinander geschalteten Varaktordioden 72 und 73 erhöhen die Aussteuerbarkeit der Reaktanz. Die vom Ausgang 30 des Abtastschalters 6 in F i g. 2 kommende Regelspannung wird über einen Durchführungskondensator 76 und eine Hochfrequenzdrossel 77 an die Verbindungsstelle der beiden Varaktordioden 72 und 73 herangeführt Die Rückkopplung des Oszillators 15 zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Transistors 32 geschieht intern im Transistor 32 und zusätzlich über eine etwa eine halbe Wellenlänge lange Leitung 39 und eine Kapazität 40 in Serie dazu. Die Signalentnahme für die Antenne oder evtl. für eine Verstärkerstufe erfolgt über einen Kondensator 41 am Ausgang 38. Der Kondensator 41 trennt die Betriebsspannung vom Ausgang 38. Die Betriebsgleichspannungszuführung für den Transistor 32 wird über eine Hochfrequer.zdrossel 42 und einen Durchführungskondensator 43 vorgenommen. Ein als schaltfester Elektrolytkondensator ausgebildeter Kondensator 43a liefert
ι ο den notwendigen Pulsstrom für den Sender.
Der Oszillator 15 wird über den Emitter des Transistors 32 vom Modulatorverstärker 7 mittels einer durch einen Durchführungskondensator 44 geführten Tastleitung 45 getastet. In diese Tastleitung 45 ist noch eine Hochirequenzdrosse! 46 eingeschaltet. Um den Transistor 32 des Oszillators 15 gegen eine thermische Überlastung zu schützen und seinen Arbeitspunkt stabil zu halten, ist die mit einem Transistor 47 beschaltete Endstufe des Modulatorverstärkers 7 als getastete Konstantstromquelle ausgeführt. Zugeführt wird die impulsförmige Modulatoreingangsspannung einem Modulatorvorstufentransistor 48 über eine aus einem Basisvorwiderstand 49 und einem Kondensator 50 bestehende Parallelschaltung. Der Eingang für die Modulatoreingangsspannung ist mit 51 bezeichnet und ist an den Ausgang des NAND-Gatters 16 in Fig.2 angeschlossen. Am Kollektor des Vorstufentransistors 48 liegt über einen Widerstand 52 eine Zenerdiode 53, an der bei Durchschaltung des Transistors 48 im Falle des Vorliegens eines Impulses am Eingang 51 die konstante Zenerspannung abfällt. Der somit eine pulsgesteuerte Konstantspannungsquelle darstellenden Zenerdiode 53 ist ein einstellbarer Spannungsteiler 54 parallel geschaltet, dessen Abgriff mit der Basis des Modulator-Endstufentransistors 47 verbunden ist. Bei Tastung des Modulators 1 am Eingang 51 wird somit auch der am Emitter mit einem Widerstand 55 und am Kollektor mit einem Widerstand 56 beschaltete Transistor 47 durchgesteuert. Ein konstanter Stromfluß im Kollektor des Transistors 47. der im wesentlichen unabhängig von der Kollektorspannung und der Rückkopplung am Transistor 32 sowie auch unabhängig von der am Ausgang 38 ausgekoppelten Leistung ist, wird durch den Emitterwiderstand 55 des Transistors 47 bei einer konstanten Ansteuerung seiner Basis erzwungen. Mit dem Spannungsteiler 54 kann der benötigte Konstantstrom in der Tastleitung 45 eingestellt werden. In F i g. 4 ist die Schaltung des Phasendiskriminators 10 und des Breibandverstärkers 11 im einzelnen
so dargestellt. Der Phasendiskriminator 10 wird einerseits von der Referenzschwingungsquelle 12 und andererseits vom Sender 15 koaxial angesteuert. Die Referenzschwingung steuert über einen Symmetrieübertrager 57 zwei Dioden 58 und 59 im Gegentakt an. Die Schwingung des Oszillators 15 wird über zwei Kondensatoren 60 und 61 den Dioden 58 und 59 im Eintaktbetrieb zugeführt Die Regelspannung wird am Mittelpunkt eines Potentiometers 62 abgenommen und kann damit auch gegen Masse symmetriert werden.
*'· Über einen aus einer Induktivität 63, einer Kapazität 64 sowie einem Widerstand 65 bestehenden Tiefpaß zur Unterdrückung der Hochfrequenzschwingung und einen Koppelkondensator 66 gelangen die Regelspannungsimpulse auf den Eingang des Breitbandverstärkers
>■'- 11. Mit einem Potentiometer 67 wird der Arbeitspunkt des Verstärkers 11 auf die halbe Versorgungsspannung eingestellt.
Der Breitbandverstärker 11 besteht aus zwei Stufen,
nämlich einer hochohmigen Eingangsstufe mit einem Transistor 68 und einer niederohmigen quasikomplementären Endstufe mit zwei Transistoren 69 und 70. Durch ein Gegenkopplungsnetzwerk vom Ausgang der Endstufe auf den Emitter des Transistors 68 der ersten Stufe wird eine konstante Verstärkung im Übertragungsbereich erzielt. Der Breitbandverstärker 11 ist ein
reiner Spannungsverstärker. Die niederohmige Ausgangsstufe mit den Transistoren 69 und 70 muß in der Lage sein, sehr schnell die Kapazität der Varaktordioden, d. h. der einstellbaren Reaktanz umzuladen. Der Ausgang des Breitbandverstärkers 11 zum Abtastschalter 6 hin ist mit 71 bezeichnet.
Hierzu 4 Blatt Zeichnungen
809 850/470

Claims (11)

Patentansprüche:
1. Schaltung zur Synchronisierung der Schwingung Uo eines von einem Puls getasteten Oszillators mit einer Referenzschwingung Um von verhältnismäßig kleiner Amplitude, wobei die Referenzschwingung in den Oszillator eingekoppelt wird, wobei eine Phasenregelschleife mit einem Phasendiskriminator vorgesehen ist, dem zum einen ein abgezweigter Teil der Oszillatorausgangsschwingung und zum anderen gleichzeitig die Referenzschwingung zugeführt wird und der die Phasenlagen dieser beiden Schwingungen vergleicht und eine resultierende Regelspannung zur Steuerung einer einstellbaren Reaktanz für die Frequenzänderung des von einem Puls getasteten Oscillators schon während der Anstiegsflanke des Impulses abgibt, wobei zwischen dem Oszillator und dem Phasendiskriminator ein bis zu 180" einstellbarer Phasenschieber eingeschaltet ist und wobei der hochohmig ausgelegte Ausgang des Phasendiskriminators über einen Impedanzwandler niederohmig an die einstellbare Reaktanz geschaltet ist, nach Patent 25 32 004, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Impedanzwandler (11) und der einstellbaren Reaktanz (14) ein Abtastschalter (6), der stets bei Beginn eines Impulses oder kurz nach dessen Beginn geschlossen und stets kurz vor dem Ende eines hinsichtlich seiner Dauer festgegelegten Impulses geöffnet wird, mit einer Halteschaltung eingefügt ist, welche den an der einstellbaren Reaktanz vor dem Impulsende anliegenden Regelspannungswert bis zum nächsten Schließvorgang des Abtastschalters zumindest angenähert festhält.
2. Schaltung nach Anspruch H, dadurch gekennzeichnet, daß der Abtastschalter (6) als Durchschaltelement einen schnell schaltenden Feldeffekt-Transistor (25) aufweist.
3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß parallel zur Durchschaltstrecke (Source-Drain) des Feldeffekt-Transistors (25) ein Kondensator (28) liegt.
4. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Kondensator (28) als Trimmerkondensator ausgebildet ist.
5. Schaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Durchschaltstrekke (Source-Drain) des Feldeffekttransistors (25) eine Parallelschaltung aus einem Kondensator (27) und einem Widerstand (26) in Serie geschaltet ist.
6. Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Schließvorgang des Abtastschalters (6) von der Abfallflanke eines ersten monostabilen Multivibrators (17) gesteuert wird, der von der Vorderflanke jedes den Oszillator tastenden Impulses getriggert wird und eine sehr kurze Abfallzeit aufweist, und daß der Öffnungsvorgang des Abtastschalters (6) von der Abfallflanke eines zweiten monostabilen Multivibrators (18) ausgelöst wird, der von der gleichen Impulsvorderflanke angestoßen und von der Rückflanke dieses Impulses zurückgesetzt wird.
7. Schaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgänge der beiden monostabilen Mulitivibratoren (17, 18) an jeweils einen Eingang eines UND- oder NAND-Gatters (20) geführt sind, von dessen Ausgang aus der Feldeffekt-Transistor (25) an seiner Steuerelektrode (Gate) gesteuert wird.
8. Schaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Gatterausgang und der Steuerelektrode des Feldeffekt-Transistors (25) ein Treibertransistor (24) eingeschaltet ist
9. Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Impedanzwandler als Breitbandverstärker (11) ausgelegt ist
10. Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet daß die Halteschaltung durch die einstellbare Reaktanz (72, 73) gebildet ist
11. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet daß die Halteschaltung aus einem Feldeffekt-Transistor mit einem Ladekondensator besteht.
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BE860200R (fr) 1978-04-27
IT1114442B (it) 1986-01-27
FR2369735A2 (fr) 1978-05-26
NL7711771A (nl) 1978-05-02
US4123726A (en) 1978-10-31
GB1537813A (en) 1979-01-04
DE2648796B1 (de) 1978-04-20
LU78379A1 (de) 1979-06-01
DK475177A (da) 1978-04-28

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