DE3601926A1 - Durchstimmbarer zweiphasenoszillator - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen durchstimmbaren Zweiphasen­ oszillator der im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 ge­ nannten Art.

Durchstimmbare Zweiphasenoszillatoren werden für lineare Modulatoren, Quadraturmodulatoren und spezielle Aufgaben der Meßtechnik in der Signalverarbeitung gebraucht. Sie erzeugen zwei Sinusspannungen gleicher Amplitude, die um 90° phasenverschoben sind.

Mit Hilfe von Elementen der Analogrechnertechnik sind bereits Zweiphasenoszillatoren der oben genannten Art realisiert worden (E. Kettel.: "Die Anwendungsmöglichkei­ ten der Analogrechentechnik in Meßtechnik und Nachrichten­ verarbeitung"; Telefunken-Zeitung, JG. 33, Sept. 1960, Heft 129, S. 164 bis 171. Ihr Nachteil ist die aufwendige Anfachungs- und Amplitudenstabilisierungs-Schaltung.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, den Stand der Technik zu verbessern. Insbesondere soll ein elektronisch durchstimmbarer Zweiphasenoszillator angegeben werden, der sich möglichst einfach in integrierter Schaltungstechnik realisieren läßt und in einem möglichst weiten Frequenzbe­ reich durchstimmbar ist.

Die Aufgabe wird bei einem Zweiphasenoszillator der im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 genannten Art durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 genannten Merkmale gelöst. Es ist nunmehr möglich, durchstimmbare Zweiphasen­ oszillatoren in einfacher Weise in integrierter Schal­ tungstechnik zu realisieren, deren Durchstimmbereich weit über die in der Analogrechentechnik üblicherweise einge­ haltenenen Grenzen durchstimmbar ist. Mit dem im Beschrei­ bungsteil erläuterten Ausführungsbeispielen konnten Fre­ quenzen bis zu 50 kHz eingestellt werden.

Die Erfindung wird nun anhand von in Zeichnungen darge­ stellten Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigen im einzelnen:

Fig. 1 Blockschaltbild eines durchstimmbaren Zweipha­ senoszillators nach dem Stand der Technik;

Fig. 2 Blockschaltbild eines ersten Ausführungsbei­ spiels mit kapazitiv komplexer Mitkopplung;

Fig. 3 Blockschaltbild eines zweiten Ausführungsbei­ spiels mit Konstanthaltung der Signalamplitude durch Quadratsummenbildung;

Fig. 4 Blockschaltbild eines dritten Ausführungsbei­ spiels mit Konstanthaltung der Signalamplitude durch Diodenbegrenzung;

Fig. 5 Blockschaltbild eines steuerbaren Abschwächers mit steuerbarem Spannungsbegrenzer;

Fig. 6 Prinzipschaltung eines Integratorverstärkers.

Zum besseren Verständnis der Erfindung werde zunächst auf den Stand der Technik verwiesen. Fig. 1 zeigt das Block­ schaltbild eines durchstimmbaren Zweiphasenoszillators nach dem Stande der Technik. Mit V 1 und V 2 sind Integra­ torverstärker, mit a 1, a 2 und a 3 Abschwächer und mit B 1 ist ein symmetrischer Begrenzer bezeichnet. Die orthogo­ nalen Ausgangsspannungen x(t) und y(t) werden am Ausgang eines Umkehrverstärkers V 3 und am Ausgang des Integrator­ verstärkers V 1 abgenommen. Die nichtlineare Begrenzung b(x) in der Baugruppe B 1, die in der Gegenkopplung liegt, sorgt für die Amplitudenstabilisierung und mittels des Abschwächers a 4 läßt sich die Schwingungsamplitude des Oszillators einstellen. Die Anfachung wird durch den Abschwächer a 3 eingestellt. Sämtliche Abschwächer sind als Potentiometer ausgeführt und müssen für jede Frequenz des Oszillators neu eingestellt werden. Die Frequenzgrenzen der als Integratorverstärker ausgebildeten Rechenverstär­ ker V 1 und V 2 sind bei der Analogrechneranwendung meistens unwesentlich, da die Ergebnisse mit x-y-Schreibern aufge­ zeichnet werden.

Intern kompensierte integrierte Operationsverstärker, wie z.B. vom Typ TL 084 mit FET-Eingang haben Leerlaufverstär­ kungen um 10⁵ und eine Leerlaufgrenzfrequenz von etwa 15 Hertz.

In Fig. 2 ist ein erstes Ausführungsbeispiel eines durch­ stimmbaren Zweiphasenoszillators gemäß der Erfindung dargestellt, der von z.B. 0,3 Hz bis zu Frequenzen über 10 kHz durchstimmbar ist. Um einen Phasenfehler in dem rückgekoppelten Kreis, der ein stabiles Schwingen des Oszillators verhindert, zu vermeiden, ist in vorteilhafter Weise ein kapazitives komplexes Mitkopplungsnetzwerk N vorgesehen, das einem Abschwächer a 5 parallel geschaltet ist. Der Abschwächer a 5 bewirkt eine Phasendrehung von 180°, was durch einen Punkt an seinem Ausgang symbolisch dargestellt ist, und ist zwischen dem Ausgang des zweiten Integratorverstärkers V 2 und dem Eingang R des ersten Integratorverstärkers V 1 geschaltet. Die beiden orthogona­ len Spannungen x(t) und y(t) werden am Ausgang der Inte­ gratorverstärker V 1 und V 2 abgegriffen. In vorteilhafter Weise lassen sich die Abschwächer a 2 und a 5 elektronisch, beispielsweise durch den Steuerstrom I _St, einstellen.

Das Mitkopplungsnetzwerk N besteht aus der Reihenschaltung von Widerständen R 1 und R 2 und eines Kondensators Ck. Der Verbindungspunkt des Widerstandes R 1 mit dem Widerstand R 2 ist über einen symmetrischen Spannungsbegrenzer B 1 und der Verbindungspunkt des Kondensators Ck mit dem Widerstand R 2 über einen einstellbaren Widerstand R 3 mit Bezugspotential M verbunden.

Die erfindungsgemäße Schaltung besitzt also eine feste nichtlineare kapazitive Mitkopplung, mit deren Hilfe auch die Amplitude eingestellt werden kann. Bei geeigneter Wahl der Werte von R 1, R 2 und Ck erhält man über einen weiten Frequenzbereich eine konstante Amplitude. Sie kann bei­ spielsweise über einen einstellbaren Widerstand R 3 ju­ stiert werden. Als symmetrischer Spannungsbegrenzer B 1 ist eine Kette von 2 bis 3 antiparallel geschalteter Dioden zweckmäßig. Sein Begrenzungsbereich kann durch eine Ein­ strömung auf eine Diodenverbindung in gewünschter Weise verändert werden.

Fig. 3 zeigt das Blockschaltbild eines zweiten Ausfüh­ rungsbeispiels mit Konstanthaltung der Signalamplitude durch Quadratsummenbildung. Gleiche Bauelemente wie in Fig. 2 mit gleicher Wirkung sind mit gleichen Bezugszei­ chen versehen. Ein Vergleich von Fig. 2 und Fig. 3 zeigt, daß der einstellbare Widerstand R 3 von Fig. 2 in Fig. 3 entfallen ist und dafür ein steuerbarer Spannungsbegrenzer B 2 mit Steuereingang T vorgesehen ist. Zur Gewinnung der Steuerspannung werden die Ausgangsspannungen der Verstär­ ker V 1 und V 2 jeweils durch Multiplizierglieder 11 bzw. 12 quadriert und im Addierglied 13 addiert. Sind z.B. x und y die beiden Ausgangssignale des Oszillators, so entsteht durch die Quadrierung und Summierung am Ausgang des Ad­ diergliedes 13 das gleichgerichtete Signal x ² + y ². Wenn x=A×cosw×t und A×sinw×t ist, dann ist x ²+y ²=A ² eine in jedem Augenblick konstante Größe, so daß die Amplitu­ denregelung auch bei tiefen Frequenzen arbeitet. Dieses Signal wird mittels eines Differenzverstärkers V 5 mit einer konstanten Schwellenspannung Uv verglichen und die Abweichung Δ U dem Steuereingang T des symmetrischen Span­ nungsbegrenzers B 2 zugeführt.

Die Güte des über den Abschwächer A 5 rückgekoppelten Oszillators ist so groß, daß Schwankungen des Regelsignals Δ U innerhalb einer Schwingungsperiode ohne Wirkung blei­ ben und das Phasenrauschen vernachlässigbar klein ist.

In Fig. 4 ist das Blockschaltbild eines dritten Ausfüh­ rungsbeispiels mit Konstanthaltung der Signalamplitude dargestellt, bei dem das Oszillatorsignal am Ausgang des zweiten Integratorverstärkers V 2 "hart begrenzt" wird. Gleiche Bauteile mit gleicher Funktion wie in Fig. 3 sind wiederum mit gleichen Bezugszeichen versehen. Das kapazi­ tive komplexe Mitkopplungsnetzwerk, das wiederum zwischen den Punkten P und Q des Oszillators geschaltet ist, ist in diesem Fall ohne Spannungsbegrenzer B ausgebildet. Die in Fig. 3 dargestellten Widerstände R 1 und R 2 sind zu einem einzigen Widerstand R 2 zusammengefaßt.

Die harte Begrenzung erfolgt hier an einem Punkt höchster Spannungsänderung, wodurch unzulässig hohe Klirrfaktoren vermieden werden. Dieser Punkt ist der Verbindungspunkt der Widerstände R 52 und R 51. An ihm ist der Eingang eines Umkehrverstärkers V 6 angeschlossen, der jeweils über Dioden D 1 und D 2 symmetrisch gegengekoppelt ist. Um einen gewünschten Begrenzungsbereich einstellen zu können, ist die Diode D 1 in Sperrichtung gepolt über einen Spannungs­ teiler mit den Widerständen R 53 und R 54 an eine positive Klemmenspannung K 2 und die Diode D 2 in Sperrichtung über einen Spannungsteiler mit den Widerständen R 55 und R 56 an eine negative Klemmenspannung K 1 angeschlossen. Infolge des zusätzlichen Umkehrverstärkers V 6 sind in diesem Ausführungsbeispiel die Abschwächer a 2 und a 6 nichtinver­ tierend.

In Fig. 5 ist ein steuerbarer Abschwächer a 5 mit steuer­ barem Spannungsbegrenzer B 2 dargestellt, wie er beispiels­ weise in der in Fig. 3 gezeigten Schaltung mit den Schal­ tungspunkten P und Q verwendet werden kann. Als Abschwä­ cher dient ein OTA-Verstärker V 4, dessen Steilheit und damit Verstärkung über einen Steuerstrom I _St steuerbar ist. Dieser Steuerstrom kann z.B. durch eine Steuerspan­ nung U _St über einen Widerstand R 4 erzeugt werden. Der am Eingang T steuerbare symmetrische Spannungsbegrenzer B 2 ist durch eine Kette von drei antiparallel geschalteten Dioden realisiert und der Begrenzungsbereich wird durch Einströmung über den Eingang T auf einen Diodenknoten verändert.

In Fig. 6 ist vollständigkeitshalber die Schaltung eines Integratorverstärkers wie er als Verstärker V 1 oder V 2 verwendet werden kann, dargestellt. Er besteht im wesent­ lichen aus einem mittels einer möglichst verlustarmen Kapazität C gegengekoppelten Operationsverstärker.

Claims (7)

1. Durchstimmbarer Zweiphasenoszillator mit zwei annä­ hernd gleichen Integratorverstärkern in einem rückgekop­ pelten Kreis, mit mindestens zwei einstellbaren Abschwä­ chern und mit einem symmetrischen Spannungsbegrenzer, dadurch gekennzeichnet, daß ein kapazitives komplexes Mitkopplungsnetzwerk (N) vorgesehen ist und daß die Ab­ schwächer (a 2, a 5) elektronisch einstellbar sind (Fig. 2).

2. Oszillator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Abschwächer (a 5) mit einer Phasendrehung von 180° vorgesehen ist, dem das Mitkopplungsnetzwerk (N) parallel geschaltet ist (Fig. 2).

3. Oszillator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Mitkopplungsnetzwerk (N) aus der Reihenschaltung eines ersten Widerstandes (R 1), eines zweiten Widerstandes (R 2) und eines Kondensators (Ck) besteht, daß der Verbin­ dungspunkt des ersten Widerstandes (R 1) mit dem zweiten Widerstand (R 2) über den symmetrischen Spannungsbegrenzer (B 1) und daß der Verbindungspunkt des Kondensators (Ck) mit dem zweiten Widerstand (R 2) über einen einstellbaren Widerstand (R 3) mit Bezugspotential (M) verbunden sind (Fig. 2).

4. Oszillator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß eine Schaltungsanordnung zur Messung der Signalamplitude des Oszillators vorgesehen ist, deren Ausgang mit einem Steuereingang (T) des symme­ trischen Spannungsbegrenzers (B 2) verbunden ist (Fig. 3).

5. Oszillator nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsanordnung zur Messung der Signalamplitu­ de die Quadratsumme (x ² + y ²) der Ausgangsspannungen der beiden Integrationsverstärker (V 1, V 2) bildet, daß ein Differenzverstärker (V 5) vorgesehen ist, dessen einer Eingang an einer Referenzspannungsquelle (Uv) angeschlos­ sen ist, dessen anderem Eingang die Quadratsumme (x ²+y ²) der Ausgangsspannungen der beiden Integrationsverstärker (V 1, V 2) zugeführt ist und dessen Ausgang mit dem Steuer­ eingang (T) des symmetrischen Spannungsbegrenzers (B 2) verbunden ist (Fig. 3).

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekenn­ zeichnet, daß das Mitkopplungsnetzwerk (N) zwischen dem Eingang des ersten Integrationsverstärkers (V 1) und dem Ausgang des zweiten Integrationsverstärkers (V 2) ange­ schlossen ist, daß ein zusätzlicher Umkehrverstärker (V 6) mit einer symmetrischen nichtlinearen Rückkopplung (D 1, D 2) zur symmetrischen Spannungsbegrenzung vorgesehen ist und daß alle Abschwächer (a 2, a 6) nicht invertierend sind (Fig. 4).

7. Oszillator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß als Abschwächer (a 2, a 5, a 6) OTA-Verstärker oder stromgesteuerte Stromverstärker vorge­ sehen sind.