DE3586157T2

DE3586157T2 - Schaltnetzteil mit mehreren ausgaengen.

Info

Publication number: DE3586157T2
Application number: DE8585111029T
Authority: DE
Inventors: Kojin Abe; Kenichi Onda
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1984-09-03
Filing date: 1985-09-02
Publication date: 1992-12-17
Anticipated expiration: 2005-09-03
Also published as: JPS6162360A; US4665473A; EP0176783A2; DE3586157D1; EP0176783A3; EP0176783B1

Description

Hintergrund der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Schaltnetzteil mit mehreren Ausgängen, insbesondere ein Stromversorgungs- Schaltnetzteil mit mehreren Ausgängen, das dazu geeignet ist, Spannung einer OA- oder FA-Ausrüstung zuzuführen, was eine Ausgangsspannung hoher Genauigkeit erfordert.
Ein Stromversorgungs-Schaltnetzteil ist in JP-A-55-120369 beschrieben, welche Schrift offenbart, daß der Verzögerungsstrom einer in eine Sekundärschaltung eines Transformators eingefügten Schwungraddiode nicht zu einer Schalteinrichtung in einer Primärschaltung des Transformators fließt, und daß der Fluß eines Überstroms in einer Eingangsschaltung selbst dann unterdrückt wird, wenn der Transformator durch eine Stoßspannung von der Eingangsschaltung gesättigt ist. Es wird jedoch kein Problem erkannt, auf das man bei einem Schaltnetzteil mit mehreren Ausgängen stößt.
JP-A-55-144775 beschreibt eine Technik zum Betätigen einer Schalteinrichtung zum Stabilisieren eines der Ausgänge, damit die mehreren Ausgänge stabilisiert werden. Bei der beschriebenen Technik weist eine in eine Sekundärschaltung eines Transformators eingefügte Drosselspule mehrere magnetisch gekoppelte Wicklungen auf. Bei der beschriebenen Technik ist es nicht möglich, die Ausgangsspannungen aufgrund von Windungsverhältnissen mehrerer Sekundärwicklungen zu bestimmen, die auf einen Transformator gewickelt sind, sondern es müssen auch Windungsverhältnisse für Wicklungen berücksichtigt werden, die auf die Drosselspule gewickelt sind. Infolgedessen ist das Entwerfen der Spannungsversorgung um so schwieriger, je höher die Zahl der Ausgänge ist. Da ein Ausgangssignal durch den Betrieb der Schalteinrichtung stabilisiert wird, nehmen darüber hinaus Schwankungen anderer Ausgangsspannungen aufgrund einer Schwankung der einen Ausgangsspannung, d. h. Spannungsschwankungen aufgrund sogenannter Übersprechsteuerung zu. Gründe für die Übersprechsteuerung sind Streuinduktivitäten und Wicklungswiderstände des Transformators. Bei der beschriebenen Technik beeinträchtigen die Streuinduktivitäten und die Wicklungswiderstände, die die Übersprechsteuerung während einer EIN- Periode der Schalteinrichtung bewirken, den Transformator ebenso wie Streuinduktivitäten und Widerstände der Wicklungen der Drosselspule, und erschweren es, alle Ausgangsspannungen genau einzustellen.
In einer Technik, wie sie in JP-A-56-19119 beschrieben ist, ist ein Induktor an einen Wechselspannungseingang angeschlossen. Infolgedessen ist die Welligkeit eines durch den Induktor fließenden Stromes groß, die Strombelastbarkeit einer Gleichrichtungs/Filter-Schaltung in einer Sekundärschaltung eines Transformators ist groß, und der Maximalstrom, der durch einen Streuinduktor und einen Widerstand des Transformators fließt, ist groß. Infolgedessen werden Ausgangsspannungen durch Spannungsabfälle zwischen ihnen beeinträchtigt, und die Genauigkeit der Ausgangsspannungen wird erniedrigt.
Ein Schaltnetzteil mit mehreren Ausgängen mit den Merkmalen im ersten Teil von Anspruch 1 ist aus JP-A-57-177277 bekannt. In dieser Schaltung wird die der Last von nur einer der Sekundärschaltungen zugeführte Spannung dadurch stabilisiert, daß der EIN-AUS-Betrieb der Schalteinrichtung gesteuert wird, die in Reihenschaltung auf der Primärseite des Transformators liegt, während jede der verbleibenden Sekundärschaltungen ihre eigene Spannungsregelschaltung benötigt, von denen jede einen besonderen Schalttransistor und einen Regler enthält.

Zusammenfassung der Erfindung

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Schaltnetzteil mit mehreren Ausgängen anzugeben, das dazu in der Lage ist, konstante Spannungen mit gewünschtem wechselseitigen Verhältnis an den Ausgängen mehrerer Sekundärschaltungen bei unkompliziertem Schaltungsaufbau auszugeben.
Die Erfindung löst diese Aufgabe durch die in Anspruch 1 gekennzeichnete Schaltung.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Fig. 1 zeigt ein allgemeines Schaltnetzteil mit mehreren Ausgängen.
Fig. 2 ist ein Ersatzschaltbild der Schaltung von Fig. 1 während einer EIN-Periode eines Transistors Q.
Fig. 3 zeigt den Schaltungsaufbau eines bekannten Schaltnetzteils mit mehreren Ausgängen mit mehreren Wicklungen auf einer Drosselspule.
Fig. 4 ist ein Ersatzschaltbild für Fig. 3.
Fig. 5 zeigt ein Ausführungsbeispiel der Erfindung.
Fig. 6 ist ein Ersatzschaltbild während einer AUS-Periode des Transistors Q, zum Veranschaulichen des Betriebs der Energieentladespule von Fig. 5.
Fig. 7 bis 9 zeigen andere Ausführungsbeispiele der Erfindung.

Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele

Ein Schaltnetzteil mit mehreren Ausgängen wird unter Bezugnahme auf Fig. 1 erläutert. E bezeichnet eine Gleichspannungs-Eingangsspannungsversorgung. Während einer EIN-Periode eines Transistors Q, der eine Schalteinrichtung darstellt, fließt ein Strom Ic von einem Positivanschluß von E durch eine Drossel T&sub2;, die magnetische Energie speichert, und eine Primärwicklung np eines Transformators T&sub1; zu einem Negativanschluß von E. Auf diese Weise werden Spannungen über die Primärwicklung np und Sekundärwicklungen n&sub1; und n&sub2; des Transformators T&sub1; erzeugt, wobei die mit Punkt versehenen Enden positiv sind, und Ströme werden von n&sub1; und n&sub2; Lasten über Dioden D&sub1; bzw. D&sub2; zugeführt. Ein Kondensator C&sub1; glättet die Spannung, die der an einem Ausgangsanschluß 1 angeschlossenen Last zugeführt wird, und er wird mit einer Spannung V&sub1; geladen. Ein Kondensator C&sub2; arbeitet auf ähnliche Weise wie C&sub1;; er wird mit einer Spannung V&sub2; geladen, die der an einen Ausgangsanschluß 2 angeschlossenen Last zugeführt wird. Ein Bezugszeichen 10 kennzeichnet ein Mittel, das während einer AUS-Periode des Transistors Q die magnetische Energie entlädt, die in der Drossel T&sub2; während einer EIN- Periode des Transistors Q gespeichert wurde.
Der Betrieb der Schaltung von Fig. 1 wird unter Bezugnahme auf Fig. 2 erläutert, die ein Ersatzschaltbild für die EIN- Periode des Transistors Q zeigt. L&sub2; bezeichnet die Induktivität der Drossel T&sub2;, Z&sub1; bezeichnet eine Impedanz mit einer Streuinduktivität, eines Wicklungswiderstandes und eines Schaltungswiderstandes n&sub1;, und Z&sub2; bezeichnet eine Impedanz Schaltungswiderstandes n&sub1;, und Z&sub2; bezeichnet eine Impedanz mit einer Streuinduktivität, einem Wicklungswiderstand und einem Schaltungswiderstand der Wicklung n&sub2;. Der durch die Induktivität L&sub2; fließende Strom verzweigt in die Ausgangsanschlüsse 1 und 2 mit Strömen I&sub1; bzw. I&sub2;. Die Ströme I&sub1; und I&sub2; genügen der folgenden Beziehung:
I&sub1; Z&sub1; + VD&sub1; +V&sub1;= I&sub2; Z&sub2; + VD&sub2; + V&sub2; (1),
wobei VD&sub1; und VD&sub2; Spannungsabfälle über die Dioden D&sub1; bzw. D2 sind. Aus Gleichung (1) läßt sich die Spannung V&sub2; am Ausgangsanschluß 2 wie folgt ausdrücken:
V2 = I&sub1; Z&sub1; + VD&sub1; - (I&sub2; Z&sub2; + VD&sub2;) + V&sub1; (2).
Aus Gleichung (2) ist erkennbar, daß die Spannung V&sub2; durch die Spannung V&sub1; am Ausgangsanschluß 1 und die Schaltungsimpedanz repräsentiert wird.
Gemäß Fig. 1 werden die Spannungen berücksichtigt, die während der EIN-Periode des Transistors Q über die Wicklungen des Transformators T&sub1; induziert werden. Die über die Wicklung n&sub1; induzierte Spannung, die am Ende mit Punkt positiv ist, entspricht V&sub1; + VD&sub1;, wie aus Fig. 1 erkennbar. Wegen des Spannungsabfalls I&sub1; Z&sub1; aufgrund des Wicklungswiderstandes und des Schaltungswiderstandes des Transformators muß die durch die folgende Gleichung wiedergegebene Spannung Vp über der Primärwicklung np von T&sub1; abfallen, wobei das Ende mit Punkt positiv ist:
Vp = (np/n&sub1;) (I&sub1; Z&sub1; + VD&sub1; + V&sub1;) (3).
Wenn Vp gegeben ist, wird eine über die Wicklung n&sub2; induzierte Spannung Vn&sub2; wie folgt wiedergegeben, wobei das Ende mit Punkt positiv ist:
Vn&sub2; = Vp(n&sub2;/np) - I&sub2; Z&sub2; = (n&sub2;/n&sub1;) (I&sub1; Z&sub1; + VD&sub1; + V&sub1;) - I&sub2; Z&sub2; (4).
Aus Gleichung (4) läßt sich die Spannung V&sub2; am Ausgangsanschluß 2 wie folgt ausdrücken:
V&sub2; = Vn&sub2; - VD&sub2; = (n&sub2;/n&sub1;)(I&sub1; Z&sub1; + VD&sub1; + V&sub1;) - (I&sub2; Z&sub2; + VD&sub2;) (5).
10 Der Spannungsabfall I&sub1; Z1 + VD&sub1; am Ausgangsanschluß 1 ist durch k&sub1;, und der Spannungsabfall I&sub1; Z&sub2; + VD&sub2; am Ausgangsanschluß 2 ist durch k&sub2; gegeben. Damit läßt sich aus Gleichung (5) die Spannung V&sub2; wie folgt ableiten:
V&sub2; = (n&sub2;/n&sub1;) (V&sub1; + k&sub1;) - k&sub2; (6).
Aus dem Vorstehenden ist erkennbar, daß die Spannung V&sub2; am Ausgangsanschluß 2 durch das Windungsverhältnis der Sekundärwicklungen n&sub1; und n&sub2; des Transformators T&sub1;, die Spannung V&sub1; am Ausgangsanschluß 1 und die Spannungsabfälle in der Schaltung gegeben ist. Da k&sub1; und k&sub2; im allgemeinen kleiner sind als V&sub1;, kann V&sub2; wie folgt ohne großen Fehler wiedergegeben werden:
V&sub2; ' H (n&sub2;/n&sub1;) V&sub1; (7).
Auf diese Weise können die Windungsverhältnisse für den Transformator T&sub1; im wesentlichen durch die Verhältnisse der Ausgangsspannungen bestimmt werden, was den Schaltungsentwurf vereinfacht.
In den vorstehend beschriebenen Figuren ist ein Schaltnetzteil mit mehreren Ausgängen, speziell mit zwei Ausgängen, dargestellt. Wenn m Ausgänge vorhanden sind, ist der Betrieb ähnlich, und die Ausgangsspannung Vj (j = 2, ..., m) wird wie folgt ausgedrückt:
Vj = (nj/n&sub1;) (V&sub1; + k&sub1;) - kj (8).
Dementsprechend ist der Entwurf des Schaltnetzteils mit mehreren Ausgängen voreinfacht.
Die in Fig. 1 dargestellte Schaltung wird mit einer bekannten Spannungsversorgung mit mehreren magnetisch gekoppelten Wicklungen einer Drosselspule verglichen, die in eine Sekundärschaltung eines Transformators eingefügt ist. Fig. 3 zeigt die Konfiguration einer bekannten Spannungsversorgung. T bezeichnet einen Transformator, E eine Gleichspannungs- Eingangsspannungsversorgung, L eine Drosselspule mit magnetisch gekoppelten Wicklungen, nL&sub1; und nL&sub2; und V&sub1; und V&sub2; bezeichnen Spannungen an Ausgangsanschlüssen 1 bzw. 2. Spannungen werden während einer EIN-Periode des Transistors Q über die Wicklungen des Transformators T und der Drosselspule L induziert, wobei Enden mit Punkt positiv sind.
Aus Fig. 3 ist erkennbar, daß die folgenden Beziehungen während der EIN-Periode des Transistors Q erfüllt sein müssen:
E (n&sub1;/np) = VnL&sub1; + V&sub1; (9),
E (n&sub2;/np) = VnL&sub2; + V&sub2; (10),
wobei VnL&sub1; und VnL&sub2; Spannungen sind, die über die Wicklungen nL&sub1; bzw. nL&sub2; der Drosselspule L induziert werden. In den Formeln (9) und (10) sind Auswirkungen durch die Streuinduktivitäten und Wicklungswiderstände des Transformators T und der Drosselspule L sowie Diodenspannungsabfälle aus Gründen der Vereinfachung weggelassen.
Die Spannung VnL&sub2; von Gleichung (10) läßt sich wie folgt wiedergeben:
VnL&sub2; = (nL&sub2;/nL&sub1;) VL&sub1; (11).
Aus den Gleichungen (9), (19) und (11) folgt:
(VnL&sub1;/n&sub1;) + (V&sub1;/n&sub1;) = (1/n&sub2;) (nL&sub2;/nL&sub1;) VL&sub1; + (V&sub2;/n&sub2;) (12).
Aus Gleichung (12) läßt sich die Spannung V&sub2; am Ausgangsanschluß 2 wie folgt ausdrücken:
V&sub2; = (VL&sub1; + V&sub1;) (n&sub2;/n&sub1;) - VL&sub1; (nL&sub2;/nL&sub1;) (13).
Da die Impedanzen des Transformators T und der Drosselspule sowie der Diodenspannungsabfälle in Gleichung (13) weggelassen sind, wie oben angegeben, entspricht Gleichung (13) der Gleichung (7), die die Spannung V&sub2; in der Schaltung von Fig. 1 wiedergibt. Wie aus einem Vergleich der Gleichungen (7) und (13) erkennbar, wird die Ausgangsspannung V&sub2; von Fig. l im wesentlichen durch das Windungsverhältnis der Sekundärwicklungen n&sub1; und n&sub2; des Transformators T&sub1; bestimmt, während die Spannung V&sub2; beim Stand der Technik gemäß Fig. 3 nicht definiert werden kann, ohne daß die Spannung VL&sub1;, die über die Wicklung der Drosselspule induziert wird, und das Windungsverhältnis der Drosselspule L berücksichtigt wird; demgemäß ist es schwierig, den richtigen Aufbau für die Spannungsversorgung zu erhalten.
Unter Bezugnahme auf die in Fig. 4 dargestellte Äquivalenzschaltung wird der Betrieb der bekannten Spannungsversorgung von Fig. 3 im einzelnen erläutert. Fig. 4 zeigt die Äquivalenzschaltung für die EIN-Periode zeichnet die Gleichspannungs-Eingangsspannungsversorgung, I&sub1; und I&sub2; bezeichnen die den an die Ausgangsanschlüsse 1 und 2 angeschlossenen Lasten zugeführten Strönie, Z&sub1; und Z&sub2; bezeichnen Impedanzen mit den Streuinduktivitäten, Wicklungswiderständen und Schaltungswiderständen des Transformators T, und ZL&sub1; und ZL&sub2; bezeichnen die Impedanzen mit den Streuinduktivitäten und Wicklungswiderständen der Wicklungen nL&sub1; und nL&sub2; der Drosselspule L. Wie aus Fig. 4 erkennbar, genügen die zu den Ausgangsanschlüssen 1 und 2 fließenden Ströme I&sub1; und I&sub2; der folgenden Beziehung:
I&sub1; (Z&sub1; + ZL&sub1;) + VD&sub1; + VL&sub1; + V&sub1; = I&sub2; (Z&sub2; + ZL&sub2;) + VD&sub3; + (nL&sub2;/nL&sub1;) VL&sub1; - V&sub2; = E (14).
Aus Gleichung (14) läßt sich die Spannung V&sub2; am Ausgangsanschluß 2 wie folgt ableiten:
V&sub2; = I&sub1; (Z&sub1; + ZL&sub1;) - I&sub2; (Z&sub2; + ZL&sub2;) + (1 - (nL&sub2;/nL&sub1;)) VL&sub1; + VD&sub1; - VD&sub3; + V&sub1; (15).
Aus Gleichung (15) ist erkennbar, daß dann, wenn sich die Ausgangsströme I&sub1; und I² ändern, Spannungsschwankungen, die proportional zu (Z&sub1; + ZL&sub1;) bzw. (Z&sub2; + ZL&sub2;) sind, in V&sub2; auftreten.
Andererseits ist es aus Gleichung (2) für den vorliegenden Fall erkennbar, daß die Änderung von V&sub2;, wenn sich I&sub1; und I&sub2; ändern, proportional zu Z&sub1; und Z&sub2; ist. Infolgedessen ist die Spannungsänderung aufgrund einer Änderung des Laststroms in der Schaltung von Fig. 1 geringer, und die Genauigkeit der Ausgangsspannung ist höher.
Wie vorstehend beschrieben, unterscheiden sich die Schaltungen von Fig. 1 und Fig. 2 in ihren Konzepten und Wirkungen voneinander.
Fig. 5 zeigt ein Ausführungsbeispiel der Erfindung mit einem besonderen Schaltungsaufbau der in Fig. 1 dargestellten Energieentladungseinrichtung 10. Die Energieentladungseinrichtung 10 weist Wicklungen ns&sub1; und ns&sub2; auf, die magnetisch mit der Primärwicklung ns der Drossel T&sub2; gekoppelt sind, und .Dioden D&sub3; und D&sub4;, die mit Enden der Wicklungen ns&sub1; bzw. ns&sub2; verbunden sind. Die Wicklung ns&sub1; ist über die Diode D&sub3; parallel mit der Sekundärwicklung n&sub1; des Transformators T&sub1; verbunden, und die Wicklung ns&sub2; ist über die Diode D&sub4; parallel mit der Wicklung n&sub2; verbunden. Während der EIN-Periode des Transistors Q werden Spannungen über die Wicklungen von T&sub2; induziert, wobei die Enden mit Punkt positiv sind. Dadurch werden die über die Wicklungen ns&sub1; und ns&sub2; während der EIN-Periode des Transistors Q induzierten Spannungen durch die Dioden D&sub3; und D&sub4; abgeblockt, so daß kein Strom fließt. Der durch die Wicklung ns fließende Strom ist ein Erregerstrom für T&sub2;, und magnetische Energie wird durch diesen Erregerstrom gespeichert. Wenn der Transformator Q ausgeschaltet wird, wird der durch die Wicklung ns fließende Strom abgeschaltet, und Spannungen werden über die Wicklungen von T&sub2; erzeugt, wobei die den Enden mit Punkt gegenüberliegenden Enden positiv sind, wobei magnetische Energie in T&sub2; gespeichert wird. Infolgedessen fließen Ströme aus den Wicklungen ns&sub1; und ns&sub2; in die an die Ausgangsanschlüsse 1 bzw. 2 angeschlossenen Lasten.
Der Betrieb der Energieentladeeinrichtung wird unter Bezugnahme auf die Äquivalenzschaltung von Fig. 6 für die AUS- Periode des Transistors Q im einzelnen erläutert. L&sub2; bezeichnet die Induktivität der Drossel T&sub2;, und Z&sub1;' und Z&sub2;' bezeichnen Impedanzen mit der Streuinduktivität, Wicklungswiderständen und Schaltungswiderständen der Wicklungen ns&sub1; bzw. ns&sub2;. Wie aus dem Ersatzschaltbild erkennbar, wird die Spannung V&sub2; am Ausgangsanschluß 2 wie folgt wiedergegeben:
V&sub2; = I&sub1; Z&sub1;' + VD&sub3; &submin; (I&sub2; Z&sub2;' + VD&sub4;) + V&sub1; (16).
Die während der AUS-Periode des Transistors Q über die Wicklung von T&sub2; induzierte Spannung wird durch Gleichung (4) wiedergegeben, wie aus Fig. 5 erkennbar, und die Spannung Vns&sub2; über die Wicklung ns&sub2; wird wie folgt wiedergegeben:
Vns&sub2; = (ns&sub2;/ns&sub1;) (I&sub1; Z&sub1;' + VD&sub3; + V&sub1;) - I&sub2; Z&sub2;' (17).
Gemäß Gleichung (17) läßt sich die Spannung V&sub2; am Ausgangsanschluß 2 wie folgt ausdrücken:
V&sub2; = Vns&sub2; - VD&sub4; = (ns&sub2;/ns&sub1;) (I&sub1; Z&sub1;' + VD&sub3; + V&sub1;) - (I&sub2; Z&sub2;' + VD&sub4;) (18).
In den Gleichungen (16) - (18) sind VD&sub3; und VD&sub4; Spannungsabfälle über die Dioden D&sub3; bzw. D&sub4;.
Der Spannungsabfall I&sub1; Z&sub2;' + VD&sub3; am Ausgangsanschluß 1 wird durch k&sub1; ausgedrückt, und der Spannungsabfall I&sub2; Z&sub2;' + VD&sub4; am Ausgangsanschluß 2 wird durch k&sub2; ausgedrückt. Dann läßt sich aus Gleichung (18) V&sub2; wie folgt wiedergeben:
V&sub2; = (ns&sub2;/ns&sub1;) (V&sub1; + k&sub1;) - k&sub2; (19).
Aus dem Vorstehenden ist erkennbar, daß die Spannung V&sub2; am Ausgangsanschluß 2 während der AUS-Periode des Transistors Q durch eine Funktion definiert wird, die ähnlich zu der von Gleichung (6) ist.
Dasselbe ist auf ein Mehrfachausgang-Schaltnetzteil mit m Ausgängen anwendbar. Die Ausgangsspannung Vj (j 2, 3, ..., m) wird wie folgt ausgedrückt:
Vj = (nj/n&sub1;) (V&sub1; + k&sub1;) - kj (20)
Demgemäß ist die Ausgangsspannung Vj im wesentlichen durch das Windungsverhältnis der Sekundärwicklungen n&sub1; und nj der Drosselspule T&sub2; wiedergegeben, wie im Fall des Transformators T&sub1;, und der Entwurf der Spannungsversorgung wild vereinfacht. Da beim vorliegenden Ausführungsbeispiel in der Drossel T&sub2; gespeicherte magnetische Energie den Lasten durch die Energiespeichereinrichtung 10 zugeführt wird, ist darüber hinaus der Wirkungsgrad des Schaltnetzteils mit den mehreren Ausgängen verbessert.
Fig. 7 zeigt ein anderes Ausführungsbeispiel. Beim vorliegenden Ausführungsbeispiel ist eine Spannung V&sub1; an einem Ausgangsanschluß 2 die Summe aus einer Spannung V1, die über eine Wicklung n&sub1; erzeugt wird, und einer Spannung, die über eine Wicklung n&sub2; erzeugt wird. Wicklungen ns&sub1; und ns&sub2; sind ähnlich gestaltet, um eine Spannung V&sub2; an einem Ausgangsanschluß 2 zu erzeugen.
Beim Ausführungsbeispiel von Fig. 5 ist das Windungsverhältnis der Wicklungen n&sub1; und n&sub2; im wesentlichen dasselbe wie das Verhältnis der Ausgangsspannungen V&sub1; und V&sub2;, wie durch Gleichung (7) dargestellt. Dasselbe gilt für das Windungsverhältnis der Wicklungen ns&sub1; und ns&sub2;. Andererseits ist aus den Gleichungen (5) und (8) erkennbar, daß die Schwankungen der Spannung V&sub2; aufgrund von Änderungen des Ausgangs stromes I&sub1; um so mehr unterdrückt werden, je kleiner die Verhältnisse n&sub2;/n&sub1; und ns&sub2;/ns&sub1; sind. Daher sind beim vorliegenden Ausführungsbeispiel die Anzahlen der Windungen der Wicklungen n&sub2; und ns&sub2; verringert, um Schwankungen in der Spannung V&sub2; zu verringern und die Ausgangsgenauigkeit zu erhöhen.
Beim Schaltungsaufbau von Fig. 7 ist die Anzahl von Windungen der Wicklungen n&sub2; und ns&sub2; so gewählt, daß die Spannung V&sub2; am Ausgangsanschluß 2 die Summe der Spannung V&sub1; am Ausgangsanschluß 1 und der Spannungen ist, die über die Wicklungen n&sub2; und ns&sub2; erzeugt werden. Demgemäß werden die Windungsverhältnisse der Wicklungen n&sub2; und ns&sub2; wie folgt gewählt:
n&sub2;/n&sub1; ' H (V&sub2; - V&sub1;)/V&sub1; (21),
ns&sub2;/ns&sub1; ' H (V&sub2; - V&sub1;)/V&sub1; (22).
Demgemäß sind die Windungsverhältnisse n&sub2;/n&sub1; und ns&sub2;/ns&sub1; kleiner als diejenigen beim Ausführungsbeispiel von Fig. 1, und daher sind Schwankungen der Spannung V&sub2; am Ausgangsanschluß 2 unterdrückt, und die Genauigkeit des Ausgangssignals ist verbessert.
Fig. 8 zeigt ein anderes Ausführungsbeispiel. Beim vorliegenden Ausführungsbeispiel ist eine Regelschaltung 11 vorhanden, um den Schaltvorgang des Transistors Q so zu steuern, daß er die Spannung V&sub1; am Ausgangsanschluß 1 konstant hält. Aus den Gleichungen (6) und (19) ist erkennbar, daß dann, wenn die Spannung V&sub1; am Ausgangsanschluß 1 konstant ist, die Spannung am Ausgangsanschluß 2 innerhalb der Änderung eines Spannungsabfalls über einer Impedanz in der Schaltung stabilisiert werden kann.
Beim vorliegenden Ausführungsbeispiel muß, da die Spannung V&sub1; am Ausgangsanschluß 1 konstant gehalten wird, die Spannung V&sub2; am Ausgangsanschluß 2 keine Änderung von V&sub1; berücksichtigen, wie in den Gleichungen (6) und (19) wiedergegeben, und die Ausgangsgenauigkeit der Spannung V2 ist weiter verbessert. Alternativ kann die Regelschaltung 11 des vorliegenden Ausführungsbeispiels im Ausführungsbeispiel von Fig. 5 vorhanden sein, um den Schaltvorgang des Transistors Q so zu regeln, daß die Spannung V&sub1; am Ausgangsanschluß 1 konstant bleibt.
Fig. 9 zeigt ein anderes Ausführungsbeispiel. Beim vorliegenden Ausführungsbeispiel werden m Ausgangssignale an die Lasten im Ausführungsbeispiel von Fig. 8 geliefert. Wenn der Schaltvorgang des Transistors Q durch die Regelschaltung 11 so geregelt wird, daß er die Spannung V&sub1; am Ausgangsanschluß 1 konstant hält, können m stabile Spannungen an die Lasten gelegt werden.
Alternativ kann die Regelschaltung 11 im Ausführungsbeispiel von Fig. 5 vorhanden sein, um den Schaltvorgang des Transistors Q so zu regeln, daß die Spannung V&sub1; am Ausgangsanschluß 1 konstant bleibt, wodurch stabile Ausgangssignale von m Sekundärwicklungen geliefert werden, die auf den Transformator T&sub1; und die Drossel T&sub2; gewickelt sind.
Die in den Fig. 8 und 9 dargestellte Regelschaltung 11 kann das geregelte Schaltnetzteil IC HA17524 von Hitachi oder TL 494 von Texas Instruments sein. Der Aufbau und der Betrieb dieser ICs sind wohlbekannt und werden hier nicht erläutert.
Gemäß der vorliegenden Erfindung können die Ausgangsspannungen eines Schaltnetzteils mit mehreren Ausgängen durch das Windungsverhältnis der Sekundärwicklungen des Transformators und der Wicklungen der Energieentladungsschaltung der Drossel festgelegt werden, wodurch sich der Entwurf der Spannungsversorgung vereinfacht. Wenn eine Regelschaltung dazu verwendet wird, eine Schalteinrichtung so zu regeln, daß eine der Ausgangsspannungen konstant gehalten wird, können die Spannungsschwankungen der anderen Ausgangssignale kleiner als ± 5 % sein. Auf diese Weise sind Schaltnetzteile mit mehreren Ausgängen, wie sie für OA- und FA-Ausrüstungen verwendet werden, vereinfacht, und ihre Größe und ihr Preis kann verringert werden.

Claims

1. Schaltnetzteil mit mehreren Ausgängen, umfassend

eine Schalteinrichtung (Q),

einen Transformator (T&sub1;) zur Speisung einer Last mit Strom während der EIN-Periode der Schalteinrichtung (Q), und

eine Drossel (T&sub2;) zur Speicherung magnetischer Energie während der EIN-Periode und Entladung der gespeicherten Energie während der AUS-Periode der Schalteinrichtung (Q),

wobei die Primärwicklungen (np, ns) des Transformators (T&sub1;) und der Drossel (T&sub2;) mit der Schalteinrichtung (Q) und einer Eingangs-Gleichspannungsversorgung (E) in Serie liegen,

wobei die Sekundärwicklungen (n&sub1;, ns&sub1;) mit jeweils einer seriengeschalteten Diode (D&sub1;, D&sub3;) parallel zu der Last liegen, die Diode (D&sub1;) des Transformators (T&sub1;) während der EIN-Periode und die Diode (D&sub3;) der Drossel (T&sub2;) während der AUS-Periode der Schalteinrichtung (Q) leitend ist,

wobei das EIN-AUS-Schalten der Schalteinrichtung (Q) so gesteuert ist, daß die der Last zugeführte Ausgangsspannung (V&sub1;) konstant gehalten wird, und

wobei die Drossel (T&sub2;) eine weitere Sekundärwicklung (ns&sub2;) umfaßt, die über eine während der AUS-Periode der Schalteinrichtung (Q) leitende weitere Diode (D&sub4;) mit einer weiteren Last verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Transformator (T&sub1;) eine weitere Sekundärwicklung (n&sub2;) mit einer seriengeschalteten weiteren Diode (D&sub2;) umfaßt, wobei die weitere Sekundärwicklung (n&sub2;) und die weitere Diode (D&sub2;) zu der weiteren Last parallel geschaltet sind und die weitere Diode (D&sub2;) des Transformators (T&sub1;) während der EIN-Periode der Schalteinrichtung leitend ist, und

daß die der weiteren Last während den EIN- und AUS-Perioden zugeführte Ausgangsspannung (Vj) durch folgende Formel gegeben ist:

Vj = nj/n1 (V&sub1; + k&sub1;) - kj,

wobei nj = Windungszahl der weiteren Sekundärwicklung (n2) des Transformators (T&sub2;),

k&sub1; = Spannungsabfall in dem die Sekundärwicklung (n&sub1;) enthaltenden Sekundärkreis,

kj = Spannungsabfall in dem die weitere Sekundärwicklung (ns&sub1;) enthaltenden Sekundärkreis.

2. Netzteil nach Anspruch 1, wobei die Sekundärwicklungen (n&sub1;, n&sub2;; n&sub1;, nm) des Transformators (T&sub1;) in Serie liegen und die Sekundärwicklungen (ns&sub1;, ns&sub2;; ns&sub1;, nsm) der Drossel (T&sub2;) in Serie liegen.