DE3531793A1

DE3531793A1 - Digitaler zustandstondetektor fuer telefonsysteme

Info

Publication number: DE3531793A1
Application number: DE19853531793
Authority: DE
Inventors: Patrick R. Beirne; Gordon J. Nepean Ontario Reesor; Zbigniew Boleslaw Kanata Ontario Styrna
Original assignee: Mitel Corp
Current assignee: Microsemi Semiconductor ULC
Priority date: 1984-11-09
Filing date: 1985-09-06
Publication date: 1986-05-15
Also published as: US4694482A; IT8520103A0; US4669114A; IT1183492B; FR2573602A1; DE3531793C2; JPH0496190U; GB8506251D0; GB2166925A; JPH0731657Y2; GB2166925B; JPS61118092A; CA1216380A

Description

Digitaler Zustandstondetektor für Teiefonsysteme

Die Erfindung betrifft Telefonsysteme im allgemeinen und insbesondere einen Tondetektor zum Feststellen von Zustandstönen wie sie durch eine automatische Nebenstellenanlage oder ein Wählamt erzeugt werden.

Moderne Nebenstellenanlagen und Wählämter müssen heute verschiedene Arten von Tonsignalen für einen Nachrichtenverkehr mit anderen Nebenstellenanlagen oder Wählämtern feststellen können, üblicherweise sind diese Signale Mehrfrequenzzustandstöne wie Wähl Rückruf-Fehler- und Besetztzeichen. Die Wähl-Rückruf- und Besetzt-Zustandstöne sind typischerweise Zweiton-Vi elfrequenzsignale mit zwei gleichzeitig erzeugten Tönen. Bisher erforderte die Tonfeststellung die Unterscheidung zwischen Tönen hoher und niedriger Frequenz der empfangenen Zweiton-Signale durch Filtern oder digitale Zählvorgänge wie sie nachstehend noch erläutert werden.

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Ein bekannter Tondetektor verwendet eine Vielzahl von Bandpassfiltern zum Feststellen bestimmter Tonfrequenzen. Dabei sind so viele Bandpassfilter erforderlich als Tonfrequenzen festzustellen sind. Diese Filter müssen steile Filterflanken und enge Bandbreiten haben und genau abgestimmt sein, damit nicht zufällige Störsignale als gültige Zustandstöne festgestellt werden. Der bekannte Tondetektor weist den Nachteil auf, daß er nicht ohne weiteres zur Verwendung in den verschiedenen Ländern mit unterschiedlichen Zustandstonfrequenznormen oder -erfordern!ssen angepasst werden kann. Für eine derartige Verwendung in verschiedenen Ländern müssen die Filter des bekannten Tondetektors genau für die Feststellung unterschiedlicher Zustandstonfrequenzen neu abgestimmt werden, was zwangsläufig eine sorgfältige Justierung der Einstellwiderstände etc. durch einen qualifizierten Techniker erfordert. Aufgrund der genauen Abstimmung, der steilen Filterflanken und der engen Bandbreite sind die bekannten Tondetektoren verhältnismäßig teuer insbesondere unter Berücksichtigung der Kosten für einen qualifizierten Techniker der die Tondetektoren eigens vor dem Versand in die verschiedenen Länder oder vor dem Einbau an Ort und Stelle abstimmen muß.

Ein anderer bekannter Tondetektor verwendet zwei Nulldurchgangsdetektoren und Digita!zähl er zum Bestimmen der Perioden der empfangenen Zustandstöne. Die empfangenen Töne werden durch ein Paar Bandpassfilter in Gruppen von niederfrequenten und hochfrequenten Tönen getrennt. Die Bandpassfilter haben gewöhnlich eine wenig ideale Dämpfung, so daß jede abgetrennte Tongruppe Restfrequenzenergie aus der anderen Tongruppe mit sich führt. Dies zusammen mit zufälligen Störungen aufgrund von über-

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sprechen oder dergleichen führt zu Änderungen in der Zeitdauer zwischen aufeinanderfolgenden Nulldurchgängen eines empfangenen Tones , ein Vorgang der als "Periodenschwankung" bekannt ist. Digitalzähler mit hoher Geschwindigkeit messen die Zeitdauer oder Periode zwischen aufeinanderfolgenden NuI1 durchgängen der empfangenen Töne in jeder abgetrennten Tongruppe. Die Folge der Periodenschwankungen ist, daß die Digitalzählung gewöhnlich nicht übereinstimmt. Ein Verfahren zur Mittelwertbildung der Ergebnisse eliminiert zum Teil die Wirkung von Periodenschwankungen.wobei jedoch hin und wieder empfangene Sprachsignale irrtümlich als Zustandstöne angesehen werden.

Die canadische Patentschrift 1,112,381 befasst sich mit einer Tondekodierschaltung bei der die Periode jedes empfangenen Zustandstons in einzelne Spannungen mit Amplituden umgewandelt wird, die proportional zu den entsprechenden Perioden sind. Die Spannungsamplituden werden mit einer vorbestimmten Vielzahl von Spannungsbereichen verglichen. Bei Übereinstimmung einer Spannungsamplitude mit einem der Bereiche wird ein Ausgangssignal erzeugt, das das Vorhandensein eines bestimmten Zustandstones angibt. Mit dem bekannten Tondetektor können einige Nachteile bekannter Tondetektoren vermieden werden. So sind nicht einzelne Filter erforderlich, so daß das Abstimmen der Schaltung vereinfacht wird, da lediglich nur ein Widerstand für jeden Spannungsbereich justiert werden muß oder eine Amplitudeneinstellung des an die Vergleichsschaltung angelegten Signals vorgenommen wird. Obwohl jedoch der genannte Tondetektor einfacher zu justieren ist, muß dies doch durch einen qualifizierten Techniker erfolgen. Auch kann bei dem bekannten Tondetektor die nachteilige Periodenschwankung nicht vollständig eliminiert werden.

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5. September 1985353-1793

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde einen Zustandstondetektor anzugeben, mit dem unter Einsatz einfacher Mittel die Sicherheit der Tonzeichenerkennung verbessert wird.

Die Erfindung verwendet eine Einzelfrequenz-Diskret-Fouriertransformation (DFT) zum gleichzeitigen Feststellen eines oder mehrerer Zustandstöne. Fouriertransformationstechniken sind bereits zum Analysieren von Frequenzspektren von Signalen verwendet worden. So kann beispielsweise eine Schnell-Fouriertransformation (FFT) mit einer N-Punkt-Signalabtastfolge durchgeführt werden, um Angaben der relativen Amplituden von Oberwellenantei len des Signals bei N unterschiedlichen Frequenzen zu erhalten.

Ein derartiges Verfahren hat sich jedoch zur Feststellung von Zustandstönen in Nebenstellenanlagen als ineffizient erwiesen, da Zustandstöne gewöhnlich mit ungleichen, nicht harmonisch in Beziehung stehenden Frequenzen erzeugt werden. Somit ist eine große Anzahl N von Abtastungen des empfangenen Signals erforderlich, damit die FFT bei Frequenzen berechnet werden kann^die nahe bei den erwarteten Zustandstonfrequenzen liegen. Für die Durchführung einer FFT mit einer Signalabtastfolge ist es erforderlich,daß die gesamte Folge mit der Länge N vor der Durchführung der FFT-Transformation gespeichert wird.

Es sind auch schon Kreuzkorrelationsverfahren zum Bestimmen der Verzögerung eines Signals verwendet worden, das in einem Zusatzstörsignal versteckt ist. In Radar- und Sonarsystemen wird beispielsweise ein Signal ausgesandt und von einem Ziel ref1ektiert.so daß es nach einer

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unbekannten Verzögerungszeit wieder empfangen wird. Die Messung der Verzögerungszeit ergibt eine Information bezüglich des Abstandsbereichs des Ziels. Eine Kreuzkorrelation kann zwischen einer gespeicherten Version des ausgesandten Signals und dem empfangenen Signal durchgeführt werden. Dies bedingt ein Speichern einer Folge von N Abtastungen der ausgesandten und empfangenen Signale, Multiplizieren aufeinanderfolgender Abtastungen der ausgesandten Folge mit entsprechenden Abtastungen der empfangenen Folge und Summieren der sich ergebenden Produktwerte. Die empfangene Signalabtastfolge wird dann um einen vorbestimmten Betrag, nämlich eine Abtastung, phasenverschoben und wiederum mit der ausgesandten Folge multipliziert. Die sich ergebenden Produktwerte werden wiederum summiert und der gesamte Vorgang wird wiederholt bis die empfangene Abtastfolge N-mal verschoben wurde. Die Produktsummen-Ergebnisse geben an, in welchem Grade die ausgesandten und empfangenen Signale bei aufeinanderfolgenden Phasen Versetzungen , d.h. Zeitverzögerungen, in Phase sind. Durch Analysieren der Ergebnisse für eine Vielzahl von Zeitverzögerungen kann die Phasenversetzung zwischen den ausgesandten und empfangenen Signalen und damit der Abstand des Ziels von dem die Signale reflektiert wurden bestimmt werden. Da jedoch im allgemeinen zwischen dem gespeicherten Signal und irgend einem zusätzlichen Störsignal in dem empfangenen Signal aufgrund von äußeren Einflüssen keine Korrelation besteht, konvergiert auch die Korrelation zwischen dem ausgesandten Signal und dem Störsignal auf Null zu.

Es hat sich auch gezeigt daß eine FFT-Transformation und eine Kreuzkorrelation zum Speichern der Signalabtastfolgen eine beträchtliche Speicherkapazität und zum Durchführen der wiederholten Summenprodukt-Berechnungen einen

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erheblichen Zeitaufwand benötigen.

Eine Diskret-Fouriertransformation kann durch die folgende Formel ausgedrückt werden:

N-I
£

£ZZZ x (η) fco s 2TCnk - j sin 2 7Tnk,7

_n=0 FT" " R

wobei X(k) ein (reeller und imaginärer) Fourierkoeffizient des abgetasteten Signals x(n), berechnet bei einem bestimmten Radian-Frequenzkoeffizienten " 2Ή"k" und über eine vorbestimmte Anzahl von Abtastungen

von x(n), gegeben durch N und als "Lauflänge" bezeichnet ist. Zur Vereinfachung der nachfolgenden Beschreibung sei der Wert 2 7Tk abgekürzt durch "nF". wobei F=27Tk

der Frequenzkoeffizient ausgedrückt irr'Rodian ist« Die Variable η bezeichnet jeweils eine Abtastung. Der Ausdruck "cos nF" stellt einen Bezugston mit einer Frequenz dar,die gleich der Frequenz eines festzustellenden Zustandszeichentones ist, und "sin nF" ist eine phasenverschobene Version von cos nF.

Gemäß der Erfindung werden Sinus- und Kosinus-Bezugstöne gleicher Frequenz zum Durchführen einer Einzel-' frequenz-DFT-Transformation mit einem Eingangssignal von einer Nebenstelle oder einem Wählamt durchgeführt. Die Frequenz des Bezugstones en-tspricht der Frequenz des festzustellenden Zustandszeichentones. Besteht keine Korrelation zwischen den erfolgten Bezugstönen und dem Eingangssignalj dann konvergiert das Ergebnis der DFT-Transformation auf Null , was angibt, daß kein Zustandston festgestellt wurde. Setzt sich andererseits das Eingangssignal aus einem oder mehreren Zustandstönen mit einer Frequenz gleich derjenigen der erzeugten Bezugstöne zusammen ,dann erzeugt die DFT-Transformation ein

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. /fa-

Signal, das die festgestellten Zustandstöne angibt.

Bei der vorliegenden Erfindung stellt cos nF einen gespeicherten Bezugston mit einer Frequenz dar, die gleich der Frequenz eines vorbestimmten festzustellenden Zustandstones ist.während sin nF eine um 90° phasenverschobene Version des gespeicherten Bezugstones zum Bestimmen von Phasenverschiebungseigenschaften des empfangenen Signales darstellt, wie dies nachstehend noch im einzelnen beschrieben wird.

Unter Durchführen der vorstehend beschriebenen Einzelfrequenz DFT-Transformation wird das Eingangssignal wirksam bandpassgefiltert durch ein digitales Filter mit einer Mittenfrequenz gleich der Bezugstonfrequenz und einer Bandbreite die annähernd proportional zu l/N ist.

Das DFT-Verfahren ist offenbar bisher zur Feststellung von Zustandstönen in Telefonsystemen deshalb nicht angewandt worden, da Schwierigkeiten in der Erzeugung des vorgenannten gespeicherten Bezugstones erwartet wurden. Insbesondere bestand die Auffassung, daß zur Erzeugung einer Vielzahl von Bezugstönen entsprechend jedem der hoch- und niederfrequenten Zweizustandstöne Abtastungen jedes der hoch- und niederfrequenten Töne in getrennten Digitalspei ehern gespeichert werden müßten,was zu einer Anzahl von Speichern führen würde, die derjenigen der festzustellenden Zustandstöne entspricht.

Die Speicher müßten eine verhältnismäßig große Kapazität, nämlich lkByte bis 8kByte besitzen, um zumindest eine Periode jedes der Töne speichern zu können.

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In Nordamerika wird beispielsweise eine 480Hz-Sinuswelle zur Erzeugung des Rückruf- und Besetzt-Zustandstones verwendet. Zum Erzeugen von Sinus- (und Kosinus-) -Tönen mit einer Frequenz von 480Hz bei einer Abtastgeschwindigkeit von 8kHz sind 16,66 Abtastungen einer einzigen Periode einer Sinuswelle (Kosinuswelle) in dem Speicher zu speichern. Es ist jedoch allgemein bekannt,daß nur eine ganzzahlige Anzahl von Abtastungen in einen Digitalspeicher etwa einem ROM-Speicher gespeichert werden kann. Werden die 16,66 Abtastungen durch Aufrunden auf 17 Abtastungen angenähert, dann würde ein Ton mit der Frequenz von 470,59Hz erzeugt. Eine DFT-Trans· formation eines empfangenen Zustandstons mit einer Frequenz von 480Hz bei der erzeugten Bezugstonfrequenz von 470,59Hz würde gegen Null konvergieren. Somit würde der Ton nicht festgestellt. Um den 480Hz-Ton genau zu erzeugen, erschien es notwendig, 1666 Abtastungen einer einzigen Periode einer Sinuswelle in dem ROM-Speicher zu speichern und mit einer Abtastgeschwindigkeit von 8kHz mit einem Abtastschritt von 100 abzutasten. Hiermit wäre ein ROM-Speicher mit einer Kapazität von zumindest 2kBytes erforderlich.

Es bestand ferner die Auffassung,daß zur Feststellung jedes der Zustandszeichen unter Verwendung des DFT-Verfahrens eine Vielzahl von Bezugstönen erzeugt werden müßte. Somit wären mehrere ROM-Speicher mit einer Kapazität zwischen 1 bis SkBytes erforderlich. Jeder ROM-Speicher würde einen Ton mit konstanter Frequenz erzeugen und es wäre schwierig, den Tondetektor zur Verwendung in verschiedenen Ländern mit unterschiedlichen Zustandszeichenfrequenzerfordernissen anzupassen.

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Anstelle einer Vielzahl von ROM-Speichern könnte auch ein einziger ROM-Speicher mit großer Kapazität verwendet werden. Um die Frequenz eines erzeugten Tones zu erhöhen oder zu verringern,wird der Abtastschritt (Abtastinkrement) vergrößert bzw. verkleinert. Durch Vergrößern oder Verkleinern des Abtastschrittes oder -inkrements um eine Abtastung wird die Frequenz des erzeugten Tones um einen Wert erhöht oder erniedrigt, der als "Frequenzinkrement" bekannt ist. Der Wert des Frequenz!nkrements ergibt sich durch Dividieren der Abtastgeschwindigkeit durch die Anzahl der in dem ROM-Speicher gespeicherten Abtastungen. Sind beispielsweise in dem vorgenannten ROM-Speicher 1666 Abtastungen gespeichert,so können Töne mit Frequenzinkrementen von 4,8Hz erzeugt werden^ wenn mit einer ekHz-Abtastgeschwindigkeit abgetastet wird. Um exakt alle erforderlichen Zustandstöne mit einer Abtastgeschwindigkeit von 8kHz zu erzeugen,ist ein Frequenzinkrement von etwa IHz erforderlich mit der Notwendigkeit eines 8k-R0M-Speichers.

Somit wurde bisher angenommen,daß für eine Realisierung eines digitalen Tondetektors unter Verwendung eines DFT-Verfahrens ein ROM-Speicher mit einer großen Kapazität,näml i ch 8kBytes oder einer Mehrzahl kleinerer ROM-Speicher, nämlich mit einer Kapazität von etwa 2kByte erforderlich wäre, was eine beträchtliche Speicherkapazität und Schaltungsplattenfläche in Anspruch nimmt.

Die vorliegende Erfindung verwendet ein Verfahren zum Erzeugen von Bezugstönen mit programmierbaren Frequenzen und einem Frequenzinkrement oder -schritt von etwa 0,3Hz

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aus einem einzigen Datenspeicher mit einer Speicherkapazität von nur 256Bytes. Da bei der vorliegenden Erfindung keine genau abgestimmten Bandpassfilter erforderlich sind, werden die Kostennachteile bei den beiden eingangs diskutierten Tondetektoren vermieden. Da ferner die Korrelation der erzeugten Bezugstöne und externen Störungen in dem empfangenen Signal gegen Null konvergieren, fällt auch die bei bekannten Anordnungen vorhandene Periodenschwankung weg.

Die erfindungsgemäß erzeugten Bezugstöne sind über einen weiten Frequenzbereich programmierbar. Somit kann der erfindungsgemäße digitale Tondetektor für die Verwendung in verschiedenen Ländern mit unterschiedlichen Zustandstonfrequenzerfordernissen durch Angabe bestimmter Frequenzkoeffizientenwerte in einfacher Weise angepasst werden.

Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird die vorliegende Erfindung realisiert in einem Einchip-Digitalsignalprozessor in Verbindung mit einem Mikroprozessor und Periferieeinheiten, etwa Kodierern/Dekodierern, Koppel punktschal tern oder dgl. Die sich ergebende Reduzierung der Schaltungskomplexität, der Schaltungsplattenbelegung und der Kosten gegenüber bekannten Tondetektoren sind in Einklang mit der Miniaturisierung und Kostenreduzierung moderner Nebenstellenanlagen.

Allgemein gesprochen besteht die Erfindung in einem Digital zustandstondetektor zum Anschluß an eine oder mehrere ein oder mehrere Analogsignale führende Signalübertragungsleitungen und eine automatische Nebenstellenanlage mit einer Schaltung zum Empfangen eines oder mehrerer Analogsignale von einer oder mehrerer Signalübertragungsleitungen und zum Erzeugen einer oder mehrerer Signalab-

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tastfolgen unter Ansprechen darauf, und mit einer Schaltung zum Durchführen von diskreten Fouriertransformationen mit einer oder mehrerer der Signalabtastfolgen bei einer oder mehreren vorbestimmten Bezugsfrequenzen und zum Erzeugen und übertragen eines oder mehrerer Ausgangssignale mit Größenparametern , die proportional zu dem Energiebetrag in entsprechenden Analogsignalen bei Entsprechenden der vorbestimmten Frequenzen sind, zu der automatischen Nebenstellenanlage, unter Ansprechen darauf.

Insbesondere besteht die Erfindung in einem digitalen Zustandstondetektor zum Anschluß an eine Signalübertragungsleitung und eine automatische Nebenstelle (PABX) mit einer Schaltung zum Empfangen eines Tonsignals mit einem vorbestimmten Gesamtenergiewert von einer Signalübertragungsleitung und zum Erzeugen einer digitalen Abtastfolge unter Ansprechen darauf und mit einer Schaltung zum Erzeugen digitaler Abtastfolgen eines oder mehrerer Zustandstonsignale mit vorbestimmten Frequenzen. Die Erfindung weist ferner eine Schaltung zum Durchführen von diskreten Fouriertransformationen mit der digitalen Abtastfolge des empfangenen Signals bezüglich aufeinanderfolgender der Zustandstonsignalabtastfolgen und zum Erzeugen eines oder mehrerer digitaler Korrelationssignale mit Größenparametern auf, die proportional zum Energiebetrag in dem empfangenen Signal bei vorbestimmten Frequenzen ist, und mit einer Schaltung zum Vergleichen der digitalen Korrelationssignale mit einem oder mehreren Schwellenwerten und zum Erzeugen und übertragen eines oder mehrerer Ausgangssignale an die automatische Nebenstellenanlage unter Ansprechen

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darauf, daß einer oder mehrere der Korrelationssignal-Größenparameter größer als entsprechende der Schwellenwerte ist bzw. sind. Die Ausgangssignale geben an,daß Vorbestimmte der Zustandstonsignale in dem Tonsignal festgestellt wurden.

Die Erfindung befasst sich auch mit einem Verfahren zum Feststellen von Zustandstönen auf einer Signalübertragungslei tung.mi t den Schritten Empfangen eines Analogsignals mit einem vorbestimmten Gesamtenergiewert von der Signalübertragungsleitung und Erzeugen einer digitalen Abtastfolge des Analogsignals unter Ansprechen darauf, Erzeugen von digitalen Abtastfolgen eines oder mehrerer Zustandstonsignale mit vorbestimmten Frequenzen, Durchführen von diskreten Fouriertransformationen mit der digitalen Abtastfolge des empfangenen Signals mit aufeinanderfolgenden der Zustandstonsignalabtastfolgen und Erzeugen eines oder mehrerer digitaler Korrelationssignale mit Größenparametern, die proportional zu dem Energiewert in dem empfangenen Signal bei den vorbestimmten Frequenzen sind, und Vergleichen der digitalen Korrelationssignale mit einem oder mehreren Schwellenwerten und Erzeugen eines oder mehrerer Ausgangssignale unter Ansprechen darauf, daß Vorbestimmte der Korrelationssignale größer als Vorbestimmte der Schwellenwerte sind.

Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung ist ein Digital zustandstondetektor zum Anschluß an eine Vielzahl von ein oder mehrere Analogsignale führenden Signalübertragungsleitungen und an eine automatische Nebenstellenanlage mit einer Schaltung zum Empfangen eines oder mehrerer Analogsignale mit vorbestimmten Energiewerten von einer Vielzahl von Signalübertragungsleitungen und Erzeugen einer

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oder mehrerer Signalabtastföl gen unter Ansprechen darauf, einen Digitalsignalprozessor zum Erzeugen von Digitalabtastfolgen eines oder mehrerer Zustandstonsignale mit vorbestimmten Frequenzen, Durchführen von diskreten Fouriertransformationen mit den empfangenen Signalen bezüglich aufeinanderfolgender der Zustandstonsignalabtastfolgen und Erzeugen eines oder mehrerer digitaler Korrelationssignale mit Größenparametern die gleich dem Energiewert in dem empfangenen Signal bei den vorbestimmten Frequenzen sind,und mit einem Mikroprozessor zum Vergleichen der digitalen Korrelationssignale mit einem oder mehreren Schwellenwerten und Erzeugen und übertragen eines oder mehrerer Ausgangssignale an die automatische Nebenstellenanlage unter Ansprechen darauf, daß Größenparameter der Vorbestimmten der Korrelationssignale größer als Vorbestimmte der Schwellenwerte sind, so daß die Ausgangssignale angeben, daß Vorbestimmte der Zustandstöne in dem Tonsignal festgestellt wurden.

Weitere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung eines Ausführungsbeispiels anhand der Zeichnung. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild der erfindungsgemäßen

Anordnung in allgemeinster Form angeschlossen an eine Vielza-hl von Telefonleitungen über einen PCM-Übertragungsweg und an eine Nebenstellen-Steuerschal tu ng;

Fig. 2 ein Blockschaltbild von Funktionseinheiten zur Realisiserung einer DFT-Schaltung gem. der Erfindung;

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Fig, 3 ein Blockschaltbild von Funktionseinheiten zur Realisierung eines Bezugstongenerators gem. der Erfindung und

Fig. 4 ein schematisches Blockschaltbild eines digitalen Signalprozessors gem. einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung.

Gemäß Fig. 1 werden Signale auf eine Vielzahl von Telefonleitungen T.R,, TpRo'-'^N^N ^{an Fern}^^e^tungs-Ankoppelschaltungen 1, 2 ...3 angelegt. Die Fernleitungs-Ankoppelschaltungen besitzen üblicherweise Analog-/Digitalwandler zum Erzeugen von PCM-Abtastfolgen der empfangenen Signale. Die PCM-Abtastfolgen werden an einen PCM-Übertragungsweg zur übertragung zu einem oder mehreren Telefonapparaten 4A über Mietleitungs-SchnittstellenEchaitungen , etwa SLIC 4 und zu einer DFT-Schaltung 5 angelegt, die unter Bezugnahme auf Fig. 2 noch beschrieben wird. Der PCM-übertragungsweg besteht üblicherweise aus einer Vielzahl von digitalen Koppel-Punkt-Schal tern zum gewählten Durchschalten von PCM-Abtastfolgen zu einer oder mehreren Mietleitungs-Schnittstellenschaltungen etwa SLIC 4 oder zu Ankoppelschaltungen 1, 2...3 usw.

Moderne digitale automatische Nebenstellenanlagen verwenden üblicherweise Zeitbereichs-Multipi exverfahren zum übertragen von PCM-Signalabtastungen. Beispielsweise soll ein serieller Strom von 32 8-Bit-PCM-Signalabtastungen einen PCM-Rahmen darstellen. Somit werden von einer Bestimmten der Schaltungen 1,2...3 empfangene PCM-Signalabtastfolgen üblicherweise längs des PCM-Übertragungsweges während eines Bestimmten, der 32 Zeitfenster übertragen.

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Eine Nebenstellen-Steuerschaltung 6 überwacht das Arbeiten der Nebenstelle und synchronisiert die verschiedenen Rahmen der PCM-Abtastungen in Verbindung mit einem Mikroprozessor 7.

Ein mit dem Mikroprozessor 7 verbundenes Datenterminal 8 wird zum übertragen von Daten , etwa des Frequenzkoeffizienten und der Lauflä'nge usw. zum Mikroprozessor verwendet.

Ein Bezugstongenerator 9 ist mit der DFT-Schaltung 5, dem Mikroprozessor 7 und der Steuerschaltung 6 verbunden. Der Bezugstongenerator 9 erzeugt die vorgenannten gespeicherten Bezugstöne unter Ansprechen auf den Empfang eines Frequenzkoeffizientenwerts vom Mikroprozessor 7 und eines Rahmenimpulssignals FP von der Steuerschaltung 6 wie dies nachstehend noch unter Bezugnahme auf Fig. beschrieben wird.

Mit der vorliegenden Erfindung kann eine Leitungs- und Fernleitungs-Kartendiagnose unter Ansprechen darauf durchgeführt werden, daß der eine Reihe von PCM-Tonabtastungen in Form von cos nF mit bekannter Amplitude an eine Mietleitungs-Schnittstellenschaltung , etwa SLIC 4 oder an eine Fernleitungsankoppel schaltung etwa 1, 2...3 anlegt. Die Leitungs- oder Fernleitungsschaltung empfängt die Reihe von PCM-Tonabtastungen und wandelt diese in ein analoges Testtonsignal mit einer Frequenz cos nF typischerweise IkHz um. Zeigt die Leitungs- oder Fernleitungsschaltung das Abnehmen des Hörers an, dann wird ein Teil des Testtonsignals von der Telefonleitung oder Fernleitung gem. vorbestimmten Echoverlusteigenschaften der Leitung oder Fernleitung reflektiert. Die reflektierten Signale werden in eine Reihe von PCM-Ton-

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abtastungen zurückverwandelt und an die DFT-Schaltung liber den PCM-übertragungsweg übertragen. Unter Durchführen einer DFT-Transformation mit den reflektierten Signalabtastungen bezüglich der ausgesandten Testtonabtastungen können verschiedene Amplituden-» Phasen- und Verzerrungseigenschaften der Leitungs- oder Fernleitungsschaltung bestimmt werden.

Gemäß Fig. 2 wird eine durch eine der Leitungs- oder Fernleitungsschaltungen 1, 2 ...3 (Fig. 1) erzeugte Signalabtastfolge x(n) an erste Eingänge von Multiplizierern 10 und 11 und erste und zweite Eingänge eines Multiplizierers 12 angelegt. Die Multiplizierer 10, 11 und 12 sind der Übersichtlichkeit halber als getrennte Multiplizierer gezeigt. Sie können jedoch bevorzugt durch einen Multiplizierer realisiert werden, an den die Abtastfolge nacheinander angelegt wird. Die zweiten Eingänge der Multiplizierer 10 und 11 sind mit dem Bezugstongenerator 9(Fig. 1) zum Erzeugen der vorgenannten Bezugstöne cos nF und sin nF verbunden, wie dies noch nachstehend unter Bezugnahme auf Fig. 3 näher beschrieben wird.

Aufeinanderfolgende Abtastungen der Folge x(n) angelegt an den ersten Eingang des Multiplizierers 10 werden mit aufeinanderfolgenden Abtastungen der Bezugstonfolge cos nF multipliziert, was eine Folge von ersten Produktsignale ergibt, die an einen ersten Eingang eines Addierers 13 angelegt werden. Der Ausgang des Addierers 13 ist mit einem zweiten Eingang desselben verbunden,so daß eine vorbestimmte Anzahl, gegeben durch die Lauflänge N , von aufeinanderfolgenden Werten des ersten Produktsignals summiert werden und sich ein erstes mit REAL bezeichnetes Summensignal

OHQtNAL INSPECTED

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ergibt das in einem ersten Register 14 gespeichert wird. Die Lauflänge N und der Frequenzkoeffizient F sind programmierbar und können über ein Datenterminal 8 (Fig. 1) in den Mikroprozessor 7 geladen werden.

Die Abtastfolge x(n) wird in den Multiplizierer 11 mit der phasenverschobenen Version des Bezugstons nämlich mit sin nF multipliziert,so daß sich eine zweite Folge von Produktsignalen ergibt, die an einen ersten Eingang eines Addierers 15 angelegt werden. Ein Ausgang des Addierers 15 ist mit seinem zweiten Eingang verbunden, so daß N aufeinanderfolgende.zweite Produktsignale summiert werden und sich ein zweites mit IMAG bezeichnetes Summensignal ergibt, das darauffolgend in einem zweiten Register 16 gespeichert wird.

In ähnlicher Weise wird die Abtastfolge x(n) in einem Multiplizierer 12 quadriert, so daß sich eine Folge dritter Produktsignale ergibt, die an einen ersten Eingang eines dritten Addierers 17 angelegt werden, dessen Ausgang mit seinem zweiten Eingang verbunden ist, so daß N aufeinanderfolgende dritten Produktsignale summiert werden und sich ein drittes Summensignal ergibt, das als Gesamtenergie T.E. bezeichnet wird und nachfolgend in einem dritten Register 18 gespeichert wird.

Die Ausgangssignale des ersten und zweiten Registers 14 und 16 werden an Eingänge von Übertragungstoren 19 bzw. 20 zum übertragen der REAL- und IMAG-Summensignale an weitere nachstehend noch beschriebene Schaltungen angelegt. Das in dem dritten Register 18 gespeicherte T.E.Signal wird mit einem vorbestimmten Schwellenwert THl in einer Vergleicherschaltung 21 verglichen. Der typischer-

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weise vom Mikroprozessor 7 erzeugte Schwellenwert THl wird vom Benutzer definiert. Ein Ausgang des Vergleichers 21 ist mit Durchschalteingangen von Übertragungstoren

20 und 19 verbunden. Ist das T.E. Signal größer als

THl dann erzeugt die Vergleicherschaltung 21 ein Durch schaltsignal und legt dieses an die Übertragungstore 19 und 20 die hiermit durchgeschaltet werden.

Die im Register 18 gespeicherte Größe des T.E. Signals gibt den Gesamtenergiewert in dem empfangenen Analogsignal an, das Sprachsignale und Störsignale sowie Zustandstöne einschließt. Die Vergleicherschaltung

21 gibt kein Durchschaltsignal dann ab, wenn das

T.E. Signal kleiner als THl ist, d.h. daß das empfangene Signal nur Störung enthält, und die übertragung der REAL-und IMAG-Signale wird aufgrund der Sperrung der Tore 19 und 20 verhindert.

Ist das T.E. Signal größer als der Schwellenwert THl, dann werden die Übertragungstore 19 und 20 durchgeschaltet , so daß die REAL- und IMAG-Signale hindurchgelassen und an erste und zweite Eingänge eines vierten bzw. fünften Multiplizierers 22 und 23 angelegt werden. Die REAL- und IMAG-Signale werden in den Multiplizierern 22 und 23

2 2 quadriert,so daß sich REAL -und IMAG-Signale ergeben.

2 2
Die REAL - und IMAG -Signale werden von entsprechenden Ausgängen der Multiplizierer 22 und 23 an erste und zweite Eingänge eines vierten Addierers 24 angelegt und dort addiert. Ein Ausgang des Addierers 24 wird an eine Teilerschaltung 25 zum Teilen der Summe der quadrierten

2 2
Signale REAL + IMAG durch den Lauflängenwert N angelegt,

9 9

was ein Signal mit einer Amplitude (REAL +IMAG )/N ergibt. Ein Ausgang der Teilerschaltung 25 ist mit dem

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invertierenden Eingang einer Summierschaltung 26 verbunden. Ein nichtinvertierender Eingang der Summierschaltung 26 ist an den Ausgang des dritten Registers 18 angeschlossen. Das (REAL +IMAG )/N-Signal gibt den Gesamtenergiewert in dem empfangenen Signal bei der Frequenz des erzeugten Bezugstones an und wird in der Summierschaltung 26 von dem T.E.-Wert im Register 18 subtrahiert und mit diesem verglichen. Die Summierschaltung 26 erzeugt unter Ansprechen darauf ein Differenzsignal.

Gemäß der bekannten Parceval-Beziehung für eine diskrete Fouriertransformation nämlich

"-¹ ■ " EW.

n=0

N-I
F=O

wobei SZL |X(F) I ² = REAL² + IMAG², und T~~* /x (n)7 ²=T.E,

FTfT I n = n ^

ist die in einem empf angenen:Si gnal enthaltene Gesamtenergie gleich dem Quadrat der Fourier-Koeffizienten des Signals geteilt durch die Lauflänge N, falls keine externen Störungen oder Sprachsignale vorhanden sind.

Die Teilerschaltung 25 kann auch weggelassen und ein zusätzlicher Multiplizierer kann mit dem Ausgang des Registers 18 zum Multiplizieren des T.E.-Wertes mit der Lauflänge N verbunden werden.

Das (REAL²+IMAG²)/N-Signal wird von dem T.E.-Wert in der Summierschaltung 26 subtrahiert, was in einer Angabe des relativen Energiewertes bei der Frequenz des Bezugstones bezüglich der Gesamtenergie in dem Signal, einschließlich der Stör- und Sprachenergie resultiert.

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Das durch die Summierschaltung 26 erzeugte Differenzsignal wird an einen nichtinvertierenden Eingang eines zweiten Vergleichers 27 angelegt und in diese mit einem zweiten Schwellenwert TH2 verglichen, der durch den Mikroprozessor 7 (Fig. 1) erzeugt und an einen invertierenden Eingang des Vergleichers 27 angelegt wird. Ist das Differenzsignal kleiner als der zweite Schwellenwert TH2 , d.h. daß der Energiewert in dem empfangenen Signal bei der Bezugstonfrequenz verhältnismäßig groß ist, dann erzeugt die Vergleicherschaltung 27 ein Signal an der Nebenstellensteuerschaltung 6 (Fig. 1), das die Feststellung eines vorbestimmten Zustandstones anzeigt. Ist andererseits das Differenzsignal größer als der zweite Schwellenwert TH2, d.h. wenn der Energiewert in dem empfangenen Signal bei der Zustandstonfreqüenz verhältnismäßig klein ist, dann erzeugt die Vergleicherschaltung 27 ein Ausgangssignal an der Nebenstellensteuerschaltung 6 (Figur 1), das angibt, daß der vorbestimmte Zustandston nicht festgestellt worden ist.

Figur 3 zeigt ein Blockschaltbild der Funktionseinheiten zur Realisierung eines Bezugstongenerators 9 nach Fig. mit Abgabe von um 90° phasenverschobenen Signalen. Ein viertes Register 28 ist mit einem ersten Eingang eines sechsten Multiplizierers 29 verbunden, dessen zweiter Eingang an einem Ausgang eines_Zählers 30 liegt. Das Register 28 ist vorzugsweise vom Mikroprozessor 7 (Fig. 1) parallel ladbar. Der Zähler 30 kann unter Ansprechen auf den Empfang eines RESET-Signals vom Mikroprozessor 7 zurückgestellt bzw. beim Empfang eines Rahmen-Impulssignals FP von der Nebenstellensteuerschaltung 6 (Fig. 1) aufgezählt werden. Das Rückstellsignal wird an einem RST-Eingang und das Rahmenimpulssignal an einem INT-Eingang des Zählers 30 empfangen. Das Rahmenimpuls-

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signal FP wird vorzugsweise zu Beginn jedes PCM-Rahmens erzeugt.

Im Betrieb wird durch den Mikroprozessor 7 ein Rückstellsignal erzeugt und an den RST-Eingang des Zählers 30 angelegt, so daß dieser zurückgestellt wird. Als nächstes wird das Register 28 mit einem vorbestimmten digitalen Frequenzkoeffizientenwert F entsprechend einem vorbestimmten Abtastschritt zum Abtasten einer gespeicherten Kosinuswelle geladen, wie dies noch beschrieben wird.

Der im Zähler 30 gespeicherte Wert wird als "n" bezeichnet und er entspricht der Variablen "n" die unter Bezugnahme auf Fig. 1 beschrieben wurde, η wird in dem Multiplizierer 29 mit dem Frequenzkoeffizientenwert F im Register 28 multipliziert, was einen Produktwert ergibt mit einer ersten Vielzahl von höherwertigen Bits und einer zweiten Vielzahl von niedrigerwertigen Bits PROD L. Die niederwertigen Bits PROD L werden in einem Akkumulator 31 gespeichert, der an einen Ausgang des Multiplizierers 29 angeschlossen ist und dessen Ausgang über eine Schaltung mit einem Daten-ROM-Speieher 32 zum Speichern der Abtastwerte einer Kosinuswelle verbunden ist.

3ei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung werden in dem ROM-Speicher 32 256 Abtastungen mit je 13 Bits einer Kosinuswellenperiode gespeichert.

Eine vorbestimmte Anzahl der höherwertigen Bits von PROD L die mit PROD LH bezeichnet sind, wird an einen ersten Eingang eines Addierers 33 angelegt, dessen Ausgang mit den Adresseneingängen des ROM-Speichers 32 verbunden ist. Ein zweiter Eingang des Addierers 33 wird

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mit einem binären Nullwert beschickt. Somit wird der ROM-Speicher 32 mit dem Wert PROD LH addressiert und es wird hierdurch eine Kosinuswellenabtastung nämlich cos nF am Datenausgang erzeugt,die den zweiten Eingang des Multiplizierers 10 (Fig. 2) zugeführt wird.

Als nächstes wird der im Akkumulator 31 gespeicherte PROD LH-Wert in einem Addierer 33 mit einem Phasenverschiebungswert -0 addiert. Der Phasenverschiebungswert ist typischerweise gleicheinem Viertel der Adressenkapazität des ROM-Speichers 32. Für 256 gespeicherte Abtastungen ist als-0=-64. Die sich ergebende Summe PROD LH -0 wird als Adresseneingang an den ROM-Speicher 32 zum Adressieren einer weiteren Abtastung der darin gespeicherten Kosinuswelle angelegt. Durch Addieren des Wertes -0 zu dem PROD LH-Signal wird die cos nF-Signalabtastung um 90° phasenverschoben, so daß sich eine Sinuswellenabtastung sin nF ergibt. Die sin nF-Abtastung wird an den zweiten Eingang des Multiplizierers 11 (Fig. 1) angelegt.

Wird vom Mikroprozessor 7 kein neuer Frequenzkoeffizientenwert F empfangen und an das Register 28 angelegt, dann wird eine neue Bezugstonabtastung unter Erhöhung von η unter Ansprechen auf das Zählerregi s_ter 30 erzeugt, das ein Rahmenimpulssignal an seinem INT-Eingang empfängt. Der im Register 28 gespeicherte Frequenzkoeffizientenwert F wird dann mit dem erhöhten Wert von N, gespeichert im Zählerregister 30 multipliziert und somit werden neue Kosinus- und Sinusbezugstonabtastungen cos nF und sin nF erzeugt.

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Die DFT-Schaltung 5 (Fig. 1) wie sie im einzelnen unter Bezugnahme auf Fig. 2 beschrieben wurde, und der Bezugstongenerator 9fi g. 1), wie er im einzelnen unter Bezugnahme auf Fig. 3 beschrieben wurde, arbeiten synchron zueinander. Wie zuvor erwähnt^werden neue Bezugstonabtastungen (cos nF und sin nF) unter Ansprechen auf den Wert η im weitergeschalteten Zähler 30 erzeugt. Gleichzeitig wird eine neue Signal abtastung x(n) empfangen und mit den neuen Bezugstonabtastungen in den Multiplizierern 10 und 11 multipliziert. Der gesamte Vorgang wird eine vorbestimmte Anzahl von Malen wiederholt wie dies durch die Lauflänge N angegeben wird.

Die Frequenz der erzeugten Sinus- und Kosinusbezugstöne, die sich durch Abtastung des ROM-Speichers 32 ergeben, ist abhängig von dem Frequenzkoeffizientenwert F , der im Register 28 gespeichert ist. Der Frequenzkoeffizientenwert entspricht dem Abtastschritt zwischen aufeinander folgenden Positionen des ROM-Speichers 32.der durch den Wert PROD LH adressiert wird. Erfindungsgemäß stellt der Frequenzkoeffizientenwert ein bruchtei1iges Abtastinkrement dar. Der Bezugstongenerator 9 (Fig.l und 3) erzeugt Töne unter Ansprechen auf die Abtastung des ROM-Speichers 32 gem. dem bruchtei1 igen Abtastinkrement. Das Abtastinkrement besitzt aufeinanderfolgende Augenblickswerte, die sich gemäß einer Reihe von Bitrundungen ändern von denen Beispiele nachstehend angegeben werden, Unter Verwendung eines bruchtei1igen Abtastinkrements kann eine kleine gespeicherte Wellenformtabelle abgetastet werden, so daß Töne mit kleinen Frequenzinkrementen zwischen einander erzeugt werden.

Um beispielsweise den vorgenannten 480Hz-Ton aus 256 Ab-

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tastungen des ROM-Speichers zu erzeugen,-müssen diese mit einem bruchteiligen, d.h. nicht ganzzahligen Abtastinkrement von 15,36 Abtastungen abgetastet werden. Dies wird erreicht durch Laden eines Frequenzkoeffizientenwertes F mit einem hexadezimalen Wert von OF5C (entsprechend dem Dezimalwert 15,36) in das Register 28. Der Wert von F wird mit aufeinanderfolgenden Werten von n, gespeichert im Zählerregister 30,multipliziert, um die Werte PROD L und PROD LH wie zuvor beschrieben zu erzeugen. Durch Abtasten von Positionen des ROM-Speichers 32 mit PROD LH, d.h. mit dem ganzzahligen Teil von PROD L also durch Runden der niederwertigen Bits rechts vom Dezimal- oder Hexadezimalpunkt wird der ROM-Speicher mit einem sich ändernden Abtastinkrement abgetastet, wobei der Mittelwert über der Zeit äquivalent ist dem nichtganzzahligen Abtastinkrement 15,36.

Die nachstehende Tabelle 1 gibt die Werte von PROD L, PROD LH und von S.I. (Abtastinkrement) für zwölf aufeinanderfolgende Werte von η an_;wie sie sich aus dem anhand der Fig. 2 beschriebenen Verfahren ergeben. Die hexadezimalen Äquivalente der Dezimalwerte sind in Klammern angegegeben .

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5. September 1SG5

	Jl	Tabelle 1	PROD LH	S.I
	(0000)	PROD L	0(00)	15
0	(0001)	0(000)	15(OF)	15
1	(0002)	15,36(OFSC)	30(1E)	15
2	(0003)	3O,72(1EB8)	46(2E)	16
3	(0004)	46,08(2E14)	61(3D)	15
4	(0005)	61,44(3D70)	76(4C)	15
5	(0006)	76,80(4CCC)	92(5C)	15
6	(0007)	92,16(5C28)	107(6A)	15
7	(0008)	107,52(6B84)	122(7A)	15
OO	(0009)	122,88(7AEO)	138(8A)	16
9	(OOOA)	138,24(8A3C)	153(99)	15
10	(OOOB)	153,60(9998)	168(A8)	15
11	(OOOC)	168,96(A8F4)	184(B8)	16
12	184,32(B850)

Aus Tabelle 1 ist ersichtlich, daß das Abtastinkrement (Abtastschritt) zwischen 15 und 16 variiert, was zu einem mittleren Abtastinkrement von 15,36 (Dezimal) führt. Bei einer erfolgreichen AusfUhrungsform der Erfindung wurde eine Abtastung alle 125 jjs erzeugt, so daß Kosinus- und Sinusbezugstöne mit Frequenzen von 480Hz erzeugt wurden.

Figur 4 veranschaulicht Funktionseinheiten eines Digital Signalprozessors gem. einem bev-orzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung. Ein Befehls-ROM-Speieher 34 ist mit einem internen Datenbus 35 zur Steuerung des Betriebs eines RAM-Speichers 36, von Akkumulatoren 37 und 38, eines Daten-ROM-Speichers 32^ eines Zählerregisters 30.eines Eingangs / Ausgangs 39/ eines Multiplizierers 40 und einer arithmetisch logischen Einheit ALU 41 verbunden, die alle an den internen Datenbus 35 angelegt sind. Wie zuvor erläutert. kann der Digita!signal-

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prozessor ein beliebi ger_f eine Anzahl allgemein bekannter Einchip-Digitalsignalprozessoren sein. Bei einem erfolgreichen Ausführungsbeispiel der Erfindung War der Digital Signalprozessor ein NEC-Mikrocomputer Model 7720 als Signalverarbeitungsschnittstel1e.

Somit sind die unter Bezugnahme auf Fig. 1 als getrennt beschriebenen DFT- und Bezugstongeneratorschaltungen 5 und 9 vorzugsweise in einem einzigen Digital Signalprozessorchip verwirklicht.

Der angeführte Mikroprozessor 7 kann einer einer Anzahl allgemein bekannter Mikroprozessoren etwa der Motorola 68000 Mikroprozessor oder dgl. sein.

Bei dem erfolgreichen Ausführungsbeispiel der Erfindung konnten der RAM-Speicher 36 des Zählerregister 30 die Akkumulatoren 37 und 38 und die ALU 41 16 Bit-Digitalwerte speichern und arithmetisch verarbeiten. Der interne Datenbus 35 war ein 16 Bit-Datenbus, der Multiplizierer 40 konnte einen 16 Bit-Operanden mit einem 16 Bit-Multiplikanten multiplizieren und war somit ein 31-Bit-Paralleldigitalmultiplizierer und der Daten-ROM-Speicher 32 enthielt 512Bytes mit 13 Bit als Digitaldaten. Die ersten 256Bytes stellten Abtastungen der vorgenannten einzigen Periode einer Kosinuswelle und die zweiten 256Bytes die Abtastungen einer Linear-Zu-yu-Gesetzumwandlungstabel Ie dar.

Daten werden zwischen dem DigitalSignalprozessor und dem Mikroprozessor 7 über einen externen 8 Bit-Parallel datenbus 42 übertragen, der an die Datenanschlüsse . DD bis D7 des Eingangs/Ausgangs 39 und entsprechende Datenanschlüsse des Mikroprozessors angeschaltet ist. Die übertragung erfolgt unter Ansprechen auf vorbestimmte Si g-

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nale an den RST-XTS" , AO-W und ¹RTJ-Ei η gangen des Eingangs/ Ausgangsanschlusses 39. Diese Eingänge sind über eine Vielzahl von Steuerleitungen mit entsprechenden Ausgängen des Mikroprozessors verbunden. TTS" ist ein Chipwähleingangs· signal, das eine Datenübertragung zwischen dem Digitalsignalprozessor und dem Mikroprozessor über den externen Datenbus 42 in Verbindung mit den vorbestimmten Signalen an den AO-TTtT- und TTTt-Eingängen ermöglicht.

Daten werden von dem Digital Signalprozessor zum Mikroprozessor über den externen Datenbus 42 übertragen. Für ein Lesen von Daten auf dem Datenbus 42 durch den Mikroprozessor werden logische L-Signale an die AO- und W-Eingänge und logische Null-Signale an die Γ3Γ- und TTU-Eingänge angelegt. Für ein Schreiben von Daten durch den Mikroprozessor in den DigitalSignalprozessor werden logische L-Signale an die AO- und "RTJ-Eingänge und logische Nullsignale an die TTS^-- und FR^--Ei ngän ge angelegt.

Zum Erzeugen eines Systemtaktsignals von annähernd 8MHz ist eine nicht gezeigte externe Taktschaltung an einen seriellen Daten-Eingangs/Ausgangs-Takteingang SCLK angeschlossen. Ein INT-Eingang ist zum Empfang eines Rahmenimpulssignals von annähernd8kHzfür ein Unterbrechen des Digita!signalprozessors mit der Nebenstellensteuerschaltung 6 (Fig. 1) verbunden, um den Zähler 30 alle 125 >us weiterzuschalten, wie dies vorstehend beschrieben wurde.

Ein serieller Eingang S.I. empfängt PCM-Signalabtastungen von dem PCM-übertragungsweg , wie dies anhand der Fig. beschrieben wurde. Ein serieller Ausgang SO gibt durch den Digitalsignalprozessor erzeugte PCM-Signale an den PCM-übertragungsweg zur Durchführung der vorgenannten "Diagnose".

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8914/49 "³³~ ⁵· September 198"5

Das Zählerregister 30 arbeitet wie anhand von Fig. 3 beschrieben und ist an den internen Datenbus 35 angeschlossen und speichert die 16 Bit-Binärzählung n. Der Wert von η wird nach Erzeugung jeder aufeinanderfolgenden Bezugstonabtastung erhöht.

Der Multiplizierer 40 erfüllt die Funktionen der Multiplizierer 10, 11, 12 und 19^-wie sie anhand der Fig. 2 und 3 diskutiert_/und besitzt vier interne 16 Bit-Register K, L, M und N. Die internen Register K und L entsprechen den ersten und zweiten Eingängen der vorgenannten Multiplizierer. Der Multiplizierer 40 multipliziert die in den K und L Registern gespeicherten 16 Bitwerte und erzeugt ein 31 Bit-Ergebnis. Die höherwertigen 16 Bits des Ergebnisses werden in dem M-Register gespeichert während die niederwertigen 15 Bit des Ergebnisses in dem N-Register gespeichert werden. Eine Null wird in dem niedrigsten Bit des 16 Bit-N-Register gespeichert.

Die ALU 41 erfüllt die Funktionen der Addierer 13, 15, und 33 wie sie zuvor diskutiert wurden, und besitzt zwei 16 Bit Eingänge, die mit dem internen Datenbus 35 verbunden sind sowie einen 16 Bit Ausgang, der an die Akkumulatoren 37 und 38 angeschlossen ist^die wiederum mit dem Datenbus 35 in Verbindung stehen. Die ALU 41 addiert zwei von den» internen Datenbus 35 empfangene Binärwerte und erzeugt einen Binärsummenwert zum Anlegen an einen der Akkumulatoren 37 oder Die ALU 41 tauscht auch die höherwertigen und niederwertigen Bits eines an sie angelegten 16 Bit BinärwertSj.wie dies nachstehend noch beschrieben wird. Der Daten-ROM-Speicher 32 arbeitet wie anhand von Fig.3 beschrieben und einzelne Stellen des RAM-Speichers 36

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8914/49 -34- 5. September i9&b

übernehmen die Funktion der Register 14, 16, 18 und 28 der Figuren 2 und 3.

Die anhand der Fig. 2 beschriebenen Vorgänge bezüglich der Elemente 19 bis 27 werden im Mikroprozessor 7 ausgeführt.

FUr eine Anfangseinstellung des Digitalsignalprozessors wird ein R'ückstel !signal durch den Mikroprozessor erzeugt und an den RST-Eingang des Eingangs/Ausgangsanschlusses 39 angelegt , das das Zählerregister 30 rückstellt und bewirkt.daß der Mikroprozessor unter Ansprechen auf die Durchführung von in dem ROM-Speicher 34 gespeicherten vorbestimmten Befehlen eine Warteprogrammschleife ausführt. Ein vom Datenterminal 8 über den Mikroprozessor 7 (Fig. 1) erzeugter Frequenzkoeffizientenwert F und ein Lauflängenwert N werden vom Datenbus 42 über den Eingangs-Ausgangsanschluß 39 empfangen und in entsprechende Speicherstellen des RAM-Speichers 36 geladen.

Der im RAM-Speicher 36 gespeicherte Wert F wird in dem Multiplizierer 40 mit dem Wert n(Anfangs Null) multipliziert, der in dem Zählerregister 30 gespeichert ist. Die unteren 15 Bits des sich ergebenden Produktwerts (PROD L gespeichert im Register N des Multiplizierers 40)werden an die Eingänge der'ALU 41 angelegt,die dann eine Bitaustauschoperation durchführt, durch die die höherwertigen und niedrigerwertigen Bytes vertauscht und wieder an den Datenbus 35 angelegt werden.

Der Daten-ROM-Speieher 32 wird unter Verwendung der 8 niedrigsten Datenbits auf den Datenbus 35 adressiert. Somit werden als Ergebnis der Bitaustauschoperation die 8 hohen Bits an den Adresseneingang des Daten-ROM-Speichers

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8914/49 -35- 5. September 1985 '

32 angelegt. Auf diese Weise wird der Wert PROD L gerundet, so daß sich PROD LH ergibt^wie dies unter Bezugnahme auf die Fig. 3 und die Tabelle 1 beschrieben wurde.

Das PROD LH-Signal wird dann an einen Eingang der ALU 41 angelegt und in dieser zu dem Wert -64 (Dezimal) addiert. Das Ergebnis wird in dem Akkumulator 37 gespeichert und über den Datenbus 35 an den Adresseneingang des ROM-Speichers 32 zum Erzeugen der Sinusabtastung sin nF Übertragen.

In den Ankoppelschaltungen 1, 2...3 angeordnete im Zusammenhang mit Fig. 1 erwähnte Analog-/Digitalwand!er erzeugen Folgen von nach dem/i-Gesetz kodierten PCM-Signalabtastungen unter Ansprechen auf empfangene Signale auf den Telefonleitungen.. Eine ankommende PCM-Signalabtastfolge wird vom seriellen Eingang S.I. des Eingangs/Ausgangsanschlusses 39 empfangen und unter Ansprechen auf eine vorbestimmte Multiplikation und Addition unter Ausführung vorbestimmter im ROM-Speicher 34 gespeicherter Befehle in eine lineare Signalabtastfolge umgewandelt. Die Umwandlung von gem. dem ^-Gesetz kodierter Abtastfolgen in-lineare Abtastfolgen -wird nicht im einzelnen beschrieben, da sie dem Fachmann bekannt ist. Als eine Alternative dazu können ^-Gesetzsignalabtastungen in lineare Abtastfolgen unter Ansprechen auf ein Adressieren einer ^i-Gesetz-/Li nearauf suchtabel 1 e umgewandelt werden.

Die sich ergebende lineare Abtastfolge x(ri) wird in dem K-Register des Multiplizierers 40 gespeichert. Die Bezugstonabtastung cos nF, die in dem L-Register des MuI ti -

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8914/49 "³⁶- ⁵· September 1985 _o

plizierers 40 gespeichert ist wird mit einer ersten Abtastung der Folge x(n) multipliziert^so daß sich eine erste Produktsignalabtastung ergibt, wie es unter Bezugnahme auf Fig. 2 beschrieben wurde. Diese erste Produktsignalabtastung wird iη einer ersten vorbestimmten Position im RAM-Speicher 36 gespeichert. Die x(n)-Abtastung wird dann mit der sin nF Abtastung in dem Multiplizierer 40 multipliziert und das sich ergebende zweite Produktsignal wird in einer zwei ten vorbestimmten Position im RAM-Speicher 36 gespeichert. Als nächstes wird die Abtastung von x(n) mit sich selbst multipliziert , d.h. quadriert im Multiplizierer 40 und die sich ergebende dritte Produktsignalabtastung wird in einer dritten Position des RAM-Speichers 36 gespeichert. Als nächstes wird der in dem Zählerregister 30 gespeicherte Wert η erhöht und die nächste Signalabtastung der Folge £(n) wird mit der nächsten Bezugston abtastung cos nF im Multiplizierer 40 multipiiziert,so daß sich eine weitere Produktsignalabtastung ergibt/die in der ALU 41 zu der in der ersten vorbestimmten Position des RAM-Speichers 36 gespeicherten ersten Produktsignalabtastung addiert wird. Die sich ergebende Summe wird von der ALU 41 wieder in die erste vorbestimmte Position des RAM-Speichers 36 gebracht. Ähnliche Multiplikationen und Additionen werden bezüglich der Signalabtastföl ge -χ(η) der nächsten Bezugstonabtastung sin nF und dem in der zweiten und dritten vorbestimmten Position des RAM-Speichers 36 gespeicherten Signal durchgeführt. Die erste, zweite und dritte Position des RAM-Speichers 36 entspricht den Registern 14, 16 und der Fig. 2.

Der in dem RAM-Speicher 36 gespeicherte Wert von N wird

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verringert und das gesamte Verfahren wird wiederholt, bis der im RAM-Speicher 36 gespeicherte Wert von N auf Null verringert ist. Als Ergebnis werden die Endwerte von REAL, IMAG und T.E. in den ersten zweiten und dritten vorbestimmten Positionen des RAM-Speichers 36 gespeichert. Die Werte von REAL, IMAG und T.E. werden von dem Digitalsignalprozessor über den Datenbus 42 wie erläutert zu dem Mikroprozessor 7 übertragen.

Der Mikroprozessor 7 vergleicht den T.E.-Wert mit dem ersten Schwellenwert THl wie dies anhand der Fig. 2 beschrieben wurde. Ist der Wert von T.E. größer als THl, dann quadriert der Mikroprozessor die Werte von REAL und IMAG und bildet die Summe, so daß sich der Wert (REAL²+IMAG ) ergibt. Wie anhand der Fig. 2 beschrieben <wird der Wert T.E. dann multipliziert mit dem Wert N oder alternativ wird die Summe der Quadratwerte dividiert durch N mittels des Teilers 25. Der Mikroprozessor subtrahiert dann den (REAL²+IMAG²)-Wert von dem N(T.E.)-Wert und vergleicht die sich ergebende Differenz mit dem zweiten Schwellenwert TH2. Ist der Differenzwert größer als TH2 dann erzeugt der Mikroprozessor ein Signal für die Nebenstellenanlage , das angibt, daß ein vorbestimmter Zustandston festgestellt wurde, wie dies anhand der Fig. 2 erläutert wurde.

Da bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung die empfangenen PCM-Signalabtastungen 8 Bits haben und die erzeugten Zustandstonabtastungen cos nF und sin nF eine Länge von 13 Bits besitzen, werden die REAL- und

-4 IMAG-Werte durch Multiplizieren mit einem Faktor 2 vor der Quadrierung und Division durch N im Maßstab verringert.

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Das erfolgreiche Ausflihrungsbei spiel der vorliegenden Erfindung konnte gleichzeitig DFT-Transformationen mit einem bis zu 10 getrennten empfangenen PCM-Signalabtastfolgen bezüglich ein bis 10 unterschiedlicher Bezugstöne auf einer Pro- Rahmenbasis durchführen. Somit konnten bis zu 10 unterschied! i ehe Werte,von N und F in dem RAM-Speicher 36 zum Durchführen der Tonfeststellung für bis zu 10 Zustandstönen gespeichert werden₍die von bis zu 10 empfangenen Signalen mitgeführt wurden,wobei jede Zustandstonfrequenz vom Benutzer definierbar war. Trotzdem benötigte die Erfindung nur einen einzigen ROM-Speicher zum Speichern von 256 Abtastungen einer Kosi nuswel1e.

Die Frequenzkoeffizientenwerte sind bestimmt gem. der Formel: F = hex (128 · 256 · FREQ/8000) wobei F eine hexadezimalen Darstellung des binären Frequenzkoeffizientenwertes und FREQ die gewünschte Tonfrequenz ist. Die Zahl 256 entspricht der Anzahl der Abtastungen in der gespeicherten Kosinuswelle und die Zahl 8000 entspricht der Abtastrate oder -geschwindigkeit von 8kHz. Die Zahl 128 ist ein Maßstabsfaktor, der angibt, daß sieben Bits einer bruchtei1igen Auflösung in den Frequenzkoeffizientenwerten vorhanden sind. Zur Erzeugung eines 480Hz-Zustands- oder Progresstones gem. der bevorzugten Ausführungsform wurde ein Frequenzkoeffizient von 1966 (07AE hexadezimal) verwendet, was 15,36 · 128 entspricht. Tabelle 2 ist eine Liste von besonderen der erzeugten Tonfrequenzen und ihrer entsprechenden hexadezimalen Frequenzkoeffizienten.

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ch-ha .

Tabelle 2

Ton Frequenz(Hz) Hex.Frequenz

Koeffizienten

1 MW 1 kHz Ton 1000 1000

Wä'hlton 350, 440 059A-, 070A

Besetztton 480, 620 07AE, 09EC

Rückrufton 440, 480 070A, 07AE Fehler 440 070A

Die vorliegende Erfindung kann auch dazu verwendet werden, die Kadenzinformation eines empfangenen Tones zu bestimmen. Durch Vergleichen der Ergebnisse einer Folge von DFT-Transformationen eines empfangenen Signals mit kurzen Lauflängen N können Kadenz- oder Frequenzänderungseigenschaften des empfangenen Tones festgestellt und analysiert werden.

Zusammenfassend betrifft die Erfindung einen digitalen Zustandstondetektor mit benutzerdefinierbaren Tonfeststellfrequenzen, wodurch die Nachteile bekannter Tondetektoren vermieden werden, bei denen eine fachmännische Justierung von Einstel1widerständen oder dergleichen erforderlich waren, um die Tondetektorfrequenzen zu ändern.

Der digitale Tondetektor gem. der bevorzugten AusfUhrungsform der Erfindung ist als Einchip-Digitalsignalprozessor in Verbindung mit einem Mikroprozessor realisiert,so daß die Nachteile bekannter Tondetektoren überwunden werden, bei denen eine große Anzahl von Schaltungskomponenten wie Filterzähler, Spannungsteiler usw. erforderlich

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waren. Die Erfindung läßt sich jedoch auch unter Verwendung einer entsprechend entworfenen Logik durch den Fachmann in Kenntnis der Erfindung verwenden. Der erfindungsgemäße Tondetektor geht somit konform mit den Miniaturisierungsbestrebungen moderner automatischer Nebenstellenanlagen.

Ein Fachmann kann unter Verwendung der vorstehend beschriebenen Prinzipien Änderungen vornehmen oder andere AusfUhrungsbeispiele entwerfen.

So können beispielsweise die verschiedenen Multiplikationen und Additionen, wie sie im Zusammenhang mit den Fig. 2, 3 und 4 beschrieben wurden,gleichzeitig oder in irgendeiner gewünschten Folge durchgeführt werden, was durch . geeignete Modifikation der in dem ROM-Speicher 34 gespeicherten Befehlsfolge erzielt werden kann.

Die Werte von N und F müssen nicht in den Mikroprozessor über das Datenterminal 8 geladen werden, sondern sie können in einem ROM-Speicher oder in anderen Speicherschaltungen gespeichert sein,die in dem Mikroprozessor angeordnet oder mit diesen verbunden sind und sie können unter Ansprechen auf die Initialisierung des Di gi tal si gnal-Prozessors in den Mikroprozessor 7 geladen werden.

Auch ist die Erfindung nicht beschränkt auf die Feststellung von Zustands- oder Progresstonfrequenzen wie sie unter Bezug auf die Tabelle 2 beschrieben wurden sondern sie kann zur Feststellung von Tönen verwendet werden, die irgendeine vom Benutzer definierte Frequenz besitzen. Bezüglich Figuren 3 und 4 kann der Daten-ROM-Speicher 32 alternativ mit 256 Abtastungen einer Sinus-

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welle geladen sein,wobei der Wert 0 in dem Addierer 33 zu dem Wert PROD LH addiert wird um die NF-Zustandstonabtastung zu erzeugen.

Diese und andere Änderungen oder Ausführungsbeispiele sollen alle in den Schutzumfang der beigefügten Patentansprüche fallen.

Claims

DipL-Ing. \ Rolf Charier 3531793 Patentanwalt Rehlingenstraße 8 · Postfach 260 D-8900 Augsburg 31 Telefon 08 21/3 6015+3 6016 Telex 533275 Postscheckkonto München Nr. 154789-801 AlWl.: Mitel Corporation 8914/49 Augsburg, den 5. September 1985 Ansprüche

1. Verfahren zum Feststellen von Zustandstönen, bei

dem den jeweiligen Zustandstonfrequenzen entsprechenden Bezugswerte mit frequenzmäßig abgetrennten Signalanteilen eines auf einer übertragungsleitung oder an einer Nebenstellenwählan!age anstehenden Analogsignal verglichen werden, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzbezugswerte digitale Abtastfolgen eines oder mehrerer Zustandstonsignale von vorbestimmten Frequenzen sind, daß außer dem Analogsignal eine digitale Abtastfolge gebildet wird, aus der mittels diskreter Fourier-Transformation bezüglich aufeinanderfolgender der Zustandstonsignalabtastfolgen digitale Korrelationssignale erzeugt und mit Schwellenwerten verglichen werden.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die digitalen Korrelationssignale Größenparameter aufweisen, die proportional zu der Energiemenge in dem empfangenen Signal bei den vorbestimmten Frequenzen sind.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß aufeinanderfolgende Abtastungen der empfangenen Digita!abtastfolge quadriert und summiert werden, wobei die digitale Summe einen Größenparameter aufweist der proportional zur Gesamtenergiemenge in dem Analogsignal ist, und daß die Summe der Quadrat-

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8914/49 -?"- 5. September 1985

Signale mit einem weiteren Schwellenwert verglichen wird, um eine Übertragung eines oder mehrerer digitaler Ausgangssignale zu verhindern wenn der Größenparameter kleiner als der weitere Schwellenwert ist.

4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die diskrete Fourier-Transformation durch Multiplizieren aufeinanderfolgender Analogsignalabtastungen mit aufeinanderfolgenden Abtastungen der Zustandstonsignalabtastföl gen und Addieren aufeinanderfolgender sich ergebender Produktsignalfolgen erfolgt, wodurch die Korrelationssignale erzeugt werden.

5. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche , dadurch gekennzeichnet, daß als Zustandston-Bezugswerte ein digitaler Frequenzkoeffizientenwert und eine Vielzahl digitaler Abtastungen eines Kosinus- oder Sinuswellensignals verwendet werden.

6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch g e k e η η -

ζ e i c h η e t , daß eine Folge von digitalen Zählwerten gebildet und der digitale Frequenzkoeffizientenwert damit multipliziert wird, so daß sich eine Folge von digitalen Produktwerten ergibt, die jeweils eine erste Vielzahl von Bits aufweisen, die einen ganzzahligen Teil des Produkts darstellen, sowie eine zweite Vielzahl von niederwertigeren Bits, die einen bruchtei1igen Anteil des Produktwerts darstellen.

7. Verfahren nach Anspruch 6» dadurch gekennzeichnet, daß die Vielzahl digitaler Abtastungen des Kosinus- bzw. Sinuswellensignals in einem Speicher gespeichert sind, dessen Speicherstellen auf-

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einanderfol gend.mi.t der ersten Vielzahl von Bits adressiert werden_; um die Vielzahl digitaler Abtastungen des Kosinus- bzw. Sinuswellensignals zu erzeugen, wobei die vorbestimmte Frequenz des Zustandstonsignals proportional zu der im gespeicherten digitalen Frequenzkoeffizientenwert ist.

8. Zustandstondetektor zur Durchführung des Verfahrens nach einem der vorhergehenden Ansprüche gekennzeichnet durch eine Vorrichtung (1, 2, 3...) zum Empfangen eines oder mehrerer Analogsignale von einer oder mehreren Signalübertragungsleitungen und zum Erzeugen einer oder mehrerer Signalabtastfolgen und durch eine Vorrichtung (5) zur Durchführung von diskreten Fourier-Transformationen mit einer oder mehrerer der Signal abtastfol gen^r:sbei einer oder mehreren vorbestimmten Bezugsfrequenzen und Erzeugen und übertragen eines oder mehrerer Ausgangssignale zu einer Nebenstellenwählanlage, wobei die Ausgangssignale Größenparameter aufweisen, die proportional zu der Energiemenge in entsprechenden der Analogsignale bei entsprechenden der vorbestimmten Frequenzen sind.

9. Anordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Analogsignale Tonfrequenzsignale sind und daß eine Vorrichtung (9) zum Erzeugen von digitalen Abtastfolgen für ein oder mehrere Zustandstonsignale vorbestimmter Frequenzen vorgesehen ist*

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10. Anordnung nach Anspruch 8 oder 9gekennzeichnet, durch Multiplizierer (10, 11, 12) in denen aufeinanderfolgende Abtastungen der empfangenen digitalen Abtastfolge multipliziert werden mit Abtastwerten einer Kosinuswellenform, einer Sinuswellenform bzw, quadriert werden, durch den Multiplizierer (10, 11, 12) entsprechend nachgeschalteten Summierern (13, 15, 17) die die aufeinanderfolgend gebildeten Produkte bzw. Quadrate summieren und durch einen Vergleicher (21) der die Summe der Quadrate mit einem Schwellenwert (THl) vergleicht und die digitalen Ausgangssignale der Summierer (13, 15) nur dann hindurch läßt, wenn die Summe der Quadrate größer als der Schwellenwert (THl) ist.

11. Anordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß Quadrierer (22, 23) vorgesehen sind, die die von den Summierern (13, 15) abgegebenen Produktsummen quadrieren und daß die Ausgänge der Quadrierer (22, 23) an ein Summierglied (24) gelegt sind, dessen Ausgang über einen Teiler (25) mit einem Eingang eines Summiergliedes (26) verbunden istjan dessen anderen Eingang die Quadratsummensignale anliegen.und dessen Ausgangssignal in einem weiteren Vergleicher mit einem weiteren Schwellenwert (TH2) verglichen wird, wobei das Ausgangssignal des Vergleichers (27) die Feststellung eines Zustandstons angibt.

12. Anordnung nach einem der Ansprüche 8 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastwerte für die Sinus- bzw. Kosinuswellenform in einem ROM-Speicher (32) gespeichert sindyder von dem ganzzahligen Anteil eines Produktes adressiert wird, das in einem Multiplizierer (29) aus einem vorbestimmten Abtastinkrement,

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insbesondere einem vorbestimmten digitalen Frequenzkoeffizientenwert (F) und einer jeweils aufsteigenden Zählung gebildet wird.

13. Anordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß das Abtastinkrement vom Mikroprozessor in ein Register (28) geladen wird, während der Zählwert in einem Zähler ^3O) gespeichert und durch ein Taktsignal aufgezählt wird.

14. Anordnung nach einem der Ansprüche 8 bis 13, dadurch

g e k e η η zeichnet , daß die Rechenoperationen in einen Ei nchip-Digital si gnalprozessor ausgeführt werden.

15. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7 als Diagnoseverfahren, dadurch gekennzei c h n e t ,daß eine digitale Abtastfolge eines Testtonsignals mit einer vorbestimmten Frequenz an eine Leitungsschaltung einer Nebenstellenwählanlage angelegt wird und daß die diskrete Fourier-Transformation mit der an der Leitungsschaltung modifiziert reflektierten Abtastfolge durchgeführt wird.

16. Verfahren nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die re-ellen und imaginären Teile der Korrel1ationssignale verglichen und daraus Phasenverschiebungseigenschaften der internen Schaltung abgelei tet werden.

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