DE3431947A1 - Anordnung zur erzeugung eines fortlaufend abgetasteten fernsehbildes aus signalen einer zeilensprungabtastung - Google Patents

Description

RCA 79 386 Ks/Ri

U.S. Serial No. 527,769

Filed: August 30, 1983

ROA Corporation New York, N.T., V.St.v.A.

Anordnung zur Erzeugung eines fortlaufend abgetasteten Fernsehbildes aus Signalen einer Zeilensprungabtastung

Die Erfindung betrifft Maßnahmen zur Verminderung der Sichtbarkeit des sogenannten "Zeilenkriechens" (Zeilen-Crawl) in einem mit fortlaufender Abtastung wiedergegebenen Fernsehbild, das aus einem für teilbildweise Abtastung im Zeilensprungverfahren ausgelegten Signal erzeugt wird.

In neuerer Zeit besteht Interesse an hochauflösenden Fernsehsystemen, bei denen das wiedergegebene Bild eine größere horizontale und/oder vertikale Auflösung hat, um das Aussehen auf Großbildschirmen und Projektionsbildwänden zu verbessern. Da solche Systeme leider nicht kompatibel mit derzeitigen Farbfernsehnormen sind, hat man erwogen, die Bildwiedergabe beim herkömmlichen normalauflösenden Fernsehen wie z.B. beim NTSO- oder PAL-Fernsehen zu verschönern, ohne die üblichen Fernsehnormen grundlegend ändern zu müssen. Eine der Möglichkeiten, die zur Schaffung eines solchen "qualitätsgesteigerten" NTSC- oder PAL-Systems vorgeschlagen wurden, besteht darin, im

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Fernsehempfänger die teilbildweise Abtastung im Zeilensprung durch fortlaufende Bildabtastung asu ersetzen. Beim NTSC-System beispielsweise stellt ein ankommendes Fernsehsignal zunächst 262/2 Abtastzeilen des BiIdrasters dar, die in einem Teilbildintervall von 1/60 Sekunden erseheinen, gefolgt von einer zweiten Gruppe von 262V2 Zeilen, die im Raster mit den Zeilen der ersten Gruppe verschachtelt liegen (Zeilensprung) und ebenfalls in einem Teilbildintervall von 1/60 Sekunden erscheinen, so daß in einer Gesamtzeit von 1/30 Sekunden ein "Monochrom"-Vollbild von 525 Zeilen gebildet wird. Der Ausdruck "Monochrom" soll auf die Tatsache deuten, daß das 1/30-Sekunden-Vollbild nicht einen vollständigen Wiederholzyklus der Phasenlage des Farbhilfsträgers relativ zum Horizontalsynchronimpuls umfaßt. Die Periode, innerhalb, welcher sich die Phasenlage des Farbhilfsträgers vollständig wiederholt, nennt man "Farb"-Vollbild und umfaßt zwei Monochrom-Vollbildintervalle (1/15 Sekunden) bei dem mit einer Teilbildfrequenz von 60Hz arbeitenden 525-zeiligen NTSC-System. Bei dem mit 50Hz arbeitenden 625-zeiligen PAL-System umfaßt ein Farb-Vollbild vier Monochrom-Yollbildintervalle (1/6,25 Sekunden).

Um ein fortschreitend abgetastetes Bild aus einem Signal zu bilden, das einen Raster in Zeilensprungabtastung darstellt, müssen während jedes Teilbildes zusätzliche Abtastzeilen vorgesehen werden. Hierzu kann man die Signale, die jeweils ein Teilbild darstellen, um die Dauer einer Teilbildperiode verzögern und dann in richtiger Reihenfolge mit den Zeilen des nächstfolgenden Teilbildes wiedergeben. Im Effekt werden dabei die Zeilen des vorangegangenen Teilbildes zwischen die Zeilen des laufenden Teilbildes eingefügt. Diese Methode hat den Vorteil, daß das Flimmern und andere, bei Bildbewegung auftretende Störerscheinungen sowie das Zeilenkriechen reduziert werden< Nachteilig ist jedoch, daß man einen Teilbildspeicher benötigt, um alle Zeilen eines Teilbildes für die Dauer ei-

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ηes Teilbildintervalls zu speichern. Solche Teilbildspeicher sind teuer und verbrauchen beträchtliche Leistung.

Ein Weg zur Erhöhung der Zeilenzahl in einem Fernsehbild besteht darin, jede Horizontalzeile einfach zu wiederholen, wie es in der US-Patentanmeldung Nr. 359 612 beschrieben ist, die auf den Namen R.A. Dischert eingereicht wurde. Bei dieser Methode kommt man mit einem Zeilenspeicher und mit einfacher Elektronik aus.

Bekannt ist auch die Verwendung von Zeilenspeichern zum Verzögern jeder Zeile des ankommenden Signals um eine Dauer, die zur Durchführung einer Interpolation ausreicht, um Signale zu erzeugen, die interpolierte Rasterzeilen zwischen den Zeilen des laufenden Teilbildes darstellen. Dies geschieht am einfachsten durch Mittelung der Signale zweier benachbarter Zeilen eines Teilbildes, um durch lineare Interpolation ein Signal zu erhalten, das eine Schätzung des Signals darstellt, welches die räumlich dazwischenliegende Zeile eines zeitlich benachbarten, im Zeilensprung versetzten Teilbildes repräsentiert. Diese geschätzten Signale werden einfach zwischen die unveränderten Zeilen des laufenden Teilbildes eingefügt. Es ist ferner bekannt, eine quadratische Interpolation unter Verwendung von Speichereinrichtungen durchzuführen, die mehifc als eine Zeile speichern. Alles dies ist in der US-Patentanmeldung Nr. 300,227 beschrieben, die am 8. September. 1981 auf den Namen K.H. Powers eingereicht wurde. Wenn man sich einer Interpolation bedient, um Zwischenzeilen zu schätzen und dadurch eine Bildwiedergabe von Zeilensprung-Videosignalen in doppelt schneller fortlaufender Abtastung zu ermöglichen, spricht man von "pseudofortlaufender" Abtastung. Die pseudo-fortlaufende Abtastung führt zum Verschwinden des Zeilenkriechens und vermindert bewegungsbedingte Störerscheinungen sowie das Flimmern. Sie kann auch einen Verlust vertikaler räumlicher Bildfeinheit zur Folge haben.

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Die Fig. la zeigt in perspektivischer Ansicht einen im Zeilensprung abgetasteten Raster für das NTSC-System mit 525 Ab t as t ζ eil en, von denen aus Gründen der Übersichtlichkeit nur einige dargestellt sind. Die Abtastung des Rasters beginnt beim Punkt 1 in der oberen linken Ecke des Rasters mit der Zeile 1, läuft während eines Zeilenintervalls zu einem Punkt 11, kehrt anschließend zu einem Punkt 2 zurück, um eine zweite Zeile zu beginnen, die am Punkt 12 endet. Die Abtastung geht in dieser Weise weiter, bis nacheinander 262 Zeilen des ersten Teilbildes abgetastet sind. Wie dargestellt, endet die Zeile 262 am Punkt 14 auf der rechten Seite des Rasters. Das erste Teilbild endet mit Abtastung der ersten Hälfte der Zeile 263- Die Abtastung des zweiten Teilbildes beginnt mit dem Abtasten der letzten Hälfte der Zeile 263, die am Punkt 15 endet. Nach dem Rücklauf nach links folgt die Abtastung der Zeilen 264 bis 525, die zwischen den Zeilen des ersten Teilbildes verschachtelt liegen. Die Abtastzeile 525 endet am Punkt 16. Anschließend beginnt die Abtastung wieder mit der Zeile 1, um sich in der beschriebenen Weise periodisch zu wiederholen.

Die Fig. 1b zeigt die periodische Abtastung nach Fig. 1a in einer auseinandergerissenen Form, um auch die Dimension der Zeit darzustellen. Wie aus dieser Figur ersichtlich, wird das erste Teilbild, das Teilbild Nr. 1, mit 262V2 Zeilen während des Zeitintervalls TO abgetastet. Während des Zeitintervalls T1, das 1/60 Sekunden später liegt als das Intervall TO (beim NTSC-System), wird die letzte Hälfte der Zeile 263 abgetastet, die am Punkt 15 endet. Das zweite, im Zeilensprung verschachtelt liegende Teilbild Nr. 2 wird durch Abtastung der Zeilen 264 bis 525 fertiggestellt und endet am Punkt 16. Die Abtastung setzt sich fort während des Zeitintervalle T2, das 1/30 Sekunden später liegt als das Intervall TO und in welchem das Teilbild Nr. 3 auf dem gleichen Wege abgetastet wird wie das Teilbild Nr. 1. Diese Folge wiederholt sich stän-

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dig weiter, d.h., das in Mg. 1b dargestellte Muster setzt sich unendlich nach rechts fort.

Die Fig. 2 ist eine räumlich/zeitliche Darstellung der Rasterzeilen nach Fig. 1. Die Fig. 2 entspricht einer Ansicht des Musters nach Fig. 1b in Blickrichtung entlang der X-Achse. In der Fig. 2 sind die Abtastzeilen in Draufsicht auf ihr Ende zu sehen und durch Punkte dargestellt. Die Abtastzeilen der Teilbilder ungerader Ordnungszahl ("ungerade" Teilbilder) sind durch ausgefüllte schwarze Punkte und die Abtastzeilen "gerader" Teilbilder durch leere, in der Mitte weiße Punkte dargestellt, wie in Fig. 1. Die Zeit zwischen aufeinanderfolgenden Teilbildern ist mit 1/60 Sekunden angegeben, sie kann jedoch auch 1/50 Sekunden oder irgendeine andere Dauer ausmachen. Der in Vertikalrichtung (Y-Richtung) gemessene Abstand zwischen einer Abtastzeile und der benachbarten Abtastzeile des folgenden Teilbildes ist als Maß S dargestellt, und der vertikale Abstand zwischen dem Ort einer Abtastzeile eines Teilbildes und den benachbarten Abtastzeilen desselben Teilbildes ist gleich 2S. Die benachbarte Abtastzeile des nächsten Teilbildes liegt in der Mitte zwischen den Abtastzeilen des augenblicklichen Teilbildes.

Die Fig. 3a zeigt eine insgesamt mit 300 bezeichnete Fourier-Transformierte der in Vertikalrichtung gehenden räumlich/zeitlichen Darstellung nach Fig. 2. Die Abszisse ist in Reziprokwerten der Zeit gemessen, also in Einheiten einer "Zeitfreauenz" ft, und die Ordinate in Reziprokwerten der Entfernung oder Länge, also in Einheiten einer "Raumfrequenz" fy. Die Raumfrequenz läßt sich messen in Perioden pro Bildhöhe, was sich bei Betrachtung eines Schirms bestimmter Große aus einer bestimmten Entfernung auch in Perioden pro Grad des Sichtwinkels ausdrücken läßt, wie es von Adelson u.a. in einem Aufsatz "Modeling the Human Visual System" beschrieben ist, der in Band 27, Nr. 6 (November/Dezember 1982) der Zeitschrift RCA Engineer

veröffentlicht wurde· Das gewünschte Signal in der vertikalen Richtung zu irgendeiner gegebenen Zeit (d.h. mit der Zeit als Konstantwert) wird durch die Rasterzeilen in Abständen 2S entsprechend der Fig. 2 abgetastet. Daher kann sich gemäß den Nyquist-Kriterien die zur Zeitfrequenz ft=OHz gehörende Signalkomponente in Fig. 3a in der vertikalen Richtung nur bis fy=-i/2S erstrecken· Diejenigen Teile des Signals, die bei Raumfrequenzen liegen, welche sich um Vielfache von ^1/2S konzentrieren, sind wiederholte Spektralinformationen, die aus der mit 2S erfolgenden Abtastung resultieren. Diese Terme stellen sichtbare, unerwünschte"Erscheinungen im Bild dar. Bei OHz beispielsweise (d.h. für ein konstantes Bild) stellt sich die Struktur der Rasterzeilen als eine"Erscheinung"bei ^1/S dar.

Wenn man ein nicht-abgetastetes weißes Teilbild erzeugt, das periodisch alle 1/60 Sekunden aufleuchtet und dunkel wird, dann bekommt man eine Erscheinung, die sich in der Transformationsebene nach Fig. 3a durch Punkte bei ft=i60Hz entlang der Frequenzachse fy=O darstellt. Diese Erscheinung ist als Großflächenflimmern bekannt.

Ferner gibt es eine weitere diskrete Erscheinung, die sowohl Raumfrequenzkomponenten als auch Zeitfrequenzkomponenten hat und in der Fourier-Transformationsebene nach Fig.3a bei Punkten mit den Koordinaten ft=i30Hz, fy=±1/2S liegt. Diese Erscheinung ist als Zeilenkriechen (Zeilen-Crawl) bekannt und entsteht durch die Verschachtelung der Zeilen aufeinanderfolgender Teilbilder. Zur Erklärung der physikaiischen Form dieser Erscheinung sei der Fall betrachtet, daß ein Auge an einem Ort, wie es mit 210 in Fig. 2 dargestellt ist, das Bild in einer vertikalen Richtung abtastet. Bei bestimmten Geschwindigkeiten dieser Augabtastung scheinen sich die aufeinanderfolgenden Rasterzeilen in vertikaler Richtung zu bewegen. Dieses Zeilenkriechen ist die psychovisuelle Wahrnehmung, daß sich die Zeilen räumlich als Funktion der Zeit bewegen, und resultiert daraus, daß

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das Auge einem räumlich/zeitlichen Weg folgt, wie er durch die gestrichelte Linie 212 in Fig. 2 dargestellt ist.

Das in lig· 3a gezeigte Muster stellt Transformierte von Komponenten dar, wie sie erscheinen, wenn ein weißes Bild (durch das weiße Rechteck 340 in Fig. 3b dargestellt) mit einer Teilbildfrequenz von 60Hz im Zeilensprung verschachtelt abgetastet wird. Das Spektrum eines Bildes, welches einen Übergang zwischen Schwarz und Weiß hat, ist in Fig. 3c dargestellt und insgesamt mit 350 bezeichnet. Der erwähnte Übergang (in Fig. 3d gezeigt) läßt Seitenbänder oder Spektralkomponenten entstehen, die sich in der fy-Richtung erstrecken, wie es mit den gestrichelten Linien 356 in Fig. 3c gezeigt ist. Diese vertikalen Komponenten stellten das sogenannte Zeilen- oder Ränderflimmern dar. Wenn sich der Rand oder der Übergang zwischen dem schwarzen Bereich 352 und dem weißen Bereich 354- des in Fig. 3d gezeigten Bildes bewegt, dann spreizen sich die Linien 356, um mit allgemeinen Bewegungserscheinungen diejenigen Vierecke des Spektrums 350 auszufüllen, in denen die Komponenten des Ränderflimmerns liegen. Zum besseren Verständnis sind die Komponenten der Fig. 3c in einer perspektivischen Ansicht in Fig. 3e dargestellt, wobei die Amplitudenachse rechtwinklig stehend auf den Achsen fy und ft gezeichnet ist.

Die Figuren 4a-h sind Darstellungen zur Erläuterung von Begriffen, die bei der Beschreibung von Interpolationsfiltern verwendet werden. In diesen Figuren stellt die Abszisse die Vertikalrichtung dar, gemessen in Rasterzeilen. In der Fig. 4a ist ein willkürliches Bildsignal 410 gezeigt, das im Bereich von 1 bis 3 Rasterzeilen einen Wert von 1,0 Einheiten und im Bereich von 6 bis 8 Rasterzeilen einen Wert von 2,0 Einheiten hat, mit einem dazwischenliegenden weichen Übergang zwischen diesen beiden Werten. Das Signal existiert nur an den Punkten der

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Rasterzeilen, wie es durch die schwarzen Punkte dargestellt ist. Das Signal kann z.B. einem Bild entsprechen, das im oberen Teil (Rasterzeilen 1 bis 3) schwarz ist (niedriger Signalpegel) und im unteren Teil (Rasterzeilen 6 bis 8) weiß ist (hoher Signalpegel), mit einem Übergang im Bereich der Rasterzeilen 3 bis 6. Die Figuren 4b bis 4g zeigen einige der aufeinanderfolgenden Positionen, welche die Antwort eines mit drei Anzapfungen arbeitenden (d.h. linear interpolierenden) Interpolationsfilters einnimmt, wenn dieses Filter das Signal zeitlich abtastet, was im vorliegenden Fall gleichbedeutend mit einer räumlichen Abtastung in Vertikalrichtung ist. Die dargestellte "Antwort" des Filters (Reaktion auf Impuls) hat drei Maxima oder "Spitzen" 412, 4-14· und 416, deren gegenseitiger Abstand der räumlichen Entfernung S entspricht, also der Hälfte des Abstandes zwischen aufeinanderfolgenden Abtastzeilen. Die Spitze 414 hat einen "Multiplikator" oder "Wert" von 1/2 oder 0,5, während die Spitzen 412 und 414 jeweils einen Wert von 1,4 oder 0,25 haben. Die Multiplikatoren der verschiedenen Spitzen in der Antwort des Filters sind so gewählt oder normiert, daß sie einen Summenwert gleich 1 bilden. Auf diese Weise wird erreicht, daß die Intensität des Bildes vor oder nach der Interpolation von Zeilen die gleiche ist, andernfalls würde die Verdoppelung der Zeilenzahl zur doppelten Helligkeit führen. Wenn das Filter das Bildsignal 410 empfängt, hat dies den Effekt, daß die Filterantwort eine räumliche Abtastung vollführt. Zum Zeitpunkt, der in Fig. 4b dargestellt ist, fällt die den Wert 0,5 aufweisende Spitze 414 der Filterantwort mit der Rasterzeile 1 zusammen, während die Spitzen 412 und 416 nicht mit einer Rasterzeile zusammenfallen. Der Wert, den das vom Filter erzeugte Signal zu irgendeinem Zeitpunkt im Verlauf der Abtastung hat, ergibt sich durch Multiplikation jedes der Signalwerte, die im betreffenden Zeitpunkt von den Spitzen der Filterantwort erfaßt werden, jeweils mit dem Multiplikator der betreffenden Spitze, und anschließende Summierung der derart bemesse-

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nen Werte. Bei der in Fig. 4b dargestellten Filterposition erfaßt die Spitze 414 ein Signal mit dem Wert 1,0, und die Spitzen 412 und 416 erfassen jeweils ein Nullsignal. Der Wert des Filterausgangssignals bei dieser Po- sition ist also:

(0,25 . O) + (0,5 . 1,0) + (0,25 . O) = 0,5.

Dieser vom Filter gelieferte Wert ist mit dem Punkt 420 in Fig. 4h dargestellt. Das Filter fährt mit der Abtastung fort, um einen halben Zeilenabstand später die in Fig. 4c dargestellte Position anzunehmen. In dieser Position erfaßt die Spitze 414 der Filterantwort kein Signal, während die Spitzen 412 und 416 jeweils ein Signal mit dem Wert 1,0 an den Stellen der Rasterzeilen 1 und 2 erfassen.

Der sich in diesem Fall ergebende Wert des Filterausgangs errechnet sich wie folgt.

(0,25 . 1,0) + (0,5 - 0) + (0,25 . 1) = 0,5,

was bei 422 in Fig. 4h dargestellt ist. Im weiteren Verlauf der Abtastung gelangt das Filter nacheinander an verschiedene Vertikalpositionen, von denen einige in den Figuren 4d-g dargestellt sind. Im Verlauf jeder Durchmessung eines Abstandes 2S liefert das Filter zweimal ein Ausgangssignal. Das eine Ausgangssignal erscheint, wenn die mittlere Spitze 414 der Filterantwort den Signalwert an einer Rasterzeile erfaßt, und das andere Signal erscheint, wenn die Spitze 414 mitten zwischen zwei Rasterzeilen liegt, so daß die Spitzen 412 und 416 die benachbarten Rasterzeilen erfassen. Wenn die Spitze 414 ein Signal erfaßt, dann ist das Ausgangssignal des Filters proportional dem tatsächlich erfaßten Signal. Wenn die Spitzen 412 und 416 jeweils ein Signal erfassen, dann ist das Filterausgangssignal proportional dem Mittelwert dieser beiden erfaßten Signale. In der Fig. 4 ist der Wert des Produktes des Multiplikators jeder dargestellten

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Spitze mit dem jeweils erfaßten Wert des Bildsignals 4-10 unterhalb der jeweiligen Spitzen eingetragen. Das Filterausgangssignal stellt die tatsächlichen Rasterzeilen und dazwischen zusätzliche Rasterzeilen dar, die durch Mittelwertbildung interpoliert sind· Andere Filter-CharflLkberisttekönnen in der der gleichen Weise durch eine Folge beabstandeter Antwortspitzen dargestellt werden, wobei der Ausgang des Filters die Summe der verschiedenen Momentanprodukte ist, die sich durch Multiplikation der einzelnen Spitzenwerte mit dem jeweils erfaßten Signalwert ergeben.

Gegenstand der vorliegenden Erfindung ist eine Anordnung zur Erzeugung einer fortlaufend abgetasteten Fernsehbildes aus Signalen, die ein Bild darstellen, das in einem Raster abgetastet ist, worin Zeilen erster (gerade) Teilbilder einen vertikalen Abstand von 2S haben und mit den Zeilen zweiter (ungerader) Teilbilder verschachtelt sind· Erfindungsgemäß werden die Zeilen des an eine Bildwiedergabeeinrichtung anzulegenden Signals mittels einer Filtereinrichtung erzeugt, die eine derartige Charakteristik in der vertikalen Richtung hat, daß für jede Zeile des ankommenden Signals eine Mehrzahl von Zeilen gleichzeitig erzeugt wird. Die Wiedergabeeinrichtung gibt die Mehrzahl der gefilterten Zeilen in benachbarten Rasterzeilen wieder.

Die wesentlichen Merkmale einer erfxndungsgemäßen Anordnung sind im Patentanspruch 1 beschrieben. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Die Erfindung wird nachstehend an Ausführungsbeispielen anhand von Zeichnungen näher erläutert.

Figuren 1a-b (bereits behandelt) zeigen in perspektivischer Ansicht die Abtastung eines Fernsehrasters;

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Fig. 2 (bereits behandelt) ist ein räumlich/zeitliches Diagramm einer im Zeilensprung verschachtelten Rasterabtastung;

Figuren 3a-d (bereits behandelt) zeigen in der Fourier-Transformations ebene Erscheinungen, die sich bei der Rasterabtastung nach Fig. 2 bei verschiedenen Bildinhalten ergeben;

Figuren 4-a-h (bereits behandelt) zeigen den Wert wie z.B. die Amplitude eines Videosignals als Funktion der Zeit oder der Vertikalposition im Raster, gemeinsam mit einem Interpolationsfilter in unterschiedlichen Zeitpositionen sowie die resultierende interpolierte Wellenform;

Figuren 5 und- 7-10 zeigen verschiedene Filterantworten und die zugehörigen Filterkurven;

Figuren 6a-6p zeigen verschiedene Funktionen und Filter in der Bildebene und deren Transformierte in der Raumfrequenzebene;

Fig. 11 ist ein Raumfrequenzdiagramm zur Erläuterung der Abdeckung des benachbarten Bandes; '

Fig. 12 ist ein Blockschaltbild eines Fernsehempfängers, der ein fortlaufend abgetastetes Bild gemäß der Erfindung erzeugt;
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Fig. 13 zeigt ein Blockschaltbild und das Frequenzdiagramm einer interpolierenden und zeitpressenden Einrichtung, die in der Anordnung nach Fig. 12 verwendet werden kann;

Fig. 14 zeigt ein Blockschaltbild eines Fernsehempfängers, der ein schaltendes Interpolationsfilter gemäß einer Ausführungsform der Erfindung enthält; _?0

Fig. 15 zeigt Abtastwellenformen der Bildwiedergabeeinrichtung in der Anordnung nach Pig. 14;

Figuren 16 und 17 zeigen Interpolationsfilter, die ersatzweise in der Anordnung nach Fig. 14 verwendet werden könn en;

Fig. 18 zeigt den Raumfrequenzgang eines idealen Filters

und eines erfindungsgemäßen Filters; 10

Fig. 19 zeigt einen Teil einer -Verteilung, die einen Filter-Frequenzgang darstellt;

Fig. 20 zeigt die Form eines Signals und· die resultierende Signalform nach Einwirkung des Frequenzgangs nach Fig. 19;

Fig. 21 zeigt ein einer Sprungfunktion folgendes Signal und eine gewünschte Form der Signalantwort an einem Filter;

Fig. 22 zeigt eine in Richtung der Raumachse gestutzte -Verteilung und deren Relation zu einem erfindungsgemäßen Filter zur Erzielung eines Antwortsignals, wie es in Fig. 21 dargestellt ist.

Die in Fig. 5a gezeigte Kurve 510 stellt den sogenannten "Raumfrequenzgang" dar, d.h. das Amplitudenübertragungsmaß als Funktion der Raumfrequenz, für ein mit drei Anzapfungen arbeitendes Filter, welches die. bereits in Fig. 4 gezeigte und in Fig. 5b wiederholte Antwort funktion hat. Unter Antwort funktion oder kurz "Antwort" eines Filters ist im vorliegenden Fall die Amplitude der Impulsantwort als Funktion der vertikalen Entfernung zu verstehen. Die Kurve 510 des Raumfrequenzgangs ist somit eine Fourier-Transformierte der in Fig. 5b gezeigten FiIterantwort. Dies ist einfach zu verstehen, wenn man daran denkt, daß die Fourier-

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Transformierte eines um die Entfernung 2S beabstandeten Impulspaares eine cosinusförmig verlaufende Kurve ist und daß die Hinzufügung eines zusätzlichen dritten Impulses mitten zwischen die Impulse des Paars eine Versetzung dieser Cosinuskurve um die Amplitude des dritten Impulses bedeutet, wie es auf Seite 33 des Werkes "The Fast Fourier Transform" von E. Oran Brigham (Prentice Hall, 197*0 beschrieben ist. Die Kurve 510 ist somit eine auf halbe Amplitude reduzierte Cosinusfunktion mit einer Amplitudenversetzung von 0,5. Die Amplitude der Frequenzgangkurve 510 ist bei einer Raumfrequenz (fy)von 1/2S gleich O.

In der Fig. 5c ist die Fourier-Transformierte 300 nach Fig. 3 noch einmal dargestellt und daneben der Raumfrequenzgang 510. Die Maxima (Amplitude gleich 1,0) des dargestellten Frequenzgangs 510 liegen bei fy = O, 1/S und -1/S. Weitere Maxima, die in der Fig. 5c nicht mehr dargestellt sind, erscheinen bei ii/S,±2/S, ^3/S, usw.. Die Nullstellen des Frequenzgangs (Amplitude gleich Null) erscheinen bei denjenigen vertikalen Raumfrequenzen, die in der Mitte zwischen den Maxima liegen, insbesondere bei denjenigen Frequenzen, um welche die Erscheinungen des Zeilenkriechens zentriert sind, nämlich bei -1/2S. Der Verlauf des Frequenzgangs 510 mit seinem Maximum bei fy = O führt dazu, daß die niedrigeren Raumfrequenzen bei allen Zeitfrequenzen maximal übertragen werden, während die Übertragung bei fy - 1/4-S mit halber Amplitude erfolgt und das Übertragungsmaß bei Raumfrequenzen 1/2S, bei denen die Komponenten des Zeilenkriechens zentriert sind, gleich Null ist.

Gewünschte Signale, die bei Raumfrequenzen nahe 1/4-S auftreten, werden somit um etwa 6dB gedämpft, und daher bewirkt das in Rede stehende Filter eine unerwünschte Reduzierung von Vertikaldetails.

Die Kurve 510 des Raumfrequenzgangs ist in Fig. 5a nur über den Bereich von fy = 0 bis fy = 1/S dargestellt. Natürlich erstreckt sich der Raumfrequenzgang in Wirklichkeit über

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den Bereich ico in sich wiederholenden Perioden, von denen nur eine dargestellt ist. Daher erscheinen die Maxima in Wirklichkeit bei ±2N/2S, wobei N = 0,1,2... ist, und zwischen diesen Maxima liegen die Nullstellen. Wenn im folgenden verschiedene Filterkurven in der Raumfrequenz-Ebene behandelt werden, beschränkt sich die Darstellung und Erläuterung nur auf einige oder wenige Perioden, gilt jedoch sinngemäß für das ganze Spektrum.

Die Figuren 6a-p veranschaulichen das Prinzip, wonach die Frequenzkomponenten des Zeilenkriechens mittels eines geeigneten Interpolationsfilters möglichst ausgelöscht werden sollen. Die Fig. 6a zeigt mit der Kurve 410 ein typisches Bildsignal, wie es z.B. von einer Kamera kommt, dargestellt durch die Amplitude als Funktion der vertikalen Entfernung. Die Fig. 6b zeigt die Fourier-Transformierte 612 des Signals 410 durch Darstellung der Amplitude CO (fy) als funktion der Raumfrequenz. Diese Spektralfunktion 612 umfaßt, wegen des weichen Übergangs im Signal 410, wenig hohe Raumfrequenzen.

Die Fig. 6c zeigt als Funktion der räumlichen Entfernung die Amplitude des Signals 410 bei Abtastung durch die Rasterzeilen eines ersten Fernseh-Teilbildes. Diese abgetastete Version besteht aus einer Anzahl von Impulsen, die in periodischen Intervallen der Länge 2S erscheinen und deren Amplituden von der Amplitude des Signals 410 abgeleitet sind. Die Fig. 6d zeigt das Raumfrequenzspektrum 616 des in Fig. 6c dargestellten Signals. Die spektrale Verteilung 616 hat Maxima in Raumfrequenzintervallen 1/2S, was die Folge der in räumlichen Intervallen 2S erfolgenden Abtastung ist. Das Spektrum 616 hat einen Teil 618, der dem Spektrum 612 des Signals 410 entspricht, und weitere Teilspektren 620, 622, die Ebenbilder des Teilspektrums 618 darstellen und bei ii/2S,ii/S... erscheinen. Die Ebenbilder 622 überlappen das Teilspektrum 618 nicht, während sich die Ebenbilder 620 sowohl mit dem Teilspektrum 618 als auch den Ebenbildern 622 überlappen.

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Die Fig. 6β zeigt die Antwortfunktion eines mit drei Anzapfungen arbeitenden Interpolationsfilters, wie sie bereits in den Figuren 4 und 5 dargestellt ist und die eine Abtastung in Richtung des Pfeils vollführt, um Teile des Signals 615 zu erfassen. Die Fig. 6f zeigt die Fourier-Transfonnierte dieser Antwortfunktion, entsprechend der in Fig. 5 dargestellten, nach oben versetzten Cosinuskurve. Die Fig. 6g zeigt das Ausgangssignal 630, das vom Filter geliefert wird, wenn die Antwortfunktion 4-12-416 das Signal 615 abtastet, wie es weiter oben in Verbindung mit Fig. 4 beschrieben wurde. Die Fig. 6h zeigt die Transfor-. mierte oder Spektralfunktion 632 des Signals 630. Diese Spektralfunktion 632 hat Maxima bei O,ii/S, was man sich daraus erklären kann, daß das Signal 630 ähnlich ist wie eine in räumlichen Intervallen S abgetastete Version des Bildsignals 4-10. Alternativ kann die Transformierte 632 auch betrachtet werden als Ergebnis einer Multiplikation des Spektrums 616 mit der Übertragungsfunktion 510 des Filters* Es sei erwähnt, daß die Amplitudenmaxima der Übertragungsfunktion 510 den Spitzen der Teilspektren 618 und 622 entsprechen, so daß die Spitzenwerte im Spektrum 632 die gleichen bleiben. Andererseits entsprechen aber die bei ii/2S liegenden Nullstellen der Übertragungsfunktion 510 des Filters lagemäßig den Spitzen der Teilspektren 620, so daß diese Spitzen praktisch auf Null reduziert werden. In den Bereichen beidseitig und nahe den Raumfrequenzen ii/2S hat die Übertragungsfunktion 510 des Filters Werte, die klein aber nicht gleich Null sind, so daß ein kleiner Anteil der in die Teilspektren 620 fallenden Information nach wie vor im Spektrum 632 existiert. Dieser unerwünschte Rest der Teilspektren 620 belegt im Prinzip die höherfrequenten Teile des Teilspektrums 618, d.h. diejenigen Teile, die näher an den Raumfrequenzen fy=ii/2S als an der Nullfrequenz fy=O liegen.

Die Fig. 6i zeigt das Signal 634-, das sich bei Abtastung des Bildsignals 4-10 durch ein zweites Teilbild ergibt, wel-

ches mit dem ersten Teilbild im Zeilensprung verflochten ist. Die Abtastpunkte 636 erscheinen in Abständen 2S, und ihre Amplituden hängen vom Betrag des Bildsignals 410 ab, wie im Falle der Fig. 6c. Die Abtastpunkte nach Fig. 6i sind.jedoch gegenüber den Abtastpunkten nach Fig. 6c um das vertikale Entfernungsmaß S versetzt. Die Fig. 6j zeigt die Fourier-Transformierte oder Spektralfunktion 638 des Signals 634. Wegen der erwähnten Versetzung der Abtastpunkte haben in der Spektralfunktion 638 die Teile 620 entgegengesetzte Amplitude gegenüber den Teilen 618 und 622, die um die Raumfrequenzen O und ^1/2S zentriert sind. Die Figuren 6k und 61 sind Wiederholungen der Figuren 6e und 6f, um das Lesen der Zeichnung bequemer zu machen. Die Fig. 6m zeigt das Ausgangssignal 640 des Interpolationsfilters, wenn dessen Antwortfunktion 412-416 das Signal 634 abtastet. Das Spektrum 642 in Fig. 6n ist die Fourier-Transformierte des Signals 640. Dieses Spektrum 642 kann angesehen werden als Ergebnis einer Multiplikation des Spektrums 638 nach Fig. mit der Übertragungsfunktion 510 nach Fig. 61. Wie im vorherigen Fall bleiben die Teilspektren 618 und 622 bei den Frequenzen O und ^1/S, usw., im wesentlichen unbeeinflußt, während die Teile 620 bei den Frequenzen ^1/2S, i3/S (nicht mehr dargestellt) gedämpft sind. Das Signal 646 und das zugehörige Spektrum 650 in den Figuren 6o und 6p stellen die Summe der Signale 630 und 640 bzw. die Summe der Spektren 632 und 642 dar. Wie sich erkennen läßt, ist die Amplitude des Signals 646 erhöht. Die Amplituden der Teile 618 und 622 des Spektrums sind ebenfalls erhöht (was in der Fig.6p nicht zu erkennen ist, weil in dieser Figur aus Platzgründen der Maßstabsfaktor in der CO (fy)-Richtung von CO auf 2 cd geändert ist), jedoch löschen sich die positiven und negativen Reste der gedämpften Teile 620 gegenseitig aus. Diese Auslöschung führt außerdem zur Eliminierung der Zeilenkriech-Erscheinungen, weil die Übertragungsfunktion des Filters bei den Raumfrequenz-Koordinaten fy=£i/2S gleich Null ist.

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Durch die Auslöschung der für das Zeilenkriechen verantwortlichen Erscheinungen im Signal wird der Zeilenkriecheffekt in großen gleichmäßig leuchtenden Bereichen des Bildes eliminiert. Das Zeilenflimmern wird jedoch nicht vollständig beseitigt, ebensowenig wie die allgemeineren Bewegungseffekte· Im gleichen Maß, wie das Zeilenflimmern reduziert wird, gehen auch Vertikaldetails im Bild verloren.

Wie erwähnt, bewirkt ein mit drei Anzapfungen arbeitendes Filter, das die in den Figuren 4· und 5 gezeigte Antwortfunktion 512 hat, eine Interpolation durch Bildung des Mittelwertes benachbarter Zeilen. Die Fig. 7a zeigt die Antwortfunktion 710 eines Filters, das mit zwei Anzapfungen arbeitet, die beide mit dem Faktor.1/2 gewichtet sind und einen Abstand S voneinander haben. Der Einsatz eines solchen Filters ist gleichbedeutend mit einer einfachen Wiederholung jeder Rasterzeile. Die Fig. 7b zeigt die Fourier-Transformierte 712 der Antwortfunktion 710, also den Raumfrequenzgang des Filters. Dieser Frequenzgang ist eine einfache Cosinuskurve ohne eine Amplitudenversetzung. Wegen des Fehlens einer AmplitudenVersetzung bringt die Cosinuskurve 712 bei fy=1/2S eine Phasenumkehr von positiver in negative Phase. Der Frequenzgang hat bei dieser Raumfrequenz 1/2S den Wert Null, so daß das Zeilenkriechen wie im Falle des mit drei Anzapfungen arbeitenden Filters nach Fig. 5 eliminiert wird. Ferner hat das Filter nach Fig. 7 ein recht gutes Übertragungsverhalten für niedrige Frequenzen. Der Verlust hochfrequenter Signalbestandteile im Bereich zwischen fy=i/4S und 1/2S ist etwas kleiner als im Falle des mit drei Anzapfungen arbeitenden Filters, jedoch ist die Dämpfung von Bewegungserscheinungen ebenfalls geringer (das Übertragungsmaß nahe fy=1/2S ist größer). Daher führt das mit zwei Anzapfungen arbeitende "zeilenwiederholende" Filter zu einem Bild, das zwar eine etwas bessere Schärfe, aber auch etwas mehr Bewegungseffekte zeigt als ein Bild, das unter Verwendung des mit drei An-

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zapfungen arbeitenden "Mittelwert-bildenden" Filters erzeugt wird. Es sei darauf hingewiesen, daß der Frequenzgang 712 einen positiven Teil von fy=O bis 1/2S und einen negativen Teil zwischen 1/2S und 1/S hat. Der negative Teil des Frequenzgangs ist unerwünscht, denn er bedeutet im Effekt eine vertikale Verschiebung der betroffenen Teile der Wiederholsignale. Das heißt, in einem Bild, das unter Verwendung des Filters nach Fig. 7 erzeugt wird, liegen die Positionen der abtastbedingten Erscheinungen hoher Raumfrequenz versetzt.

Die Fig. 8a zeigt die Antwortfunktion 810 eines anderen Filters, das mit vier Anzapfungen arbeitet, deren gegenseitiger Abstand dem vertikalen Entfernungsmaß S entspricht.

Die Gewichtswerte der Anzapfungen, ausgedrückt unter Verwendung eines Parameters p, sind p, 1/2-p, 1/2-p, p. Der Parameter ρ kann gleich Null gewählt werden, und in diesem Fall ergibt sich als Fourier-Transformierte der Antwortfunktion ein Raumfrequenzgang, wie er mit der Kurve 812 in Fig. 8b dargestellt ist und der dem Frequenzgang 712 des mit zwei Anzapfungen arbeitenden Filters nach den Figuren 7a und 7b entspricht. Ein Parameterwert ρ von -1/8 ergibt den Frequenzgang 814, und bei p=-1/4 erhält man den Frequenzgang 816. Man erkennt, daß zunehmend negative Werte von ρ zu einer immer stärkeren Amplitudenanhebung des Frequenzgangs bei Raumfrequenzen oberhalb Null und unterhalb 1/2S führt, d.h. im Bildbereich des Raumfrequenzspektrums. Dies verbessert die scheinbare vertikale Auflösung des Bildes. Die Zeilenkriecheffekte bei fy=i/2S werden gedämpft, weil die Frequenzgänge 812 bis 816 bei dieser Raumfrequenz alle den Wert Null haben. Bei einem solchen Filter hat der Frequenzgang unerwünschterweise ein negatives Vorzeichen (negative Phase) im Bereich zwischen 1/2S und 1/S. Hierdurch ergeben sich die oben erwähnten Verschiebungen innerhalb des betreffenden Bereichs von Raumfrequenzen.

Die Fig. 9a zeigt die Antwortfunktion 910 eines Filters,

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das mit fünf Anzapfungen arbeitet, die einen gegenseitigen Abstand entsprechend dem Entfernungsmaß S haben und mit Werten p, 1/4, 1/2-2p, 1Λ» P gewichtet sind. Die Kurven 912, 914 und 916 in Fig. 9b zeigen die Fourier-Transformierten der Antwortfunktion des Filters für p=0, -1/8 und -1/4. Die Kurve 912 für p= 0 entspricht der Kurve 510 des mit drei Anzapfungen arbeitenden Filters gemäß den Figuren 5a und 5b. Alle in Fig. 9b dargestellten Frequenzgangkurven gehen bei 1/2S durch Null, so daß sie den Zeilenkriecheffekt beseitigen. Für zunehmend negative Werte von ρ wird die Amplitude des Frequenzgangs im Bereich zwischen fy=O und fy=1/2S immer mehr angehoben, so daß das Übertragunsmaß in diesem Raumfrequenzbereich größer ist als bei fy.=O. Es erfolgt keine Phasenumkehr im Bereich zwischen 1/2S und 1/S. Dieses Filter hat eine bessere Wirkung als das mit zwei Anzapfungen arbeitende Filter nach Fig. 7, weil die Dämpfung nahe fy=£i/2S größer ist, was sich daraus entnehmen läßt, daß die Steigung des Frequenzgangs bei 1/2S gleich Null ist. Das Signal wird im Bereich zwischen 0 und 1/2S angehoben, und es erfolgt keine Phasenumkehr im Bereich von 1/2S bis 1/S.

Die Fig. 10a zeigt die Antwortfunktion eines quadratischen Interpolationsfilters mit sieben Anzapfungen, das im allgemeinen dem Filter nach der weiter oben erwähnten US-Patentanmeldung Nr. 300,227 entspricht. Die sieben Anzapfungen sind gewichtet mit p, 0, 1/4-p, 1/2, 1/4-p, 0, ρ und haben einen gegenseitigen Abstand entsprechend dem Entfernungsmaß S. In der Fig. 10b sind.die Transformierten des Filters für p=0, -1/16 und -1/4 dargestellt. Für p=0 reduziert sich das Filter auf das mit drei Anzapfungen arbeit ende, Mittelwert-bildende Filter nach den Figuren 5a und 5h. Für negative Werte ρ bringt das Filter jedoch eine Signalanhebung mit positiver Phase im Bereich von fy=O bis etwa fy=±1/4S und eine Signalanhebung mit negativer Phase im Bereich von fy=ii/4S bis ii/2Sist. Daher ist dieses Filter nicht optimal für den Zweck, die Bildschärfe

zu "bewahren und gleichzeitig Bewegungseffekte zu dämpfen.

Es wurde bereits erwähnt, daß der Prozeß des Ausfilterns von ^ßaumfrequenzen nahe ii/2S unvermeidbar zur Dämpfung gewünschter Signalkomponenten führt, und zwar wegen der Charakteristika von Raumfrequenzfiltern. Dies ist zwar unerwünscht, führt jedoch nicht zu einer so großen Bildverschlechterung, wie man annehmen könnte. Der Grund hierfür ist ein psychovisuelles Phänomen, das sich als "Abdeckung der Raumfrequenzen des benachbarten Bandes" bezeichnen läßt. Dieses Phänomen führt dazu, daß Raumfrequenzinformation durch andere, denselben Bereich des Bildes einnehmende Raumfrequenzinformation verdeckt wird, wenn die Raumfrequenzen der beiden Informationen innerhalb einerh.alb einer Raumfrequenzoktave (Raumfrequenzverhältnis 2:1) auseinanderliegen. Die Fig. 11a veranschaulicht dieses Prinzip. Das RaumfrequenzSpektrum des gewünschten Signals ist durch eine Hüllkurve 1110 dargestellt, die sich von fy=O bis fast fy=1/2S erstreckt. Das um 1/S zentrierte Wiederhol- oder Rauschspektrum, das durch die Rasterabtastung mit einem Zeilenabstand S entsteht, ist der schraffierte Bereich unter der Hüllkurve 1112. Diejenigen Signalkomponenten, die nahe 1/4S liegen, werden durch Rauschkomponenten nahe 1/2S verdeckt, und die Signalkomponenten im Bereich von 1/4S bis 1/2S werden ebenfalls durch die Rauschkomponenten nahe 1/2S verdeckt, wobei die Verdeckung für die nahe 1/2S liegenden Signalkomponenten größer ist, weil diese Komponenten durch die weiter weg bei 1/S liegenden Rauschkomponenten verdeckt werden. In ähnlicher Weise werden die Rauschkomponenten im Bereich von 1/S bis 3AS durch die Signalkomponenten verdeckt. Die Komponenten im Raumfrequenzbereich von 1/4-S bis 3/4-S werden daher mit verminderter Sichtbarkeit wiedergegeben. Die Fig. 11b gilt für ein Bild, das . im Bereich von fy=1/3S bis 2/3S kein Signal enthält und daher nicht nur nicht schlechter als das der Fig. 11a zugrundeliegende Bild erscheint, sondern wergen seines begrenzten Spektrums tatsächlich besser, weil es Signalfre-

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quenzen im Bereich von 1/4S bis 1/3S gibt, die nicht verdeckt werden. Dieses Ergebnis ist wichtig, weil es anzeigt, daß sich Bilder einer fortlaufend abgetasteten Szene in ihrem Aussehen wenig unterscheiden, wenn die interpolierenden Filter das Signal im Frequenzbereich oberhalb 1/3S dämpfen. Die Filter nach Fig. 10 dämpfen jedoch das Raumfrequenzspektrum bereits bei 1/4S um 6dB, also über einen größeren Bereich, als es mit Rücksicht auf die "Verdeckung des benachbarten Bandes" erforderlich wäre.

Die Fig. 12 zeigt einen Empfänger für im Zeilensprung verschachtelte Fernsehsignale, der ein fortlaufend abgetastetes Bild unter Verwendung eines Interpolationsfilters erzeugt, das eine Antwortfunktion gemäß Fig. 9a hat. In der Anordnung nach Fig. 12 werden über Rundfunk gesendete KTSC-Signale, die einem Träger aufmoduliert sind, von einer Antenne 1210 aufgefangen und auf einen Tuner und ZF-Verstärker gegeben, die gemeinsam als Block 1212 dargestellt sind und worin die Signale auf eine Zwischenfrequenz (ZF) umgesetzt werden. Die ZF-Signale werden einer Steuerschaltung 1214 zur automatischen Verstärkungsregelung zugeführt, um die Verstärkung des Tuners und des ZF-Verstärkers zu beeinflussen.

Die ZF-Signale werden außerdem einem Detektor 1216 zugeführt, der durch Demodulation ein zusammengesetztes Farbfernsehsignal im Basisband erzeugt. Der die Toninformation des Signals enthaltende 4,5-MHz-Intercarrier wird auf einen Tonkanal gegeben, der einen Intercarrier-Verstärker 1218, einen FM-De-

30. modulator 1220, einen Tonverstärker 1222 und einen Lautsprecher 1224 enthält. Das Basisband-Fernsehsignal vom Detektor 1216 wird außerdem einer Synchronimpuls-Ab trennstufe 1226 angelegt, welche die Vertikal- und Horizontalsynchronsignale V und H abtrennt und außerdem ein Burst-Kennsignal BF erzeugt, das einer Burst-Torschaltung 1228 angelegt wird. Die Horizontal Synchronsignale H werden einer Schaltung 1230 zur automatischen Frequenz- und Phasenregelung (AFPR) zuge-

führt, um stabilisierte Horizontalsynchronsignale H zu erzeugen, die auf eine Untersetzerschaltung 1232 zur Frequenzteilung auf Vertikalfrequenz gekoppelt werden, wie es an sich bekannt ist. Die stabilisierten Horizontalsynchronsignale H werden außerdem einer Schaltung 1234· zugeführt, die ein Signal der zweifachen Horizontalfrequenz (2H) mit automatischer Frequenz— und Phasenregelung als Zeitsteuersignal für die mit doppelter Frequenz erfolgende fortlaufende Abtastung erzeugt. Die Signale von der Untersetzerschaltung 1232 werden einer Vertikalablenkschaltung 1236 zugeführt, die eine an einer Bildröhre 1240 sitzende Vertikalablenkwicklung 1238 ansteuert. Die von der AFPR-Schaltung 1234 gelieferten Signale der doppelten Horizontalfrequenz werden einer Horizontalablenkschaltung 1242 zugeführt, die eine Horizontalablenkwicklung 1244 an der Bildröhre 1240 ansteuert.

Das zusammengesetzte Videosignal (Videosignalgemisch) vom Detektor 1216 wird einer Leuchtdichte/Farbart-Trennschaltung 1246 zugeführt, worin die Leuchtdichtekomponente X von der Farbartkomponente C getrennt wird. Die Farbartkomponente wird auf die Burst-Torschaltung 1228 gegeben, die den Burst des Farbartsignals auf eine Schaltung 1248 zur Regeneration des Hilfsträgers koppelt. Der regenerierte Hilfsträger wird einem Farbart-Demodulator 1250 angelegt, der durch Synchrondemodulation die Komponenten I und Q des Farbartsignals im Basisband gewinnt.

Die Leuchtdichtesignale Y von der Trennschaltung 1246 werden auf eine Interpolationsfilter/Zeitpresser-Schaltung 1252 gegeben, die eine Antwortfunktion hat, wie sie mit 910 in Fig. 9a dargestellt ist. Die Schaltung 1252 enthält eine Kaskadenschaltung von vier Verzögerungsleitungen 1254-1260, deren jede eine Verzögerung H von ungefähr 63»5yus bewirkt, was einer Horizontalzeilenperiode beim NTSC-System entspricht. Anzapfungen 1262-1268 an der Verzögerungskaskade 1254-1260 koppeln Proben des verzögerten Leuchtdichtesig-

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nals auf zugeordnete 12-dB-Dämpfungsglieder, die als Blöcke 1269-1272 dargestellt sind.

12dB entspricht einem Amplitudenverhältnis von 1:4-, und daher erscheinen die Proben des Leuchtdichtesignals an den Ausgängen der Dämpfungsglieder 1269-1272 jeweils mit einer Amplitude, die gegenüber der Eingangs amplitude auf 1/4- reduziert ist. dieses Verhältnis entspricht dem Wert ρ = 1/4-in Fig. 9· Die Ausgangssignale der Dämpfungsglieder 127Ο und 1271 werden auf einen Addierer 1273 gegeben, um ein interpoliertes Signal zu bilden, das an einen Eingang eines Zeitpressers 1274- gelegt wird. Ein zweiter Eingang des Zeitpressers 1274- empfängt das Aus gangs signal einer Summierschaltung 1276, die ihrerseits an zwei invertierenden Eingangen die Ausgangssignale der Dämpfungsglieder 1269 und 1272 und an einem nicht-invertierenden Eingang das Ausgangssignal der Verzögerungsleitung 1256 empfängt. Das Signal, das von der Verzögerungsleitung 1256 auf den nichtinvertierenden Eingang der Summierschaltung 1276 gegeben wird, ist nicht gedämpft, weil für einen Wert von p=-1/4 der Wert oder Multiplikator 1/2-2P der mittleren Spitze der Antwortfunktion 910 gleich 1 ist (keine Dämpfung). Der Zeitpresser 1274· enthält eine Vielzahl von Verzögerungsleitungen, die gleichzeitige parallele Eingangssignale empfangen und zeitlich komprimierte sequentielle Ausgangssignale mit doppelter Frequenz liefern. Ein solcher Zeitpresser ist ausführlicher z.B. in der US-Patentschrift 4- 376 957 beschrieben.

Die Signale I und Q vom Demodulator 1250 werden ebenfalls auf jeweils einen Interpolator/Zeitpresser 1278 bzw. 1280 gegeben, die genauso aufgebaut sind wie die Schaltung 1252, Die zeitlich gepreßten interpolierten Signale T, I und Q von den Schaltungen 1252, 1278 und 1280 werden einer Matrizierschaltung 1282 angelegt, die daraus Farbsteuersignale E, G und B gewinnt ,welche einer Treiberschaltung 1284-Ansteuerung der Bildröhre 124-0 zugeführt werden.

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Die Fig. 13 zeigt eine Ausführungsform der Erfindung, die sich als Interpolator/Zeitpresser anstelle der Schaltung 1252 in Fig. 12 verwenden läßt. Die Anordnung nach Fig. 13a hat eine Antwortfunktion, wie sie bei 1301 in Fig. 13b gezeigt ist und die dem Filter nach Fig. 8 für p=-1/8 entspricht. In Fig. 13 wird das nicht-gepreßte Videosignal auf eine Kaskade von H-Verzögerungsleitungen 1310-1314 gegeben, deren jede eine Verzögerungszeit von ungefähr 62,5 /us hat. Dämpfungsglieder 1316 und 1318 mit Dämpfungsmaßen

von 18,06 dB(entspricht einem Wert p=1/8) sind mit dem Eingang der Verzögerungsleitung 1310 und mit dem Ausgang der Verzögerungsleitung 1314 gekoppelt. Weitere Dämpfungsglieder 1320 und 1323 mit einem Dämpfungsmaß von jeweils 4,08dB (entspricht dem Wert p=(1/2-p)=5/8) sind mit dem Verbindungspunkt der Verzögerungsleitungen 1310 und 1312 bzw. dem Verbindungspunkt der Verzögerungsleitungen 1312 und 1314 gekoppelt. Der Ausgang des Dämpfungsgliedes 1316 ist mit dem invertierenden Eingang und der Ausgang des Dämpfungsgliedes 322 mit dem nicht-invertierenden Eingang einer Sum- mierschaltung 1324 verbunden, und in ähnlicher Weise sind die Ausgänge der Dämpfungsglieder 1318 und 1320 mit dem invertierenden bzw. dem nicht-invertierenden Eingang einer Summierschaltung 1326 verbunden. Die Signale, die gleichzeitig an den Ausgängen der Summierschaltungen 1324 und 1326 erscheinen, werden auf den Eingang eines Zeitpresser 1374 gegeben, der diese beiden gleichzeitigen Eingangssignale aufnimmt und ein Ββςμβη^βΐΐββ, zeitlich gepreßtes Ausgangssignal erzeugt, das auf eine Matrizierschaltung 1280 gegeben werden kann, um es mit anderen Videosignalen zur Erzeugung von Bildröhr en-Ans teuer signal en zu verknüpfen.

Die Fig. 14 zeigt eine andere Ausführungsform der Erfindung, bei welcher eine vertikale Zeilenwobbelung angewandt wird, um ein effektiv fortlaufend abgetastetes Bild mittels In-' terpolation zu erzeugen, worin Zeilenkriecheffekte vermindert sind. Gemäß der Fig. 14- ist eine als Block 1412 dargestellte Schaltungsanordnung, die einen Tuner sowie ZF-

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und AVR-Schaltungen enthält,mit einer Antenne 1412 gekoppelt, um NTSC-Signale zu empfangen, die einem Träger aufmoduliert sind. Ein mit dem Ausgang der Anordnung 1412 gekoppelter Detektor 1416 demoduliert das NTSG-Signal, um ein Videosignalgemisch zu erzeugen, das an eine Synchronsignal-Ab trennstufe 1426 und an eine Y/C-Trenns chaltung 1446 gelegt wird. Die Synchronsignal-Abtrennstufe 1426 liefert ein Burst-Kennsignal BF, das gemeinsam mit dem Farbartsignal C von der Abtrennstufe 1426 auf eine Farbart-Verarbeitungseinheit 1450 gegeben wird, um Farbart-Komponentensignale I und Q zu erzeugen. Die Synchronsignal-Abtrennstufe 1426 liefert Horizontalsynchronsignale H, die einer auf Horizontalfrequenz arbeitenden AFPR-Schaltung 1430 zugeführt werden, worin Signale mit 15734,266 Hz erzeugt werden zur. Beaufschlagung einer auf Vertikal frequenz untersetzenden Schaltung 1432 und einer Horizontalablenkschaltung 1442. Die Horizontalablenkschaltung 1442 steuert eine an einer Bildröhre 1440 sitzende Horizontalablenkwicklung 1444 an. Die Untersetζerschaltung 1432 liefert Vertikalsteuersignale an eine Vertikalablenkschaltung 1436, welche eine Vertikalablentwicklung 1438 mit einem 60-Hz*- Signal ansteuert.

Das Farbartsignal 0 von der Y/C-Trennschaltung 1446 wird auf ein Filter 1452 gegeben, das den in Fig. 18 dargestellten Frequenzgang 1810 hat und das eine Kaskadenschaltung aus zwei H-Verzögerungsleitungen 1454 und 1456 enthält. Ein Dämpfungsglied 1460 empfängt ein Eingangssignal vom Ausgang der Verzögerungsleitung 1454 und liefert ein um den Faktor (1/2-p) gedämpftes Ausgangssignal. Ein weiteres Dämpfungsglied 1462 dämpft das Signal, das auch auf den Eingang der Verzögerungsleitung 1454 gegeben wird, um den Faktor p. Ein drittes Dämpfungsglied 1464 dämpft das vom Ausgang der Verzögerungsleitung 1456 kommende Signal ebenfalls um den Faktor p. Die Ausgangssignale der Dämpfungsglieder 1462 und 1464 werden jeweils gemeinsam mit dem Ausgangssignal des Dämpfungsgiiedes 1460 auf jeweils eine Sum-

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mierschaltung 1466 bzw. 1468 gegeben. Ein Schalter 1470 wählt abwechselnd die Ausgangssignale der Summierschaltungen 1466 und 1468 unter Steuerung durch eine Begrenzer- und Schaltersteuereinheit 1482 aus, wie es durch die gestrichelte Linie 1472 angedeutet ist. Das Ausgangssignal des Schalters 470 ist ein Leuchtdichtesignal T, das gemeinsam mit I- und Q-Signalen, die von I- und Q-Piltern 1476 und 1478 kommen, einer Matrizierschaltung 1480 angelegt wird.

Der Schalter 1470 wird durch die Steuereinheit 1482 mit einer !frequenz gesteuert, die ein geradzahliges Vielfaches der halben Horizontalablenkfrequenz ist. Bei der Ausführungsform nach Fig. 14 arbeitet die Schaltersteuereinheit mit dem 1024-fachen der halben Zeilenfrequenz, was etwas mehr als 8 MHz ist. Die gewünschte Schaltfrequenz wird durch eine phasensynchronisierte Schleife (PLL) aufrechterhalten, welche die Begrenzer- und S ehalt er st euer einheit 1482, einen als Frequenzteiler wirkenden Binärzähler 1482, eine Phasendetektor- und FiIterschaltung 1486 und einen Oszillator 1488 enthält. Ein Ausgang der Begrenzer- und Schaltersteuereinheit 1482 ist außerdem mit einer HiIfs-Vertikalablenkschaltung 1490 verbunden, die ihrerseits mit einer Hilfs-Vertikalablenkwicklung 1492 gekoppelt ist.

Wenn das Ausgangesignal der Begrenzer- und SchalterSteuereinheit 1482 in einem ersten Zustand ist, dann ist der Schalter 1470 in einer ersten Position, und die Hilfs-Vertikal ablenkschaltung 1490 erregt die HiI fs-Vertikal ablenkwicklung 1492, um den Strahl in der Bildrohre nach oben um eine Entfernung *j S abzulenken. Wenn der Ausgang der Begrenzer- und Schaltersteuereinheit 1482 im anderen Zustand ist, befindet sich der Schalter 1470 in der anderen Position, und der Strahl wird nach unten über eine Entfernung

•p S abgelenkt.

Die Steuerung des Schalters mit einer Frequenz, die einem geradzahligen Vielfachen der halben Zeilenfrequenz ent-

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T spricht, bewirkt, daß während jedes Zeilenintervalls vollständige Schaltperioden auftreten, so daß es keine fortschreitende Phasenverschiebung von Zeile zu Zeile gibt. Dies ist wünschenswert, um die in Fig. 15b dargestellten Abtastmuster zu erhalten. Die Pig. 15t> zeigt ein Abtastmuster, wie es entsteht, wenn die Hilfs-Vertikalablenkwicklung mit einem geradzahligen Vielfachen der halben Zeilenfrequenz angesteuert wird. In der Fig. 15b zeigen die durchgezogenen Linien die Abtastung ungerader Teilbilder, während die Abtastung gerader Teilbilder durch die gestrichelten Linien dargestellt ist. Man erkennt, daß die positiv gerichtete Ablenkung jeder Periode mit derjenigen der benachbarten Zeilen ausgerichtet ist, so daß bei jeder Horizontalablenkung effektiv zwei Zeilen abgetastet werden, die voneinander einen vertikalen Abstand S haben. Auf diese Weise wird die Anzahl der Zeilen für jedes Teilbild verdoppelt. Während der positiven Ausschläge jeder Abtastung, von denen einer mit 1510 in Fig. 15h bezeichnet ist, befindet sich der in Fig. 14 dargestellte Schalter 1470 in seiner linken Stellung, so daß das im Intervall ^Q-t^ dargestellte Ausgangssignal vom Eingang und Ausgang der Verzögerungsleitung 1454 in Fig. 14 abgeleitet wird. Während des nächsten Intervalls, von t^-t^, bewirkt die 8-MHz-Rechteckwelle einen negativ gerichteten Vertikalausschlag der HiIfsablenkung, und gleichzeitig steuert die SchalterSteuereinheit 1482 den Schalter 1470 in seine rechte Position (nicht dargestellt). In diesem Schaltzustand ist das Leuchtdichte-Ausgangssignal des Filters 1452 die Summe eines vom Eingang und eines vom Ausgang der Verzögerungsleitung 1456 abgeleiteten Signals. In dieser Weise wird die gewünschte Bildwiedergabefolge erhalten. Die Fig. 15a zeigt im Vergleich zur Fig. 15b das Muster einer herkömmlichen Ablenkung ohne Zeilenwobbelung.

Die Fig. 16 zeigt das Blockschaltbild eines Filters 1610, das eine Antwortfunktion entsprechend der Funktion 510 in

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Fig. 5b hat (Gewichtswerte 1/4, 1/2, 1/4- an den Anzapfungen), und das anstelle des Filters 14-52 (oder 14-76, 14-78) in Fig. 14- verwendet werden kann. Das dem Filter 1610 zugeführte Signal gelangt auf eine 1H-Verzögerungsleitung 1612 und außerdem über ein 12-dB-Dämpfungsglied 1614- auf einen ersten Eingang einer Summierschaltung 1618 und schließlich auch noch auf eine Klemme eines Schalters 1620. Der Schalter 1620 wird über eine Steuerleitung 14-72 mit einer Schalt frequenz von nominell 8MHz betrieben, wie es in Verbindung mit Fig. 14 beschrieben wurde. Das Ausgangssignal der Verzögerungsleitung 1612 wird über ein 12-dB-Dämpfungsglied 1616 auf einen zweiten Eingang der Summierschaltung 1618 gegeben. Das Ausgangssignal der Summierschaltung 1618 wird einer zweiten Klemme des Schalters 1620 zugeführt. Das umgeschaltete Leuchtdichtesignal vom Ausgang des Schalters wird auf die Matrizierschaltung 1480 (Fig. 14) gekoppelt, um es zur Bildwiedergabe in der weiter oben beschriebenen Weise zu verarbeiten.

Die Fig. 17 zeigt ein Filter 1700, das eine Antwortfunktion entsprechend der Funktion 910 in Fig. 9 hat und anstelle des Filters 1452 (1476, 1478) in Fig. 14 verwendet werden kann. Im Filter nach Fig. 17 wird das Eingangssignal auf eine Kaskadenschaltung von 1H-Verzögerungsleitungen 1710, 1717 gegeben und außerdem über ein Dämpfungsglied 1714- mit dem Gewichts faktor ρ auf einen Eingang einer Summierschaltung 1726. Das von der Verzögerungsleitung 1710 verzögerte Signal wird über ein Dämpfungsglied 1716 mit dem Gewichtsfaktor (1/2-2p) auf einen zweiten Eingang der Summierschaltung 1726 gegeben und außerdem über ein 12dB-Dämpfungsglied 17I8 auf einen nicht-invertierenden Eingang einer Summierschaltung 1724. Das Signal vom Ausgang der Verzögerungsleitung 1712 wird über ein 12dB-Dämpfungsglied 1720 auf einen zweiten Eingang der Summierschaltung 1724 gegeben und außerdem über ein Dämpfungsglied 1722 mit dem Gewichtsfaktor ρ auf einen Eingang der Summierschaltung 1726. Die Ausgänge der Summierschaltungen 1724 und 1726 sind mit

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den Klemmen eines Umschalters 1728 verbunden, der entweder die Summe zweier zueinander um 1H verzögerter und um 12dB gedämpfter Signale auswählt oder die Summe eines um 1H verzögerten und entsprechend dem Gewichtsfaktor (1/2-2p) gedämpften Signals mit zwei weiteren Signalen, deren eines unverzögert und deren anderes um 2H verzögert ist und die beide gemäß dem Gewichtsfaktor ρ gedämpft sind. Der Wert ρ kann negativ sein, wobei invertierende Eingänge der Summierschaltung 1726 zu benutzen wären. Das umgeschaltete Signal vom Schalter 1728 wird auf die Matrizierschaltung 1480 gegeben, wie es weiter oben beschrieben ist.

Wie es weiter oben in Verbindung mit Pig. 11 erläutert wurde, kann die scheinbare Qualität eines abgetasteten Bildes dadurch verbessert werden, daß man diejenigen Bildfrequenz- und Spiegelfrequenzkomponenten eliminiert, die der erwähnten "Verdeckung durch das benachbarte Band" unterliegen. Es handelt sich hierbei um Spektralkomponenten, die einander innerhalb einer Raumfrequenzoktave beabstandet sind. Die Fig. 18 zeigt das Raumfrequenzspektrum 1810 eines Filters, das bei den Raumfrequenzen 1/3S und 2/3S, die in einem Verhältnis von 2:1 zueinander stehen, eine Frequenzgangamplitude von 1/2 hat (entspricht -6dB). Bei der Raumfrequenz 1/2S ist die Amplitude des Filter-Frequenzgangs gleich Null, so daß das Zeilenkriechen eliminiert ist. Man stelle sich vor, daß durch zusätzliche Anzapfungen und damit zusätzliche Abschnitte des Filters eine rechteckförmig verlaufende Frequenzgangkurve erhalten wird, wie sie mit der gestrichelten Linie 1812 in Fig. 18 dargestellt ist, so daß ein noch besseres Bild wiedergegeben werden kann. Die Antwortfunktion eines Filters mit unendlich steiler Flanke zwischen Durchlaß- und Sperrbereich folgt einer (sin x)/x-Verteilung, wie sie mit der Kurve 1710 in Fig. 19 dargestellt ist. Die Kurve 1910 hat einen Hauptlappen 1912, einen negativen ersten Seitenlappen 1914, einen positiven ersten Seitenlappen 1916, positive und negative zweite Seitenlappen 1918, 1920, usw.. Die Kurve 1910 er-

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streckt sich nach links und recht "bis S=ic^>. Wenn die Antwortfunktion 1910 gemäß dem Faltungssatz mit einem Signal verknüpft ("gefaltet") wird, dann ergeben sich Vor- und Nachschwingungen im Ausgangssignal. Wird die Antwortfunktion 1910 z.B. mit einem gemäß einer Sprungfunktion verlaufenden Signal gefaltet, wie es mit 2010 in Fig. 20 gezeigt ist, dann hat das gefilterte Ausgangssignal, wie es bei 2020 gezeigt ist, eine sehr kurze Anstiegszeit, aber Vorschwingungs- und Nachschwingungs-Ausschläge wie z.B. 2022, 2024, 2026, 2028. Das heißt, man erhält zwar eine kurze Ansprechzeit, andererseits aber auch Verzerrungen des Bildsignals durch große Vor- und Nachschwingamplituden.

Das Auge ist für solche Vor- und Nachschwingungen sehr empfindlich. Wenn man diese Schwingungen durch Dämpfung oder andere Maßnahmen auf einen einzigen Vorschwinger und einen einzigen Nachschwinger begrenzt, wie es die Kurve 2120 in Fig. 21b zeigt, dann erscheint das Bild subjektiv besser als im Falle des Signals 2020 in Fig. 20b, obwohl die Steilheit des Sprungübergangs im Signal 2120 nicht so groß ist wie im Signal 2020. Derart reduzierte Schwingerscheinungen bekommt man, wenn man die (sin x)/x-Verteilung, welche die Impulsantwort des Filters als Funktion der vertikalen Entfernung beschreibt (also die "Antwortfunktion"des Filters darstellt), verkürzt.

Die verkürzte (sin χ)/x-Verteilung (2110 in Fig. 22a) kann benutzt werden, um die Einhüllende der Multiplikatoren für die Anzapfung eines Filters zu beschreiben, während der Abstand !zwischen den Anzapfungen durch das vertikale Entfernungsmaß S festgelegt ist. Dies ist in der Fig. 22b veranschaulicht, worin die Anzapfungen als Pfeile mit einer den jeweils passenden Multiplikator angebenden Amplitude eingezeichnet sind und das Entfernungsmaß S dem Absζissenmaß 3 TT^ /4- äquivalent ist. Es sei erwähnt, daß die in Fig. 22b eingezeichneten Gewichtsfaktoren oder Multiplikatoren der Anzapfungen nicht genau den Summenwert 1 ergeben. Es

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kann zweckmäßig sein, die Gewichtung abweichend von den wirklichen Werten der (sin x)/x-Funktion einzustellen, um die sich infolge der Verkürzung ergebenden Auswirkungen auf die Nullamplitude bei 1/2S und den Eins-Wert bei 1/S= 0 ergeben. Es hat sich gezeigt, daß zwischen einem Filter mit fünf Anzapfungen und einem Filter mit sieben Anzapfungen wenig Unterschiede hinsichtlich des Frequenzgangs bestehen. Um jeweils nur einen einzigen Vor- und Hachwinger zu erhalten, scheint es notwendig, die Gewichtsfaktoren der Anzapfungen monoton über den Hauptlappen zu vermindern und dann der Kurve über mindestens einen Teil des ersten Seitenlappens zu folgen, aber nicht weiter als über den ersten Seitenlappen. Wenn mehr Seitenlappen einbezogen werden, dann gibt es Einschwingerscheinungen im Ausgangssignal des Filters,.die bewirken, daß beidseitig eines Übergangs im Bild helle und dunkle Bereiche sichtbar werden. Erfindungsgemäße Interpolations filter führen also zu subjektiven Bildverbesserungen, wenn man die Gewichtsfaktor en oder Multiplikatoren der Anzapfungen entsprechend einer verkürzten (sin χ )/x-Ver teilung bemißt und die Grenzfrequenzen der Filter so wählt, daß der Bereich des benachbarten Bandes von fy=1/3S bis 2/3S gedämpft wird. Die Wahl des genauen Haßes der Dämpfung bei fy=1/3S und fy32/s zur Erzielung des besten Ergebnisses ist eine subjektive Entscheidung, eine Dämpfung von 6dB gegenüber einem flachen Frequenzgang scheint jedoch angemessen zu sein.

Feben den vorstehend beschriebenen und dargestellten Ausführungsformen sind natürlich auch andere Ausgestaltungen der Erfindung möglich. So können die verwendeten Schaltungen z.B. digital sein, indem man beispielsweise digitale Speicher anstelle der vorstehend beschriebenen Verzögerungsleitungen verwendet. Als Bildwiedergabegeräte können anstelle von Empfängern, die einen Tuner, ZF-Verstärker, usw. enthalten,auch Video-Monitoren verwendet werden. Auch läßt sich die Erfindung mit vielen anderen Frequenzgangen bzw. Antwortfunktionen von Filtern realisieren.

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Die Farbartkanäle können Interpolationsfilter enthalten, die sich von dem im leuchtdichtekanal benutzten Filter unterscheiden. So kann man für die Färbart-Filter p=0 wählen, weil die Raumfrequenz-Empfindlichkeit des Auges für die Farbart weniger empfindlich ist als für die Leuchtdichte, wie es auch durch die kleinere Bandbreite der I- und Q-Farbfernsehsignale relativ zum Y-Signal zum Ausdruck kommt. Auf diese Weise läßt sich der erforderliche Schaltungsaufwand vermindern.

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Claims (23)

Patentansprüche

1. Anordnung zur Erzeugung eines fortlaufend abgetasteten Fernsehbildes aus Zeilensignalen, die einem Bild entsprechen, das durch einen Raster abgetastet ist, in welchem Zeilen "gerader" Teilbilder einen vertikalen Abstand 2S voneinander haben und mit Zeilen "ungerader" Teilbilder derart verschachtelt sind, daß sie ihnen gegenüber einen Abstand S haben, gekennzeichnet durch:

eine Filtereinrichtung (1252) zur Raumfrequenzfilterung der Signale (Y) in einer vertikalen Richtung mit einem Filter, das ein Ausgangssignal für jede Entfernungsstufe und dadurch gleichzeitig eine Vielzahl gefilterter Zeilensignale für 3ede Zeile des ankommenden Signals erzeugt;

eine Wiedergabeeinrichtung (1274, 1282, 1284-, 1240), die mit der Filtereinrichtung gekoppelt ist, um die Vielzahl gefilterter Zeilensignale in benachbarten Zeilen des Bildrasters wiederzugeben. - 2 -

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Filtereinrichtung (1252) folgendes aufweist:

eine Einrichtung (1254-1260) zum Abfragen der Zeilensignale mit einer Vielzahl von Anzapfungen, die entsprechend der Raumfrequenz 1/S voneinander getrennt sind;

eine Multipliziereinrichtung (1269-1272), die mit jeder der Anzapfungen gekoppelt ist, um die an den Anzapfungen .erscheinenden Signale jeweils mit einem vorbestimmten Faktor zu multiplizieren, der auch gleich 0 sein kann;

eine Summiereinrichtung (1273, 1276), die mit den Ausgängen der Multipliziereinrichtung gekoppelt ist, um gleichzeitig die Vielzahl gefilterter Zeilensignale zu liefern,

und daß die FiItereinrichtung die Signalkomponenten der Raumfrequenz +1/2S auf den Wert 0 dämpft.

3. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Filtereinrichtung (1700) mindestens einen Teil der Signalkomponenten, die zwischen den Raumfrequenzen 0 und +1/2S liegen, auf eine Amplitude verstärkt, die höher ist als die Signalkomponente der Raumfrequenz 0, während im Bereich zwischen den Raumfrequenzen 0 und +1/S dieselbe Bildphase beibehalten bleibt.

4-, Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Multipliziereinrichtung (1316, 1318, 1320, 1322) mit jeder der Anzapfungen gekoppelt ist, um das von jeder der Anzapfungen erfaßte Signal mit jeweils einer Konstanten zu multiplizieren, und daß die Konstanten so gewählt sind, daß sich eine verkürzte (sin x)/x-Verteilung ergibt.

5· Anordnung nach AnspruchA, dadurch gekennzeichnet, daß die (sin x)/x-Verteilung hinter der zweiten Nullstelle der positiven Abszisse und hinter der zweiten Nullstelle der negativen Abszisse abgebrochen ist, so daß die Kon-

stanten den Hauptlappen, den ersten positiven Nebenlappen und den ersten negativen Nebenlappen der (sin x)/ Verteilung füllen,

6. Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Anzahl der Anzapfungen gleich 5 ist.

7. Anordnung nach Anspruch 4-, dadurch gekennzeichnet, daß die Anzahl der Anzapfungen gleich 7 ist.

8. Anordnung nach Anspruch 4-, dadurch gekennzeichnet, daß die Anzahl der Anzapfungen gleich 5 oder gleich 7 ist und daß das Filter Signale bei Raumfrequenzen zwischen 1/3S und 2/3S um ein Maß dämpft, das größer ist als 6dB, um die scheinbare Qualität des Bildes durch Eliminierung der Verdeckung des benachbarten Bandes zu verbessern.

9. Anordnung nach Anspruch 4-, gekennzeichnet durch eine solche Bemessung der Konstanten der Multiplizierschaltung, daß sie ausgehend von der mittleren Anzapfung in monotoner Weise gemäß dem Hauptlappen einer (sin x)/x Verteilung abnehmen. .

10. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet,

daß die Abfrageeinrichtung eine angezapfte Verzögerungseinrichtung (1254, 1256, 1258, 1260) aufweist, die mit einer Quelle des teilbildweise verschachtelt erscheinenden Videosignals gekoppelt ist, um an den Anzapfungen verzögerte Versionen des Videosignals erscheinen zu lassen, die sich in ihrer Verzögerung um ganzzahlige Vielfache einer Zeilenabtastperiode des Videosignals unterscheiden;

daß die Multipliziereinrichtung (1269, 1270, 1271, 1272) mit den Anzapfungen gekoppelt ist, um die Amplitude der verzögerten Videosignale in einer vorbestimmten Weise zu bemessen, so daß eine der Anzahl der An-

.1 zapfungen gleiche Anzahl bemessener Signal exemplar e

geliefert wird;

daß die Summiereinrichtung (1273, 1276) Summierschaltungen (1273, 1276) enthält, deren Anzahl gleich der Summe von 1 plus derjenigen Anzahl von Zeilen ist, die zwischen jedem p_aar von Zeilen jedes ankommenden Teilbildes interpoliert werden sollen, wobei jede der Stunniierschaltungen eine andere Gruppe der bemessenen Signalexemplare empfängt, um gleichzeitig Zeilen interpolationsgefilterter Videosignale zu erzeugen, wobei die zu jedem Zeitpunkt erzeugte Anzahl dieser Zeilen gleich der Anzahl der Summierschaltungen ist;

eine Parallel/Serien-Umwandlungseinrichtung (127*0, die mit der Summiereinrichtung gekoppelt ist, um die gleichzeitig erscheinenden interpolationsgefilterten Videosignale zeitlich nacheinander in einer vorbestimmten Zeitfolge weiterzugeben;

daß die Wiedergabeeinrichtung (1282, 1284, 1240) mit der Parallel/Serien-Umwandlungseinrichtung gekoppelt ist, um die zeitlich nacheinander gelieferten interpolationsgefilterten Videosignale in einer der erwähnten Zeitfolge entsprechenden Folge unterschiedlicher Vertikalpositionen wiederzugeben.

11. Anordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die angezapfte Verzögerungseinrichtung (1254·, 1256, 1258, 1260) eine Kaskadenschaltung mehrerer Verzögerungsleitungen ist.

12. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerungsleitungen (1254-, 1256, 1258, 1260) CCD-Verzögerungsleitungen sind.

13·. Anordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerungsleitungen (1254, 1256, 1258, 1260) Digitalspeicher sind.

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14·. Anordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, . daß die Multipliziereinrichtung (1269, 1270, 1271, 1272) aus Dämpfungsgliedern besteht.

15· Anordnung nach Anspruch 14-, dadurch gekennzeichnet, daß der Multiplikationsfaktor für eine Anzahl der verzögerten Videosignale, die kleiner ist als die erste Vielzahl, gleich 1 sein kann und daß derjenige Teil der Multipliziereinrichtung, der nit diesem Multiplikationsfaktor 1 multipliziert, einfach eine leitende Einrichtung ist.

16. Anordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Parallel/Serien-Umwandlungseinrichtung einen Umschalter (14-70) aufweist, der mit hoher Geschwindigkeit zwischen einem ersten und einem zweiten Ausgang der Summiereinrichtung umschaltet.

17· Anordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Summiereinrichtung (1276) invertierende Eingänge hat.

18. Anordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Parallel/Serien-Umwandlungseinrichtung eine zeitpressende Einrichtung (1274) aufweist, um sequentiell zeitlich gepreßte Signale mit doppelter Zeilenfrequenz zu erzeugen.

19. Anordnung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß die Wiedergabeeinrichtung (1282, 1284-, 124-0) ein mit der doppelten Zeilenfrequenz abgetastetes Bildgerät (1240) aufweist.

20. Anordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Bildwiedergabeeinrichtung (14A0, 14-38, 14-4-4-, 14-80, 14-92) eine Ablenkeinrichtung (14-4-4-) aufweist, um eine Vollablenkung der Abtastung des Bildes in

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Vertikalrichtung mit einer Geschwindigkeit zu bewirken, die kleiner ist als die Zeilengeschwindigkeit, und eine Hilfs-Vertikalablenkeinrichtung (11-92), um die Abtastung mit hoher Geschwindigkeit um ein relativ kleines Maß abzulenken.

21. Anordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die angezapfte Verzögerungseinrichtung (1710, 1712) eine erste und eine zweite 1H-Verzögerungsleitung (1710 und 1720) aufweist und mit Anzapfungen am Eingang und am Ausgang der ersten Verzögerungsleitung und am Ausgang der zweiten Verzögerungsleitung versehen ist zur Lieferung eines unverzögerten Videosignals, eines um 1H verzögerten Videosignals und eines um 2H verzögerten Videosignals;

daß die Multipliziereinrichtung ein erstes und ein zweites Dämpfungsglied (1714 und 1722) aufweist zur Dämpfung empfangener Signale um einen Faktor p, der ein vorbestimmter Bruchteil ist, wobei das erste Dämpfungsglied zum Empfang des unverzögerten Videosignals angeschlossen ist, um ein p-gedämpftes unverzögertes Videosignal zu liefern, und wobei das zweite Dämpfungsglied zum Empfang des um 2H verzögerten Videosignals angeschlossen ist, um ein p-gedämpftes 2H-verzögertes Videosignal zu liefern;

daß die Multipliziereinrichtung ferner ein drittes und ein viertes Dämpfungsglied aufweist zur Dämpfung empfangener Signale auf einen Bruchteil 1/^, wobei das dritte Dämpfungsglied zum Empfang des um 1H verzögerten Videosignals angeschlossen ist, um ein -12dB-gedämpftes 2H-verzögertes Videosignal zu liefern;

daß die Multipliziereinrichtung ferner ein auf den Bruchteil i/2-2p dämpfendes fünftes Dämpfungsglied (1716) aufweist, das zum Empfang des um iH-verzögerten Videosignals angeschlossen ist, um ein hauptsächliches

gedämpftes 1H-verzögertes Videosignal zu liefern; daß die Summiereinrichtung eine erste Summierschal-

tung (1724-) enthält, die mit dem dritten und dem vierten Dämpfungsglied gekoppelt ist, um das -i2dB-gedämpfte iH-verzögerte Videosignal und das ~12dB-gedämpfte 2H-verzögerte Videosignal zu empfangen, um ein erstes Suramen-Videosignal zu erzeugen, und daß die Summierungseinrichtung ferner eine zweite Summierungsschaltung (1726) aufweist, die zum Empfang des p-gedämpften unverzögerten Videosignals, des hauptsächlichen gedämpften 1H-verzögerten Videosignals und des p-gedämpften ■ 2H-verzögerten Videosignals angeschlossen ist, um. ein zweites Summen-Videosignal zu erzeugen.

22· Anordnung nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß das p-gedämpfte unverzögerte und das 2H-verzögerte Videosignal invertierenden Eingängen der zweiten Summierschaltung (1726) zugeführt werden.

23. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sie in einem Farbfernsehgerät realisiert ist, das zum Empfang von Fernsehsignalen ausgelegt ist, die repräsentativ für die teilbildweise im Zeilensprung verschachtelte Rasterabtastung sind, zur Bildwiedergabe in fortlaufender Abtastung, wobei die Filtereinrichtung folgendes aufweist:

eine Leuchtdichte-Abfrageeinrichtung (1254, 1256, 1258, 1260), die zum Empfang einer Leuchtdichtekomponente (Y) der Fernsehsignale angeschlossen ist, um diese Komponente an einer Vielzahl von Leuchtdichte-Anzapfungen abzunehmen, die entsprechend einer Raumfrequenz 1/S voneinander beabstandet sind, wobei S das Maß der Abstände zwischen den Rasterzeilen eines Teilbildes und den räumlich benachbarten Rasterzeilen eines zeitlich benachbarter Teilbildes ist; eine Leuchtdichte-Multipliziereimdchtung (1269, 1270, 1271, 1272), die mit jeder der Leuchtdichte-Anzapfungen gekoppelt ist, um das ars diesea Anzapfungen abgenommene Signal mit jeweils einer Konstanten zu multiplizieren; - 8 -

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eine Leuchtdichte-Summierungseinrichtung (1276, 1273), die mit der Leuchtdichte-Multipliziereinrichtung gekoppelt ist, um deren Ausgangssignale in einer solchen Weise zu summieren, daß Signalkonrponenten einer in Vertikalrichtung gesehenen Raumfrequenz von -1/2S auf 0 gedämpft werden;

eine Farbart-Abfrageeinrichtung, die zum Empfang einer die Farbart darstellenden Komponente der Fernsehsignale ausgelegt ist, um diese Komponente an ei-η er Vielzahl von Anzapfungen abzunehmen, die entsprechend der Raumfrequenz 1/S voneinander getrennt sind;

eine Farbart-Multipliziereinrichtung, die mit jeder der Farbart-Anzapfungen gekoppelt ist, um die an den Farbart-Anzapfungen abgenommenen Signale jeweils mit einer Konstanten zu multiplizieren j

eine Farbart-Summierungseinrichtung, die mit der Farbart-Multipliziereinrichtung gekoppelt ist, um deren Ausgangssignale in einer derartigen Weise zu summieren, daß Signalkomponenten einer in Vertikalrichtung gesehenen Raumfrequenz von ^1/2S auf 0 gedämpft werden,

und daß sich zumindest eine der Farbart-Anzapfungen von der Vielzahl der Leuchtdichte-Anzapfungen unterscheidet und daß sich die Farbart-Konstanten von den Leuchtdichte-Konstanten unterscheiden, so daß die Leuchtdichte-Filterung und die Farbart-Filterung unterschiedliche Charakteristika haben.