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Elektronisch gesteuertes Zündsystem
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Die Erfindung betrifft ein elektronisch gesteuertes Zündsystem mit
einem induktiven Zündimpulsgeber zur Erzeugung eines Steuersignals.
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Die heutigen Motoren in Serienfahrzeugen sind auf bestimmte maximale
Drehzahlen ausgelegt, deren Überschreitung verhindert werden muß, um Schaden an
der Maschine zu vermeiden. Eine gebräuchliche Art der Drehzahlbegrenzung ist der
Kurzschluß der Sekundärwicklung ab einer vorgegebenen Drehzahlschwelle. Die dadurch
ausbleibenden Zündungen verursachen einen Drehzahlabfall.
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Zur Erfassung der Abschaltdrehzahl dient dabei die Auslenkung eines
Fliehgewichtes, welches auf dem Verteilerfinger angebracht ist. Die Zündhochspannung
wird dem F1iehkraftsystem zugeführt und bis an die Spitze des ausgerückten Fliehgewichts
geleitet. Mit steigender Drehzahl überwindet die Fliehkraft eine Rückhaltefederkraft,
und das Fliehgewicht rückt proportional der Drehzahl aus. Das ausgerückte Fliehgewicht
wandert mit ansteigender Drehzahl auf einen festen, mit Masse verbundenen Anschlag
zu und erreicht diesen bei der Abschaltdrehzahl. Dabei springt der Hochspannungsfunke
von der weit ausgerückten Spitze des Fliehgewichts auf den mit Masse verbundenen
Anschlag über, so daß die sekundärseitige Hochspannung an der Zündspule kurzgeschlossen
wird.
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Dieses bekannte Abschaltsystem benötigt jedoch eine aufwendige Mechanik
und muß gewartet werden. Ferner ist es korrosionsanfällig und verschmutzt leicht
Daher liegt der vorliegenden Erfindung die Aufgabe zugrunde, ein elektronisch gesteuertes
Zündsystem anzugeben, bei dem auf sehr einfache Weise und ohne externe Kondensatoren
mit einer hohen Genauigkeit eine Drehzahlbegrenzung erwirkt wird.
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Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß Schaltungsmittel
vorhanden sind, durch die die Zündung unterbunden wird, sobald das Steuersignal
(1+ bzw. I-) eine einstellbare Referenzspannung (URef) erreicht.
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Dies kann in vorteilhaften Weiterbildungen dadurch geschehen, daß
das drehzahlabhängige Steuersignal des Zündimpulsgebers (I- oder 1+) in einem Komparator
mit einer einstellbaren Referenzspannung (URef) zur Erfas sung der vorgegebenen
Abschaltdrehzahl verglichen wird.
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Eine dem Komparator nachgeschaltete Elektronik verhindert entweder,
daß primärseitig Ladestrom durch die Zündspule fließen kann oder daß zum Zündzeitpunkt
der primärseitige Stromfluß abgeschaltet wird, wodurch in beiden Fällen die Zündung
unterbunden wird.
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Das erfindungsgemäße, elektronisch gesteuerte Zündsystem hat den wesentlichen
Vorteil, daß keine mechanischen Teile mehr verwendet werden, so daß dieses Zündsystem
wartungsfrei und störunanfällig ist.
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Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt
und werden im folgenden näher beschrieben:
L's zeigen: Figur 1 Ein
Blockschaltbild zur elektronisch gesteuerten Drehzahlbegrenzung in der Ausführung,
daß kein Primärspulenstrom fließt, wenn die Abschaltdrehzahl überschritten wurde.
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Figur 2 Diagramme über Spannungsverläufe und den primärseitigen Stromverlauf
in der Zündspule gemäß dem Blockschaltbild in Figur 1.
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Figur 3 Ein Blockschaltbild zur elektronisch gesteuerten Drehzahlbegrenzung
in der Ausführung, daß kein Zündvorgang eingeleitet wird, wenn die Abschaltdrehzahl
überschritten wurde.
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Figur 4 Diagramme über Spannungsverläufe und den primärseitigen Stromverlauf
in der Zündspule gemäß dem Blockschaltbild in Figur 3.
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Figur 5 Eine Detailschaltung des Blockschaltbildes gemäß Figur 3.
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fine elektronische Drehzahlbegrenzung für Zündsysteme, die von einem
Induktivgeber ang-esteuert werden, kann entsprechend dem Blockschaltbild von Figur
1 realisiert werden. Hierbei ergibt sich die Drehzahlinformation aus der Spitzenspannung
des vom Zündimpulsgeber gewonnenen Steuersignals (I-) gemäß Figur 2c.
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Das Blockschaltbild gemäß Figur 1 enthält einen Komparator K zum Vergleich
einer Referenzspannung URef mit dem Steuersignal (1-). Hierzu ist an den (+)-Eingang
des Komparators K der Abgriff eines Spannungsteilers aus dem Widerstand R1 und dem
Potentiometer P2 angeschlossen.
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Für die vorgegebene Abschaltdrehzahl stellt man das Potentiometer
P2 so ein, daß am (+)-Eingang des Komparators K bei der Abschaltdrehzahl eine Spannung
(J1 erreicht wird, die mindestens so groß ist wie die Referenzspannung URef Es gilt
dann die Beziehung: U1 = URef = (I-) bei Abschaltdrehzahl R1 + 1 P2 Figur 2a zeigt
den Verlauf des (I+)-Signals. aus dem das mäanderförmige Signal UIN in Figur 2b
in üblicher Weise mit Hilfe eines nicht dargestellten Komparators abgeleitet wird.
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Zündsysteme nach dem Stand der Technik steuern mit diesem Signal U
IN die Leistungsendstufe an. Für UlN High kann Strom in die Primärspule fließen.
Mit der High/Low-Flanke wird der Primärspulenstrom Ipr abrupt abgeschaltet und die
Zündung eingeleitet.
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Die Figur 2c zeigt - wie bereits erwähnt - den Verlauf des (I-)-Signals,
welches um 1800 phasenverschoben ist gegenüber dem (f+)-Signa und welches - je nach
nelastung - eine kleinere Amplitude haben kann. Dieses (I-)-Signal wird auf den
(+)-Eingang des Komparators K in Figur 1 gegeben und als Drehzahl information ausgewertet
Beim Überschreiten der Abschaltdrehzahl überschreitet die Spannung U1 die Spannung
URef am Komparator K, so daß am Ausgang des Komparators K der Setzimpuls UK gemäß
Figur 2d für die angeschlossene bistabile Kippstufe (FF) entsteht. Der Rücksetzimpuls
UD für die bistabile Kippstufe (FF) wird mittels einer Inverterstufe und durch Differentiation
der High/Low-Flanke des
Signals UIN abgeleitet und ist in Figur
2e dargestellt.
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Der Rücksetzimpuls UD ergibt sich somit am Ausgang des Differenziergliedes
D, auf dessen Eingang über den Inverter INV das Eingangssignal UIN gegeben wird.
Somit entsteht am Ausgang Q der bistabilen Kippstufe (FF) ein Signal UFF, das Figur
2f zeigt. Mit diesem Signal UFF wird der Transistor T gemäß Figur 1, der mit seiner
Basiselektrode an den Ausgang der bistabilen Kippstufe (FF) angeschlossen ist, angesteuert.
An den Kollektor des Transistors T ist INV1 über den Widerstand R das signal I an
gelegt.
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Für UFF = High ist der Transistor T leitend, d. h. es ergibt sich
ein Spannungsverlauf von UOUT am Kollektor des Transistors T wie ihn die Figur 2g
zeigt.
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Wie sich aus dem Diagramm der Figur 2g ergibt, unterscheidet sich
das Signal UOUT vom Signal UIN gemäß Figur 2b dadurch, daß es beim Überschreiten
der vorgegebenen Abschaltdrehzahl so lange auf Low bleibt, bis die Abschaltdrehzahl
wieder unterschritten wird. Dies hat für den Primärstrom Ipr zur Folge daß ab der
eingestellten Drehzahlschwelle der Stromfluß durch die Primärspule verhindert wird,
so daß die Zündung unterbunden wird.
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Mit dem Schalter S1 an der Basis des Transistors T in Figur 1 läßt
sich die Funktion der Drehzahl begrenzung ein- bzw. abschalten.
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Bei der Abschaltung wird der Schalter S1 geschlossen und damit die
Basis-Emitter-Strecke des Transistors T kurzgeschlossen, so daß dann das Signal
UOUT identisch mit dem Signal UIN ist.
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Das Blockschaltbild der Figur 3 stellt eine Variante der zuvor beschriebenen
Schaltung dar. Hierbei wird
verhindert, daß zum Zündzeitpunkt der
primärseitige Stromfluß abgeschaltet wird, um dadurch die Zündung zu unterDinden.
Die Drehzahlinformation ergibt sich hierbei aus der Spitzenspannung des vom Zündimpulsgeber
gewonnenen Steuersignals (I+j gemäß Figur 4a.
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Das Blockschaltbild gemäß Figur 3 enthält einen Komparator K zum Vergleich
einer Referenzspannung URe£ mit dem Steuersignal (I+). Hierzu ist an den (+)-Eingang
des Komparators K der Abgriff eines Spannungsteilers aus dem widerstand R1 und dem
Potentiometer P2 angeschlossen.
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Für die vorgegebene Abschaltdrehzahl stellt man das Potentiometer
P2 so ein, daß am (+)-Eingang des Komparators K eine Spannung anliegt, die mindestens
so groß ist wie die Referenzspannung URef Es gilt dann die Beziehung: U1 - URef
= (I+) bei Abschaltdrehzahl :f R1 +1 P2 Figur 4a zeigt den Verlauf des (I+)-Signals
.wUs dem das mäanderförmige Signal UIN in Figur 4b in üblicher Weise aogeleitet
wird.
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Beim Überschreiten der Abschaltdrehzahl überschreitet die Spannung
U1 am Abgriff des Spannungsteilers die Spannung URef am Komparator K, so daß am
Ausgang des Komparators K der Setzimpuls UK gemäß Figur 4d für die angeschlossene
bistabile Kippstufe (FF) entsteht. Der Rücksetzimpuls UD für die bistabile Kippstufe
(FF) wird durch Differentiation der Low/High-Flanke aus dem -Signal UIN abgeleitet
und ist in Figur 4e dargestellt.
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Der Rücksetzimpuls UD ergibt sich somit am Ausgang des
Differenzierglieds
D. Somit entsteht am Ausgang Q der bistabilen Kippstufe (FF) ein Signal UFF, das
Figur 4f zeigt. Dieses Signal UFF wird dem einen Eingang des nachgeschalteten ODER-Gatters
G zugeführt, dessen anderer Eingang vom Signal UIN angesteuert wird.
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Für FF = High entsteht am Ausgang des ODER-Gatters ebenfalls ein High-Pegel,
für UFF = Low entsteht am Ausgang das Signal UIN D. h., es ergibt sich ein Spannungsverlauf
von UOUT am Ausgang des ODER-Gatters G wie ihre die Figur 4g zeigt.
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Wie sich aus dem Diagramm der Figur 4g ergibt, unterscheidet sich
das Signal UOUT vom Signal UIN gemäß Figur 4b dadurch, daß es beim Überschreiten
der vorgegebenen Anschaltdrehzahl so lange auf High bleibt, bis die AbschalGdrehzahl
wieder unterschritten wird. Dies hat für den Primärstrom Ipr gemäß Figur 4h zur
Folge, daß der Primärstrom so lange nicht mehr unterbrochen wird, bis die Abschaltdrehzahl
wieder unterschritten wird. Folglich treten erst wieder Zündungen auf unterhalb
der Abschaltdrehzahl. Im allgemeinen wird Ipr während dieser Zeitspanne auf einen
zulässigen Maximalwert ansteigen und dort durch e-ine Primärstrombearenzungsschiltung
verharren. die sich heute in allen modernen Zündschaltgeräten befindet.
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Mit dem Schalter 2 am Setzeingang der bistabilen Kippstufe (FF) läßt
sich die Funktion der Drehzahlbegrenzung ein- bzw. abschalten. Bei der Abschaltung
wird der Schalter S2 gescnlossen und das Setzsignal für die bistabile Kippstufe
(FF) unterdrückt. so daß das Signal UOUT am Ausgang des ODER-Gatters G identisch
mit dem Signal UIN ist.
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Das Detailschaltbild in Figur 5 entspricht im wesentlichen dem Blockschaltbild
in Figur 3. Dabei besteht der Komparator K in Figur 3 aus den Transistoren T1, T2,
T3, T4 und T5 sowie dem Widerstand R4. Die Transistoren T4 und T5 arbeiten in DifEerenzuerstsirkerschal
tung. In den Kollektorzweigen von T4 bzw. T5 sind die Transistoren T1 und T2, die
als Stromspiegelschal tung arbeiten, angeordnet.
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Die Referenzspannung an der Basis des Transistors T4 wird ain Spannungsteiler
aus den Widerständen R1, R2, R3 gewonnen. Das Steuersignal (I+) gelangt über den
Widerstand R5 und die Diode D1 zur Basis des Transistors T5.
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Die Diode D2 dient zur Unterdrückung der negativen Anteile des Steuersignals.
Mit dem Potentiometer P2 wird die Spannung U1 am positiven Eingang des Komparators
so eingestellt, daß bei der gewünschten Abschaltdrehzahl U1 = URef gilt.
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Der Ausgang des Komparators K wird vom Kollektor des Transistors T3
gebildet. Der Transistor T ist über deii Widerstand R6 mit dem Setzeingang - der
Basis des Transistors T6 - der nachgescha-lteten bistabilen Kippstufe (FF) bestehend
aus den Transistorerl T6 und T7 sowie den Widerständen R7 R8, R9, R10 und R11 verbunden.
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Der Transistor T3 ist mit seiner Basis an die Kollektoren der komplementären
Transistoren T2 und T5 angeschlossen und liegt mit seinem Emitter, ebenso wie die
Emitter der Transistoren T1 und T2, am Versorgungspotential V1.
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Die Transistoren T6 und T7 der bistabilen Kippstufe sind über die
Kollektorwiderstände Rg bzw. R10 mit einem weiteren Versorgungspotential V2 verbunden.
Der
Kollektor jedes Transistors T6 bzw. T7 ist über einen Widerstand
R8 bzw. R11 jeweils an die Basis des anderen 'I'ransistors angeschlossen.
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Das aus dem Steuersignal (I+) gewonnene mäanderförmige Signal UlN
wird einem Differenzierglied - bestehend aus dem Kondensator C1 und dem Widerstand
R15 - zugeführt.
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Das differenzierte Signal UD wird über die Diode D3 auf den Rücksetzeingang
- der Basis des Transistors T7 -der bistabilen Kippstufe (FF) gegeben.
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I)er Ausgang der bistabilen Kippstufe (FF) - der Kollektor des Transistors
T7 - steuert über den Widerstand R12 einen Eingang des nachgeschalteten ODER-Gatters
an, das aus den Transistoren T8, T9 und T10 sowie den Widerständen R12, R13, R14
und R16 besteht.
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Die Transistoren T8 und T9 des ODER-Gatters sind an den Kollektorelektroden
miteinander verbunden und über den Widerstand R13 an das Versorgungspotential V2
angeschlossen. Zur Realisierung der ODER-Funktion muß das Signal an den Kollektoren
der Transistoren T8 und Tg iiber den nachgeschalteten Transistor 'rlO invertiert
werden.
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Dem anderen Eingang des ODER-Gatters - der Basis des Transistors Tg
- wird das Signal UlN über den Widerstand R16 zugeführt. Das Ausgangssignal UOUT
am Kollektor des Transistors T10 steuert die Leistungsendstufe des Zündsystems an.
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Abweichend vom Blockschaltbild in Figur 3 läßt sich auch der Schalter
S2 am einen Eingang des ODER-Gatters, der Basis des Transistors T8, anschließen.
Bei geschlossenem Schalter S2 bleibt der Transistor T8 gesperrt, so daß das Signal
U das dem anderen Eingang (T9) des ODER-Gatters zugeführt wird, mit dem Ausgangssignal
UOUT
übereinstimmt.
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Bei einer geeigneten Ausführungsform handelt es sich bei den Transistoren
T1, T2, T3 um PNP-Transistoren, während die Transistoren T4 bis T10 NPN-Transistoren
sind.
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