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Stand der Technik:
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Es ist bekannt (DE-OS 2 244 781), bei Zündanlagen für Brennkraftmaschinen
Integrationsvorrichtungen mit einem Xondensator vorzusehen, der in definierter Weise
entladen und aufgeladen wird, um eine Änderung der Offenzeit und der Schliesszeit
des elektronischen Unterbrechers im Primärkreis der Zündspule gegenüber dem Steuer-Tast-Verhältnis
eines Gebers bzw. einer Geberanordnung zu bewirken.
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Diese bekannte Zündanlage kann insofern nicht voll befriedigen, als
bei ihr der Schliesswinkel bei zunehmender Drehzahl merklich ansteigt und bei hohen
Drehzahlen schliesslich Werte erreicht, bei denen keine einwandfreie Zündung mehr
gewährleistet ist, da die Offenzeit, in der sich auf der Sekundärseite der Zündspule
der Zündfunke ergibt, zu stark verkürzt ist.
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Es ist auch bereits vorgeschlagen worden, bei Zündanlagen für Brennkraftmaschinen
zwei monostabile Kippschaltungen vorzusehen, deren Ausgangssignale über eine logische
Schaltung miteinander verknüpft werden, um eine Integrationsvorrichtung im Sinne
einer Auf integration oder einer Ab integration zu
steuern, wobei
die Integrationsspannung dazu verwendet wird, das Kippzeitintervall einer der beiden
monostabilen Kippschaltungen in dem gewünschten Sinne zu beeinflussen.
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Diese Lösung ermöglicht eine Regelung auf eine im wesentlichen konstante
Schliesszeit im gesamten Drehzahlbereich einer mit der Zündanlage ausgerüsteten
Brennkraftmaschine. Andererseits ist bei der früher vorgeschlagenen Zündanlage der
Schaltungsaufwand relativ gross, solange keine integrierten Halbleiterschaltungen
verwendet werden, die jedoch nur bei grossen Stückzahlen kostengünstig sind.
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Im wesentlich dasselbe gilt auch für eine andere, früher vorgeschlagene
Zündanlage, bei der die Auf- und Abintegration an einer der Steuerung der Schliesszeit
dienenden Integrationsvorrichtung mit Hilfe eines Komparators gesteuert wird, der
bei Erreichen eines vorgegebenen Signalpegels in der Integrationsvorrichtung eine
zusätzliche Ladestromquelle zuschaltet.
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Aufgabe der Erfindung: Ausgehend vom Stande der Technik liegt der
Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine verbesserte Zündanlage für eine Brennkraftmaschine
anzugeben, bei der sich der Schliesswinkelverlauf unter Verwendung von in ihrer
Wirkung leicht überschaubaren, rückwirkungsfreien Funktionsgruppen, die sich ohne
weiteres aus diskreten Bauelementen aufbauen lassen, in einfacher Weise den Erfordernissen
anpassen lässt, wobei die Möglichkeit besteht, eine Mindestschliesszeit und eine
Mindestoffenzeit
vorzugeben.
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Diese Aufgabe wird durch eine erfindungsgemässe Zündanlage mit den
Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst.
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Vorteile der Erfindung: Die Zündanlage gemäss der Erfindung bietet
den wesentlichen Vorteil, dass mittels einfach und billig aufgebauter Baugruppen,
die ohne weiteres aus diskreten Bauelementen aufgebaut werden können, eine Steuerung
der Schliesszeit ermöglicht wird, derart, dass die Schliesszeit konstant und unabhängig
von der Drehzahl der mit der Zündanlage ausgerüsteten Brennkraftmaschine wird, wobei
mit geringem zusätzlichen Aufwand auch eine Mindestschliesszeit und/oder eine Mindestoffenzeit
gewährleistet werden kann. Ausserdem sind die einzelnen Baugruppen einer Zündanlage
gemäss der Erfindung in ihrer Funktion weitgehend unabhängig voneinander und leicht
zu berechnen, so dass die erfindungsgemässe Zündanlage jederzeit leicht entsprechend
den bei einer bestimmten Brennkraftmaschine gegebenen Anforderungen dimensioniert
werden kann.
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Zeichnung: Weitere Einzelheiten und Vorteile der Erfindung werden
nachstehend anhand von bevorzugten Ausführungsbeispielen in Verbindung mit einer
Zeichnung noch näher erläutert und/oder sind Gegenstand von Unteransprüchen. Es
zeigen: Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Zündanlage gemäss der Erfindung;
Fig.
2 ein Schaltbild einer ersten Ausführungsform einer Zündanlage gemäß der Erfindung.
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Fig 3 ein Diagramm mit verschiedenen charakteristischen Signalverläufen
der Zündanlage gemäss Fig. 2; Fig. 4 ein Schaltbild einer zweiten bevorzugten Ausführungsform
einer Zündanlage gemäss der Erfindung; Fig. 5 ein Diagramm mit verschiedenen charakteristischen
Signalverläufen der Zündanlage gemäss Fig. 4; Fig. 6 ein Blockschaltbild einer weiteren
bevorzugten Ausführungsform einer Zündanlage gemäss der Erfindung; Fig. 7 ein Schaltbild
der Zündanlage gemäss Fig. 6; Fig. 8 ein Diagramm mit verschiedenen charakteristischen
Signalverläufen der Zündschaltung gemäss Fig. 6 und 7.
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Beschreibung der Erfindungsbeispiele: Im einzelnen zeigt das Blockschaltbild
gemäss Fig. 1, dass bei einer bevorzugten Ausführungsform einer Zündanlage gemäss
der Erfindung eingangsseitig zunächst ein Geber 1-0 vorgesehen ist, der vorzugsweise
als kontaktloser Geber, beispielsweise als induktiver Geber, ausgebildet sein kann.
Der Ausgang des Gebers 10 ist mit dem Eingang einer Eingangs-Triggerschaltung bzw.
eines Schwellwertschalters 12 verbunden.
Der Schwellwertschalter
12 dient dazu, aus der im allgemeinen mehr oder weniger oberwellenhaltigen Wechselspannung
am Ausgang des Gebers 10 ein Steuersignal zu erzeugen, welches die Form einer Rechteckimpulsfolge
mit einem vorgegebenen Steuer-Tast-Verhältnis t/T aufweist, wobei (vgl. z.B. Fig.
3a) T = Periodendauer des Steuersignals und t = Dauer der positiven Impulse des
Steuersignals.
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Das Steuersignal vom Ausgang des Schwellwertschalters 12 wird einerseits
einer monostabilen Kippschaltung 14 mit einem fest vorgegebenen Kippzeitintervall
t1 und andererseits dem Eingang einer Integrationsvorrichtung 16 zugeführt. Die
Integrationsvorrichtung 16 enthält,wie in dem Blockschaltbild geraaiss Fig. 1 angedeutet,
einen Kondensator C, der aus einer Ladestromquelle 18 aufladbar und mittels einer
Entladestromquelle 20 entladbar ist, wobei mit Hilfe der Ladestromquelle 18, die
eine erste Signalquelle darstellt, dem Kondensator C ein Ladestrom 1A zuführbar
ist, während der Kondensator C durch die Entladestromquelle 20, die eine zweite
Signalquelle darstellt, mit einem Strom 1E entladbar ist.
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Der Ausgang der Integrationsvorrichtung 16 ist - gegebenenfalls über
eine Treiberschaltung 22 mit dem Eingang einer Endstufe 24 verbunden, die üblicherweise
einen Leistungstransistor, insbesondere eine Darlington-Transistorschaltung, als
elektronischen Unterbrecher im Primärkreis einer Zündspule 26 aufweist, welche sekundärseitig
- gegebenenfalls über einen Unterbrecher (nicht dargestellt) - der Steuerung einer
Funkenstrecke 28 dient.Dabei ist die Ladestromquellel8 über einen von der Kippschaltung
14 gesteuerten Schalter S mit dem Kondensator C verbindbar Die Zündanlage mit dem
vorstehend anhand des Blockschaltbildes gemäss Fig. 1 beschriebenen Aufbau kann
auf unterschiedliche
Weise beschrieben werden, wie dies nachstehend
in Verbindung mit den Schaltungen gemäss Fig. 2 und 4 noch näher erläutert werden
wird.
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Betrachtet man zunächst das in Fig. 2 gezeigte Detailschaltbild der
wesentlichen Teile einer bevorzugten Ausführungsform einer Zündanlage gemäss der
Erfindung, dann wird deutlich, dass auch dort eingangsseitig zunächst wieder ein
Geber 10 vorgesehen ist, der einerseits an Bezugspotential und andererseits über
die Serienschaltung eines Widerstandes R1, zweier Dioden D1 und D2 und eines weiteren
Widerstandes R2 an eine positive Speisespannung +U angeschlossen ist, die normalerweise
eine aus der Batteriespannung eines mit der Zündanlage ausgerüsteten Kraftfahrzeuges
abgeleitete sterilisierte Spannung ist. Dabei sind die beiden Dioden D1 und D2 für
die positive Speisespannung +U in Durchlassrichtung gepolt. Der gemeinsame Verbindungspunkt
A des Widerstandes Rl und der Anode der Diode D1 bildet den Eingang des Schwellwertschalters
12, der beim Ausführungsbeispiel als modifizierter Schmitt-Trigger ausgebildet ist.
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Im einzelnen weist der Schwellwertschalter 12 einen Einqangstransistor
T1 und einen Ausgangstransistor T2 auf, wobei die Basis des Eingangstransistors
einerseits mit dem Schaltungspunkt A und andererseits über einen Kondensator C1
mit Bezugspotential verbunden ist. Der Emitter des Eingangstransistors T1 ist über
eine Diode D3 mit dem Emitter des Ausgangstransistors T2 und ausserdem mit dem einen
Anschluss eines Widerstandes R3 verbunden, dessen anderer Anschluss an Bezugspotential
liegt. Die Kollektoren der beiden Transistoren T1 und T2
sind über
jeweils einen Widerstand R4 bzw. R5 mit Speisespannung +U verbunden. Ausserdem ist
der Kollektor des Eingangstransistors T1 über die Serienschaltung zweier Dioden
D4, D5 und eines Widerstandes R6 mit der Basis des Ausgangstransistors T2 verbunden,
die ausserdem über einen Widerstand R7 mit Bezugspotential verbunden ist. Der Kollektor
des Ausgangstransistors T2 des Schwellwertschalters 12 ist über eine Zenerdiode
ZD1 mit dem Eingang B der monostabilen Kippschaltung 14 und außerdem über einen
Inverter 30 mit dem Eingang des Integrators 16 verbunden.
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Die monostabile Kippschaltung 14 besitzt einen Eingangstransistor
T3 und einen Ausgangstransistor T4, deren Emitter beide direkt an Bezugspotential
liegen und deren Kollektoren über jeweils einen Widerstand R8 bzw. R9 an Speisespannung
+U angeschlossen sind. Weiterhin liegt die Basis des Eingangstransistors T3 am ~
Widerstand R11 und ist über einen Widerstand R12 mit dem Schaltungspunkt B bzw.
mit der Anode der Zenerdiode ZD1 verbunden. Weiterhin ist der Kollektor des Eingangstransistors
T3 über einen Kondensator T2 mit der Basis des Ausgangstransistors T4 -verbunden,
die zusätzlich über einen Widerstand R13 an Speisespannung +U liegt.
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Der Inverter 30 weist einen Transistor T5 auf, dessen Emitter unmittelbar
an Bezugspotential liegt, dessen Kollektor über einen Widerstand R14 mit der Speisespannung
+U verbunden ist und dessen Basis über einen Widerstand R15 mit dem Schaltungspunkt
B sowie über einen weiteren Widerstand R16 mit Bezugspotential verbunden ist. Der
Kollektor des Transistors T5, der
den Ausgang des Inverters 30
bildet, ist über einen Widerstand R17 mit der Basis eines Eingangstransistors T6
der Integrationsvorrichtung 16 verbunden, wobei der Emitter des Eingangstransistors
T6 direkt an Bezugspotential liegt, während seine Basis über die Parallelschaltung
eines Widerstandes R18 und eines Kondensators C3 mit Bezugspotential verbunden ist.
Der Kollektor des Transistors T6 ist über einen Kondensator C4 mit der Basis eines
Ausgangstransistors T7 der Integrationsvorrichtung 16 verbunden, wobei der Transistor
T7 zusammen mit einem weiteren Transistor T10 einen Trigger bildet, über dessen
Ausgang C - Kollektor des Transistors T10 - nunmehr die Treiberschaltung 22 und
damit die Endstufe 24 ansteuerbar sind. Dabei sind die Emitter der Transistoren
T7 und.T10 direkt miteinander und über einen gemeinsamen Emitterwiderstand R19 mit
Bezugspotential verbunden, während ihre Kollektoren über jeweils einen Widerstand
R20 bzw. R21 an Speisespannung +U angeschlossen sind, wobei der Kollektor des Transistors
T7 direkt mit der Basis des Transistors T10 verbunden ist.
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In der Schaltung gemäss Fig. 2 ist ferner der Ausgang D der monostabilen
Kippschaltung 14, d.h. der Kollektor des Transistors T4, über die Serienschaltung
eines Widerstandes R22, einer Diode D6 und eines weiteren Widerstandes R23 mit Speisespannung
+U verbunden, wobei der gemeinsame Verbindungspunkt der Kathode der Diode D6 und
des Widerstandes R23 mit der Basis eines Transistors T8 verbunden ist, dessen Kollektor
direkt an die dem Kollektor des Transistors T6 zugewandte Platte des Kondensators
C4 angeschlossen ist und dessen Emitter über einen Widerstand R24 an Speisespannung
+U liegt.
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Der Transistor T8 bildet also die vom Ausgang der monostabilen Kippschaltung
14 steuerbare Ladestromquelle 18. Die Entladestromquelle 20 wird dagegen durch einen
Transistor T9 gebildet, dessen Kollektor unmittelbar mit der anderen Platte des
Kondensators C4 verbunden ist, dessen Emitter über einen Widerstand R25 an Speisespannung
+U liegt und dessen Basis über die Serienschaltung eines Widerstandes R26 und einer
Diode D7 an Speisespannung +U und über einen Widerstand R27 an Bezugspotential angeschlossen
ist.
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Die Schaltung gemäss Fig. 2 arbeitet wie folgt: Das vom Geber 10 erzeugte
Wechselspannungssignal gelangt vom Schaltungspunkt A auf den Eingang des Schwellwertschalters
12 und wird von diesem in eine Rechteckimpulsfolge mit einem Steuer-Tast-Verhältnis
t/T umgewandelt. Dabei verhindert die Diode D1 bei positiver Geberausgangsspannung,
dass Strom aus der Speisespannungsquelle bzw. der'Batterie über den Geber 10 fliesst,
was wegen der Ankerrückwirkung eine Verschiebung der positiven Halbwelle des Geberausgangssignals
zur Folge hätte. Weiterhin schützt die Diode D3 den Eingangstransistor T1 des Schwellwertschalters
12 gegen negative Ausgangsspannungen des Gebers und verringert ausserdem eine Ankerrückwirkung
während der negativen Halbwellen der Geberausgangsspannung. Die Diode D2 dient der
Kompensation des Temperaturganges der Diode D3, während die Dioden D4 und D5 der
Kompensation des Temperaturgangs der Sättigungsspannung der Transistoren T1 und
T3 dienen. Die übrigen Bauelemente des Schwellwertschalters 12 wirken in üblicher,
dem Fachmann
bekannter und daher hier nicht näher zu beschreibender
Weise.
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Die Zenerdiode ZD1 sorgt dafür, dass der Transistor T3 am Eingang
der monostabilen Kippschaltung 14 sicher gesperrt wird, wenn der Ausgangstransistor
T2 des Schwellwertschalters 12 leitend gesteuert wird. Wenn der Transistor T3 gesperrt
ist, bzw. sich im nicht-leitenden Zustand befindet, dann kann sich an seinem Kollektor
bzw. an der diesem zugewandten Platte des Kondensators C2 ein Potential aufbauen,
das schliesslich im wesentlichen gleich der Speisespannung +U ist. Wenn der Transistor
T3 beim Übergang des Ausgangstransistors T2 des Schwellwertschalters 12 dann wieder
leitend gesteuert wird, dann ergibt sich an der seinem Kollektor zugewandten Platte
des Kondensators C2 ein negativer Spannungssprung, der zu einem entsprechenden negativen
Spannungssprung an der anderen Platte des Kondensators C2 und damit an der Basis
des Transistors T4 führt, welcher nunmehr gesperrt bleibt, bis der Kondensator C2
über den Widerstand R13 umgeladen ist, woraufhin der Transistor T4 erneut in den
leitenden Zustand zurückkehrt.
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Solange der Transistor T4 nicht leitend bzw. gesperrt ist, ist der
Basisstromzweig mit den Elementen R22, D6 und R23 für den Transistor T8 unterbrochen,
so dass über dessen Emitter-Kollektor-Strecke kein Strom zu dem Kondensator C4 fliessen
kann. Der Kondensator C4 kann folglich während des Kippzeitintervalls der monostabilen
Kippschaltung 14 nicht aufgeladen werden, obwohl der Transistor T6 über den Inverter
30 gesperrt wird, sobald der Transistor T2 am Ende der Steuerzeit t gesperrt wird.
Die Aufladung des Kondensators C4
beginnt dann jedoch unmittelbar
nach Ablauf des Kippzeitintervalls der monostabilen Kippschaltung 14 und endet mit
dem Ende der Steuerzeit t, d.h. im Zündzeitpunkt, der in Fig. 3 mit dem Symbol ;7
angedeutet ist. Anschliessend wird der Kondensator C4 dann durch einen konstanten
Strom über den Transistor T9 wieder entladen.
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Wie vorstehend beschrieben, steigt die Spannung über dem Kondensator
C4 nach dem Sperren des Transistors T6 und nach Ablauf des Kippzeitintervalls t1
der monostabilen Kippschaltung 14 mit einer dem Strom über den Transistor T8 entsprechenden
Geschwindigkeit in Richtung auf die Speisespannung +U an. Wenn nun im Zündzeitpunkt
der Transistor T6 erneut leitend gesteuert wird, dann ergibt sich an der seinem
Kollektor zugewandten Platte des Kondensators C4 ein negativer Potentialsprung,
der einen entsprechend negativen Potentialsprung an der anderen Platte des Kondensators
C4 und damit an der Basis des Transistors T7 zur Folge hat.
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Der Transistor T7 wird folglich gesperrt, während der Transistor T10
in den leitenden Zustand gesteuert wird und an seinem Kollektor bzw. am Schaltungspunkt
C einen Spannungssprung erzeugt, durch den der elektronische Unterbrecher der Endstufe
in den stromsperrenden Zustand überführt wird. Die damit eingeleitete Offenzeit
des elektronischen Unterbrechers endet, sobald durch die Umladung bzw. Entladung
des Kondensators C4 über den Transistor T9 die Spannung am Kondensator C4 wieder
auf den Nullpegel abgesunken ist, bei dem der Transistor T7 wieder leitend wird
und den Transistor T10 sperrt.
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Zum besseren Verständnis der Funktion der Schaltung gemäss Fig. 2
ist der charakteristische Signalverlauf an wesentlichen Punkten der Schaltung gemäss
Fig.2 in Fig. 3 dargestellt. Dabei zeigen die einzelnen Teilfiguren a bis c der
Fig. 3 das Ausgangssignal des Schwellwertschalters 12 (Fig.
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3a), den Spannungsverlauf über dem Kondensator C4 der Integrationsvorrichtung
(Fig. 3b) und den Strom über der Primärwicklung der Zündspule (Fig. 3c) für niedrige
Drehzahlen, während die Fig. 3d bis 3g den Spannungsverlauf am Ausgang des Schwellwertschalters
12 (Fig. 3d), den Spannungsverlauf am Ausgang der monostabilen Kippschaltung 14
(Fig. 3e), den Spannungsverlauf über dem Kondensator C4 der Integrationsvorrichtung
16 und den Verlauf des Stroms in der Primärwicklung der Zündspule 26 für hohe Drehzahlen
der Brennkraftmaschine zeigen.
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Bei der vorstehenden Betrachtung wurdevorausgesetzt, dass die Entladung
des Kondensators C4 hinreichend schnell erfolgt, um den Transistor T7 vor Beginn
der nächsten Steuerzeit t leitend zu steuern.Wenn dies jedoch nicht der Fall ist,
beispielsweise bei einer starken Beschleunigung der Brennkraftmaschine, dann wird
am Beginn der neuen Steuerzeit t der Ausgangstransistor T2 des Schwellwertschaltersii2
leitend gesteuert, wodurch über den Inverter30 der Transistor T6 der Integrationsvorrichtung
16 gesperrt wird, was an dessen Kollektor einen positiven Spannungssprung zur Folge
hat, durch den der Transistor T7 vorzeitig leitend gesteuert wird, so dass die Schliesszeit
nie kürzer werden kann als die Steuerzeit t, welche durch die Geberanordnung vorgegeben
ist.
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Wählt man bei der Schaltung gemäss Fig. 2 den Ladestrom IA und den
Entladestrom IE bei gegebenem Steuer-Tast-Verhältnis t/T derart, dass folgende Gleichung
gilt: t IA T IE 1 E dann ergibt sich eine von der Drehzahl n der mit der Zündanlage
ausgerüsteten Brennkraftmaschine unabhängige konstante Schliesszeit, die sich leicht
berechnen lässt.
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Wenn man die Spannung am Ausgang des Schwellwertschalters 12, d.h.
am Kollektor des Transistors T2 mit Hilfe eines Inverters invertiert, dann gelangt
man zu der Schaltung gemäss Fig. 4, wo der Eingangsteil der Schaltung gemäss Fig.
2 weggelassen und lediglich der als Inverter für das Ausgangssignal des Schwellwertschalters
12 dienende Transistor T2' dargestellt ist. Aufgrund des Vorhandenseins des Inverters
wird nun bei der Schaltung gemäss Fig. 4 die monostabile Kippschaltung 14, die wie
der Inverter 16 ebenso aufgebaut ist, wie bei der Schaltung gemäss Fig. 2, erst
im Zündzeitpunkt gesetzt. Wenn man ausserdem den Treiber 22 bzw. die Endstufe 24
nicht mit dem Signal am Ausgang des Kollektors des Transistors T10 ansteuert, sondern
mit der Spannung am Kollektor des Transistors T7 über einen weiteren Transistor
T11, dessen Emitter direkt an Bezugspotential liegt, dessen Kollektor über einen
Widerstand R28 an Speisespannung +U angeschlossen ist und dessen Basis einerseits
über einen Widerstand R29 mit dem Kollektor des Transistors T2' und andererseits
über einen Widerstand R30 mit Bezugspotential verbunden ist sowie über die Serienschaltung
eines Widerstandes
R31 und einer Diode D8 mit dem Kollektor des
Transistors T7, dann ergeben sich für die Schaltung gemäss Fig. 4 die aus dem Diagramm
gemäss Fig. 5 ersichtlichen Signalverläufe.
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Im einzelnen zeigt Fig. 5a den Spannungsverlauf am Kollektor des Transistors
T2', Fig. 5b den Spannungsverlauf am Ausgang der monostabilen Kippschaltung 14,
Fig. 5c den Verlauf der Spannung über dem Kondensator C4 der Integrationsvorrichtung
16, Fig. 5d den Spannungsverlauf am Kollektor des Treibertransistors 11 und Fig.
5e den Verlauf des Stroms durch die Primärwicklung der Zündspule 26. Man erkennt,
dass sich wieder eine konstante Schliesszeit t3 ergibt, die sich an das Zeitintervall
t2 anschliesst, in dem die Spannung über dem Kondensator C4 bis auf Null absinkt.
Dabei wird wieder ein über der Drehzahl konstantes Steuer-Tast-Verhältnis t/T als
gegeben vorausgesetzt, so dass die oben angegebene Gleichung erfüllt ist.
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Ausgehend von den anhand der Fig. 1 bis 5 beschriebenen Varianten
von Zündanlagen gemäss der Erfindung lässt sich in Weiterbildung der Erfindung bei
einer Zündanlage gemäss der Erfindung auch eine Mindestoffenzeit sowie eine Mindestschliesszeit
bei sehr hohen bzw. sehr niedrigen Drehzahlen der mit der Zündanlage ausgerüsteten
Brennkraftmaschine erreichen. Fig. 6 zeigt ein Blockschaltbild einer derart ausgestalteten
Zündanlage gemäss der Erfindung.
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Im einzelnen besitzt die Zündanlage gemäss Fig. 6 eingangsseitig wieder
einen Geber 10, dessen Ausgangssignal mit Hilfe eines Schwellwertschalters 12 in
ein Steuersignal +)bzw. bis auf die Einschaltspannung des Transistors T7
umgewandlet
wird, welches eine Rechteckimpulsfolge mit vorgegebenem Steuer-Tast-Verhältnis t/T
ist. Das Steuersignal wird wie bei der Zündanlage gemäss Fig. 1 der monostabilen
Kippschaltung 14 und der Integrationsvorrichtung 16 zugeführt und ausserdem einem
Eingang einer logischen Verknüpfungsschaltung 32, die noch zwei weitere Eingänge
aufweist, von denen der eine mit dem Ausgang der monostabilen Kippschaltung 14 und
der andere mit dem Ausgang der Integrationsvorrichtung 16 verbunden ist und deren
Ausgang mit dem Eingang der Treiberschaltung 22 verbunden ist, die wiederum die
Endstufe 24 steuert. Ferner unterscheidet sich die Zündanlage gemäss Fig. 6 von
derjenigen gemäss Fig. 1 dadurch, dass der vom Ausgang der monostabilen Kippschaltung
14 gesteuerte Schalter S nicht in der Verbindungsleitung zwischen der Ladestromquelle
18 und dem Kondensator C liegt - die Ladestromquelle 18 ist bei der Schaltung gemäss
Fig. 6 ständig mit dem Kondensator verbunden - sondern in der Verbindungsleitung
zwischen dem Kondensator C und einer zusätzlichen Entladestromquelle 20', mit deren
Hilfe der Kondensator C während des Kippzeitintervalls t1 der monostabilen Kippschaltung
14 mit einem zusätzlichen Entladestrom I' entladen werden kann.
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E Die Zündanlage gemäss Fig. 6 arbeitet ähnlich wie die Zündanlage
gemäss Fig. 1; die gegenüber dem Steuer-Tast-Verhältnis vorzeitige Entladung des
Kondensators C auf den Nullpegel wird jedoch nicht dadurch erreicht, dass man die
Ladezeit um das Kippzeitintervall t1 verkürzt, sondern dadurch, dass man für die
Dauer des Kippzeitintervalls t1 eine zusätzliche Ladungsmenge vom Kondensator C
abfliessen lässt, die
derjenigen Ladungsmenge entspricht, welche
bei der Zündanlage gemäss Fig. 1 dem Kondensator C während des Kippzeitintervalls
t1 zugeführt werden könnte, indem jedoch dort die Ladestromquelle 18 gesperrt ist.
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Im einzelnen wird die Funktion der Zündanlage gemäss Fig. 6 nachstehend
noch anhand der Funktionsbeschreibung der Schaltung gemäss Fig. 7 erläutert werden,
in der ein Schaltbild der wesentlichen Teile einer Zündanlage gemäss Fig. 6 dargestellt
ist.
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Im einzelnen besitzt die Schaltung gemäss Fig. 7 eingangsseitig einen
Transistor T2, der den Ausgangstransistor eines nicht dargestellten Schwellwertschalters
12 darstellt und an dessen Kollektor sich im Zündzeitpunkt ein negativer Spannungssprung
ergibt; der Transistor T2 wird also im Zündzeitpunkt leitend gesteuert.
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Der Kollektor des Transistors T2 ist über einen Koppelkondensator
C5 und einen dazu in Serie geschalteten Widerstand R32 mit der Basis des Eingangstransistors
T3 einer monostabilen Kippschaltung 14' verbunden, die in ihrer Funktion der monostabilen
Kippschaltung 14 entspricht, jedoch etwas anders aufgebaut ist, damit sich ihr Eingangstransistor-T3
trotz der kapazitiven Ankopplung für die Dauer des Kippzeitintervalls t1 im leitenden
Zustand halten kann. Im einzelnen weist die monostabile Kippschaltung 14' wieder
den Koppelkondensator C2 und die Widerstände R8, R9, R11 und R13 auf, die ebenso
geschaltet sind, wie in der Schaltung gemäss Fig.2.
Hier ist zwischen
dem Kollektor des Transistors T4 und der Basis des Transistors T3 ein entsprechender
Rückkopplungswiderstand R10' vorgesehen. Ausserdem ist die dem Kollektor des Transistors
T3 zugewandte Platte des Kondensators C2 über einen Widerstand R33 an Speisespannung
+U angeschlossen und mit dem Kollektor des Transistors T3 über eine Diode D9 verbunden,
deren Kathode dem Kollektor des Transistors T3 zugewandt ist. Der Transistor T3
der monostabilen Kippschaltung 14' wird leitend gesteuert, wenn der Transistor T2
im Zündzeitpunkt leitend gesteuert wird und an seinem Kollektor einen negativen
Spannungssprung liefert. Wenn der Transistor T3 leitend gesteuert wird, dann wird
durch den negativen Spannungs sprung an beiden Platten des Kondensators C2 der Transistor
T4 gesperrt, so dass sich an seinem Kollektor ein positives Potential ergibt und
über die Widerstände R9, R10' und R11 ein Basisstrom für den Transistor T3 fliessen
kann, durch den dieser im leitenden Zustand gehalten wird, bis der Transistor T4
nach Umladung des Kondensators C2 wieder leitend gesteuert wird und nunmehr den
Eingangstransistor T3 der monostabilen Kippschaltung 14' sperrt.
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Der Kollektor des Transistors T2 ist ferner in der Schaltung gemäss
Fig. 7, da dort ein dem Inverter 30 entsprechender Inverter fehlt, direkt mit dem
einen Anschluss des Widerstandes R17 verbunden, der im Basiskreis des Transistors
T6 einer Integrationsvorrichtung 16' liegt, die sich von der Integrationsvorrichtung
16 gemäss Fig. 2 dadurch unterscheidet, dass ein zusätzlicher Widerstand R34 vorgesehen
ist, der zwischen dem Kollektor des Transistors T3 und der Basis des Transistors
T9 liegt und dass der Kollektor des Transistors T4 über den Widerstand R23 nicht
mehr mit der Basis des
Transistors T8 verbunden ist, sondern mit
der Anode einer Diode D10, deren Kathode an einen Schaltungspunkt E angeschlossen
ist.
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Bei der Schaltung gemäss Fig. 7 ist ferner der Kollektor des Transistors
T7 über einen Widerstand R35 und eine Diode D11 mit dem Schaltungspunkt E verbunden,
dem wieder die Kathode der Diode D11 zugewandt istt1Ferner ist an den Schaltungspunkt
E die Anode einer Diode D12 angeschlossen, deren Kathode mit dem Kollektor des Transistors
T2 verbunden ist und die Anode einer Diode D13, deren Kathode mit der Basis des
Treibertransistors T11 verbunden ist, der wie in der Schaltung gemäss Fig. 4 wieder
einen Kollektorwiderstand R28 und einen Basiswiderstand R30 aufweist.
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Aus der vorstehenden Beschreibung des Blockschaltbildes gemäss Fig.
6 und der Schaltung gemäss Fig. 7 wird in Verbindung mit den in Fig. 8 gezeigten
Signalverläufen deutlich, dass bei der Schaltung gemäss Fig. 6 und 7 die Entladung
des Kondensators C4 der Integrationsvorrichtung 16' im Zündzeitpunkt zunächst mit
einem erhöhten Strom einsetzt, der für die Dauer des Kippzeitintervalls t1 der Kippschaltung
14' fliesst, solange der Transistor T3 im leitenden Zustand einen zusätzlichen Strom
über den Widerstand R26, die Diode D7 und den Widerstand R34 zieht. Durch diesen
Strom wird nämlich der Transistor T9 stärker leitend gesteuert und liefert somit
einen Gesamtentladestrom 1E + I'- . Wenn dann der Transistor T3 am Ende des Kippzeitintervalls
t1 wieder sperrt, dann fliesst über den Transistor T9 nur noch der geringere Entladestrom
IE, der durch die Dimensionierung des Spannungs-(und über einen Widerstand R40 mit
der Basis des Transistors T10.
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teilers mit den Widerständen R26 und R27 für den Basisstrom des Transistors
T9 bestimmt wird. Andererseits beginnt die Aufladung des Kondensators C4 sofort
zu Beginn der Steuerzeit t, wenn der Transistor T6 der Integrationsvorrichtung 16'
durch einen positiven Spannungssprung am Kollektor des Transistors T2 gesperrt wird.
Im Endergebnis wird hierdurch wieder eine konstante Schliesszeit erreicht, solange
die Bedingung erfüllt ist, dass das Steuer-Tast-Verhältnis t/T konstant und unabhängig
von der Drehzahl ist. Dies wird aus Fig. 8 deutlich, wo die Teilfigur a das Steuersignal
am Ausgang des Schwellwertschalters 12 bzw. am Kollektor des Transistors T2 zeigt,
wo die Teilfigur b die Spannung am Ausgang der monostabilen Kippschaltung 14' zeigt,
wo die Teilfigur c den Spannungsverlauf über dem Kondensator C4 der Integrationsvorrichtung
16' zeigt, wo die Teilfigur d den Spannungsverlauf am Kollektor des Treibertransistors
11 zeigt und wo die Teilfigur e den Verlauf des Stroms in der Primärwicklung der
Zündspule 26 zeigt.
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Ausser der normalen Steuerungsmöglichkeit für einen mittleren, allerdings
sehr breiten Drehzahlbereich, für den die Funktion der Schaltung gemäss Fig. 6 und
7 vorstehend erläutert wurde, bietet die betrachtete Ausführungsform einer erfindungsgemässen
Zündanlage aufgrund des Vorhandenseins der logischen Verknüpfungsschaltung 32 zusätzlich
die Möglichkeit, das Unterschreiten einer vorgegebenen Mindestoffenzeit und das
Unterschreiten einer gewissen Mindestschliesszeit zu verhindern. Im einzelnen geschieht
dies bei der Schaltung gemäss Fig. 7, bei der die logische Verknüpfungsschaltung
32 durch das Diodennetzwerk mit den Dioden D1G bis D13 gebildet ist,
in
der Weise, dass der Treibertransistor T11 über die Dioden D12 und D8 spätestens
dann gesperrt wird, wenn eine neue Steuerzeit t beginnt, ohne dass der Kondensator
C4 bis zu diesem Zeitpunkt völlig entladen ist. Es ist also gewährleistet, dass
die Schliesszeit, die beim Sperren des Treibertransistors T11 beginnt, nie kürzer
werden kann als die Steuerzeit t.
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Andererseits wird dadurch, dass der Kollektor des Transistors T4 über
den Widerstand R23 und die Diode D10 an den Schaltungspunkt E angeschlossen ist,
verhindert, dass der Treibertransistor T11 vor Ablauf des Kippzeitintervalls t1
der monostabilen Kippschaltung 14' gesperrt werden kann, so dass eine Mindestoffenzeit
gewährleistet ist, die gleich der Dauer des Kippzeitintervalls t1 ist. Auf diese
Weise ist auch bei sehr hohen Drehzahlen der Brennkraftmaschine gewährleistet, dass
der Primärstromkreis ausreichend lange unterbrochen ist, um die Erzeugung eines
Zündfunkens ausreichend langer Dauer auf der Sekundärseite der Zündspule 26 zu gewährleisten,
wobei das Erzwingen der Mindestoffenzeit und die damit verbundene Verkürzung der
Schliesszeit bei diesen hohen Drehzahlen, wo eine verringerte Zündenergie benötigt
wird, unkritisch ist.
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Bei der Schaltung gemäss Fig. 7 besteht weiterhin die Möglichkeit,
die Integrationsvorrichtung 16' unabhängig vom Steuer-Tast-Verhältnis des Steuersignals
am Ausgang des Schwellwertschalters 12 zu betreiben. In diesem Fall wäre der Transistor
T6 dynamisch über einen gestrichelt eingezeichneten Koppelkondensator C7 anzusteuern,
und es wäre ausserdem ein ebenfalls gestrichelt eingezeichneter Rückkopplungswiderstand
R37 vorzusehen. Die Spannung über dem Kondensator C4 der Integrationsvorrichtung
16'
hätte dann den in Fig. 8f gezeigten Verlauf.
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Ausserdem besteht bei der Schaltung gemäss Fig. 7 die Möglichkeit,
das Kippzeitintervall der monostabilen Kippschaltung 14' in Abhängigkeit von der
Drehzahl und/oder in Abhängigkeit von der Batteriespannung zu verändern, was in
üblicher, hier nicht näher zu erläuternder Weise geschehen kann, wenn dies erwünscht
sein sollte.