DE3330383C2

DE3330383C2 - Eingangsverstärkerschaltung

Info

Publication number: DE3330383C2
Application number: DE3330383A
Authority: DE
Inventors: Tatsuo Itami Hyogo Yamada
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1982-08-23
Filing date: 1983-08-23
Publication date: 1985-11-21
Also published as: US4596939A; JPS5936405A; DE3330383A1

Abstract

Eine Eingangsverstärkerschaltung für logische Signale beseitigt bzw. unterdrückt Rauschsignale, deren Dauer geringer ist als eine vorgegebene Dauer. Eine Verzögerungsschaltung (II) ist in den Rückkopplungskreis einer Eingangs-Verstärkerschaltung (I) eingeschleift, wobei die Verzögerungsschaltung eine Verzögerungszeit aufweist, die gleich der vorgegebenen Verzögerungszeit ist. Die Verzögerungsschaltung verhindert die Änderung eines Ausgangssignales, solange nicht das Eingangssignal eine Dauer aufweist, die größer als die vorgegebene Dauer ist.

Description

Die Erfindung betrifft eine Eingangsverstärkerschaltung mit einem Eingang und Ausgang und mit einer Hysteresecharakteristik der Ausgangsspannung in be-

zug auf die Eingangsspannung, mit einer Eingangsschaltung enthaltend eine Serienschältung von steuerbaren Halbleitern, mit einem Ausgangsanschluß sowie einem •Rückkopplungsanschluß für eine Rückkopplungsverbindung zu einer Ausgangsschaltung mit mindestens einem steuerbaren Halbleiter.

Aus der EP-A-1-000 009 354 ist eine Eingangsverstärkerschaltung bekannt, die als Schmitt-Trigger-Schaltung eine große Hysterese aufweist Erreicht wird diese große Hystere.se dadurch, daß die Serienschaltung der ;o Eingangstransistoren mit zwei Spannungsteilern verbunden ist, welche aus in Reihe geschalteten Transistoren bestehen. Die eine Reihenschaltung dient als Referenzspannungsquelleneinheit und liefert eine Referenzspannung, welche parallel zu einem Serien transistor der Eingangsschaltung vorgesehen ist Die andere Reihenschaltung, die ebenfalls aus Transistoren besteht, liefert eine Teilerspannung und ist mit dem Eingang der Ausgangsschaltung verbunden. Bei ansteigender Jpannung am Eingang der Eingangsschaltung ist zunächst der parallel zur Referenzspannungsquelle vorgesehene Serientransistor gesperrt, so daß als Eingangsschwellwertspannung die Referenzspannung maßgebend ist. Überschreitet nun die Eingangsspannung am Eingang der Eingangsschaltung die Summe dieser vorgenannten Referenzspannung und die Schwellwertspannung des Eingangstransistors, so wird die Referenzspannung parallel zur Spannung wirksam, derart, daß die am Widerstand und damit an der Steuerelektrode des Ausgangstransistors wirksame Eingangsspannung gleich der Differenz zwischen der Referenzspannung und der Teilerspannung wird. In diesem Falle wird infolge der Absenkung der Spannung am Ausgangstransistor dieser gesperrt Dies bedeutet, daß am Ausgang das Fotential von Null auf einen vorgegebenen oberen Wert ansteigt Dieser Anstieg der Ausgangsspannung wird über die Rückführschleife auf die Steuerelektrode des noch gesperrten Serientransistors rückgeführt Als Ergebnis des ausgangsseitigen Spannungsanstieges wird dieser zuvor gesperrte Serien transistor durchgesteuert. Auf diese Weise wird die Referenz- oder Schwellwertspannung unwirksam gemacht, was jedoch auf die Durchsteuerung am Ausgang der Ausgangsschaltung keinen Einfluß hat. Der Einfluß wirkt sich erst dann aus, wenn der Eingangsimpuls einen abfallenden Verlauf erhält und hierbei die Eingangsspannung die Summenspannung der beiden Schwellwerte der Transistoren unterschreitet.

Auf diese Weise wird eine sehr breite Hysteresewirkung erzielt, die den Vorteil hat, daß eine Durchsteuerung der Ausgangsstufe erst beim Überschreiten einer hohen Eingangsspannung (hoher Schwellwert) erfolgt während das Rückkippen der Schaltung in den ursprünglichen Zustand erst nach Unterschreiten des sehr viel tieferen Schwellwertes des Eingangstransistors erfolgt.

Diese bekannte Schaltung weist jedoch den Nachteil auf, daß sie nicht geeignet ist, Rauschsignale τη unterdrücken,

welche in ihrer Amplitude größer sind als die Referenzspannung.

In einer integrierten Halbleiterschaltung treten Rauschsignaie bevorzugt am Eingangsanschluß von Eingangsverstärkerschaltungen auf. Wenn solch ein externes Rauschsignal wahllos auf eine Eingangsverstär- kerschaltung übertragen wird, kann die integrierte Schaltung fehlerhaft arbeiten. Um nun diese Schwierigkeit zu beheben, kann eine Eingangsverstärkerschaltung verwendet werden, die auf einer Schmitt-Trigger-Schaltung basiert.

F i g. 1 zeigt eine Schaltung als Beispiel für eine konventionelle Eingangsverstärkerschaltung, in der eine Schmitt-Trigger-Schaltung verwendet wird, die sich aus N-Kanal-MOS-Feldeffekttransistoren (FETs) zusammensetzt In F i g. 1 ist mit 1 ein Schmitt-Trigger-Verstärker, mit 2 ein Eingangsanschluß, mit 3 ein Ausgangsanschluß, mit 4 ein erster Spannungsquellenanschluß für die Zuschaltung einer Spannung Vdd zum Betrieb des Schmitt-Trigger-Verstärkers 1 und mit 5 eine Rückführungsverbindung bzw. Rückleitung zur Erzeugung einer Rückleitungsspannung V$s, wie z.B. Erdpotential bezeichnet Die Rückleitung ist bzw. bildet einen zweiten Spanniingsquellenanschluß. Ein Feldeffekttransistor 6 ist vom Verarmungstyp, während die Feldeffektransistoren 7 und 8 vom Anreicherungstyp sind. Die Feldeffektransistoren 7 und 8 sind an einem Verbindungspunkt 9 miteinander verbunden und bilden eine Serienschaltung. Der Eingangsanschfuß 2 ist mit den Steuerelektroden (Gate) der Feldeffekttransistoren 7 und 8 verbunden. Die Feldeffekttransistoren 6 und 7 sind an einem Anschlußpunkt miteinander verbunden, der außerdem mit dem Gate des Feldeffekttransistors 6, mit dem Gate eines weiteren Feldeffekttransistors 10 vom Anreicherungstyp und mit dem Ausgangsanschluß 3 verbunden ist. Die Quelle- und Senke-Elektroden des Feldeffekttransistors 10 sind jeweils mit dem Spannungsquellenanschluß 4 und mit dem Anschlußpunkt 9 verbunden.

Die Eingangsverstärkerschaltung arbeitet beim Anlegen eines Signals an den Eingangsanschluß folgendermaßen, wobei angenommen wird, daß das Eingangssignal ein logisch positives Signal ist

In dem Fall, in dem eine Spannung, die geringer als die Schwellwertspannung des Feldeffekttransistors 8 ist, dem Eingangsanschluß 2 zugeführt wird, wird der Schmitt-Trigger-Verstärker 1 in einem stabilen Zustand gehalten. Die Feldeffekttransistoren 7 und 8 sind in diesem Falle nicht leitend (ausgeschaltet). Da der Feldeffekttransistor 6 ein MOS-Transistor vom Verarmungstyp ist weist das Potential am Ausgangsanschluß 3 einen hohen Pegel auf. Da der Ausgangsanschluß sich auf hohem Pegel befindet wird der Feldeffekttransistor 10 leitend gemacht. Auf diese Weise ist das Potential an dem Verbindungspunkt 9 sehr viel höher als das an dem Eingangsanschluß 2.

Wenn das Potential am Eingangsanschluß 2 die Schwellwertspannung VV₈ des Feldeffekttransistors 8 überschreitet, wird der Feldeffekttransistor 8 in den leitenden Zustand überführt Das bedeutet, daß er sich in einem Niedrig-Impedanzzustand befindet so daß der Strom von der Quelle des Rückkopplungs-Feldeffekttransistors 10 durch den Feldeffekttransistor 8 über den Verbindungspunkt 9 fließt In dieser Betriebsweise ist der Feldeffekttransistor 7 nicht leitend, was bedeutet, daß er einen hohen Impedanzzustand aufweist. Wenn die Eingangsspannung weiter ansteigt und die Summe ViH des Schwellwertes VYw des Feldeffekttranistors 7 und des Potentials Vg_H an der Verbindungsstelle 9 überschreitet, werden beiden Feldeffekttransistoren 7 und 8 leitend. Das Potential am Ausgangsanschluß 3 wird dann auf den niedrigen Spannungspegel gesetzt, wobei der Feldeffekttransistor 10 in den nichtleitenden ■ Zustand überführt wird. Sogar wenn die Eingangsspannung den oben beschriebenen Wert Vm übersteigt, wird dieser Zustand aufrechterhalten. Die Beziehung zwischen der Eingangsspannung und der Ausgangsspan-

nung ist in F i g. 2 durch die Kurve a dargestellt

In dem Fall, in dem die Eingangsspannung ausgehend von einem Wert der größer ist als der Wert Vm abnimmt, arbeitet die Schaltung folgendermaßen. Wenn die Eingangsspannung geringer wird als die Summe V/z. der Schwellwertspannung V_7L des Feldeffekttransistors 7 und des Potentials V_Sl am Verbindungspunkt 9, wird der Feldeffekttransistor 7 in den nichtleitenden Zustand überführt Da der Feldeffekttransistor 6 ein MOS-Transistor vom Verarmungstyp ist, wird das Potential des Ausgangsanschlusses 3 sodann auf einen hohen Pegel durch den Feldeffekttransistor 6 angehoben. Das Potential VtL am Verbindungspunkt 9 wird dann, wenn der Feldeffekttransistor 7 vom Niedrig-Impedanzzustand in den hohen Irnpedanzzusiand überführt wird, niedriger als das Potential V₉H an diesem Punkt, wenn der hohe Impedanzzustand des Feldeffekttransistors 7 in den Niedrig-Impedanzzustand wechselt Demzufolge ist die Eingangsspannung V>//dann, wenn sie sich vom Niedrigimpedanzstand des Feldeffekttransistors 7 in den hohen Impedanzzustand bewegt niedriger als in dem Falle, in dem der hohe Impedanzzustand des Feldeffekttransistors 7 in den Niedrig Impedanzzustand geändert wird. Die Beziehung zwischen der Eingangsspannung und der Ausgangsspannung ist in dieser Betriebsweise durch den Kurvenverlauf b in Fig. 2 dargestellt.

Die Schmitt-Trigger-Verstärkerschaltung mit ihrem zuvor beschriebenen Aufbau hat somit zwei unterschiedliche SchweUwertspannungen: Die Schwellwertspannung Vih verschiebt die Eingangsspannung von einem Niedrigpegel zu einem hohen Pegel, während die Schwellwertspannung Vu. die Eingangsspannung von einem hohen Pegel zum niedrigen Pegel verschiebt Demzufolge besteht in einer Schmitt-Trigger-Verstärkerschaltung 1 gemäß dem zuvor beschriebenen Aufbau eine geringe Wahrscheinlichkeit einer fehlerhaften Betriebsweise im Zusammenhang mit einem Rauscheingangssignal, welches von einem Niedrigpegel zu einem hohen Pegel anwächst und mit einem Rauscheingangssigna!, welches von einem hohen Pegel auf den Niedrigpegel abfällt und zwar verglichen mit einer Eingangsverstärkerschaltung, die nur einen Schwellwert Vn (Vih > V_n > Vα) auf weist Dies wird im folgenden im Detail anhand der F i g. 3 beschrieben.

F i g. 3 zeigt einen Eingangsspannungsverlauf A und eine Ausgangsspannungswellenform B, die von der Wellenform A abgeleitet ist Wenn eine Rauscheingangsspannung größer als V_n ist (die Schwellwertspannung in einer Eingangsverstärkerschaltung hat nur eine Schwellwertspannung), aber niedriger als Vih ist dann bleibt die Ausgangsspanr.ung unverändert Wenn außerdem die Eingangsspannung größer als der Schwellwert ist die Ausgangsspannung auf den Niedrigwert abfällt und die Rauscheingangsspannung geringer ist als der Wert Vm, bleibt die Ausgangsspannung ebenfalls im ungeänderten Zustand.

In der zuvor beschriebenen Schmitt-Trigger-Verstärkerschaltung 1 ist es theoretisch möglich, die Wahrscheinlichkeit einer fehlerhaften Arbeitsweise durch Anheben der Schwellwertspannung Vm und durch Absenken der Schwellwertspannung Vjl zu vermindern. In der Praxis jedoch ist es schwierig diese Spannungen präzise einzustellen, und zwar auf gewünschte Pegelwerte, da die Spannungen von den elektrischen Charakteristiken einer nichtdargestellten Signalquellenschaltung abhängen, die mit dem Eingangsanschluß 2 verbunden ist So ist es ziemlich schwierig, die Schmitt-Trigger-Verstärkungsschaltung 1 so auszubilden, daß Rauschsignale wie gewünscht beseitigt werden.

Aus der Literaturstelle »Radio Fernsehen Elektronik«, 27 (1978), Bd. 5, Seite 308 sind eine Vielzahl von Zeitkreisen und Verzögerungsschaltungen unter Verwendung von Kondensatoren und Widerständen als Zeitglieder bekannt. Ein Zeitglied weist neben dem Zeitwiderstand und dem Zeitkondensator und einem Startschalter für das Zeitglied eine Schwellwertstufe auf, die nach Erreichen eines eingaingsseitigen Spannungswertes in eine vorgegebene stabile Kipplage kippt Solche Zeitkreise dienen dazu, ein ausgangssei tiges Signal nach Verstreichen einer bestimmten Verzögerungszeit zu erhalten und werden insbesondere bei der Belichtungszeitbildung von fotografischen Verschlüssen verwendet Dies bedeutet, daß nach Betätigung des Startschalters (z. B. Belichtungsbeginn) während einer durch das Zeitglied bestimmten Zeitspanne der Ausgang der Zeitschaltung unbeeinflußt bleibt und daß nach Verstreichen dieser Verzögerungszeit am Ausgang ein Kippsignal erhalten wird.

Eine solche Zeitschaltung ist anwendbar im Zusammenhang mit der Flankenverzögerung. Hierbei wird ein Eingangsimpuls von rechteckiger Form zur Aufladung eines Zeitkondensators verwendet mit dem Ziel, die Abstiegsflanke des Eingangsimpulses entsprechend der Zeitgliedwirkung um eine vorgegebene Zeit zu verzögern. Solche Flankenverzögerungen sind immer dort angebracht, wo eine verzögerte Signalübertragung erforderlich ist, insbesondere dort, wo eine Priorität von Impulsen erforderlich ist. Dies kann insbesondere dann von Bedeutung sein, wenn z. B. ein Taktimpuls später auftreten soll als ein bestimmtes Impulsereignis.

Als weitere Anwendungsmöglichkeit einer Zeitschaltung ist ein monostabiler Multivibrator angegebenen, bei dem ein rechteckförmiger Eingangsimpuls ein Zeitglied steuert Diese zeitabhängige Ladespannung läßt eine Folgekippstufe nach Oberschreiten eines Eingangsschwellwertes in ihre Arbeitslage kippen. Die Kippspannung wird invertiert und einer Torstufe zugeführt Das Eingangssignal wird ebenfalls auf einen zweiten Eingang dieser Torstufe gegeben. Ausgangsseitig erhält man einen Impuls kurzer Dauer, welcher eine Impulsphasenlänge aufweist die gleich der Differenz zwischen der Impulsflanke des unverzögerten Impulses und der Impulsflanke des verzögerten Impulses ist Zur Erzielung eines wirksamen Ausgangssignales muß das Eingangssignal die Haltezeit des Monoflops überschreiten, um auf diese Weise wirksame Ausgangssignale von kurzer Dauer zu erhalten. Solche Kurzzeitimpulse werden bei Impulsverarbeitungsschaltungen verwendet die auf kurze Impulse ansprechen. Die Dauer des Eingangssignales ist größer oder gleich der Haltezeit des Monoflops. Dies bedeutet, daß zur Erzeugung eines wirksamen Ausgangssignales eine bestimmte Verzögerung durch den Zeitkreis in Kauf genommen werden muß. Dort, wo ein schnelles Ansprechen auf Eingangssignale erforderlich ist, ist eine solche Verzögerungsschaltung nicht geeignet Zur Rauschunterdrückung ist diese Schaltung nicht geeignet

Der Erfindung liegt nun die Aufgabe zugrunde, eine Empfangsverstärkerschaltung der eingangs genannten Art zu schaffen, bei der unter Ausnutzung der Vorteile der bekannten Hystereseschaltung darüber hinaus die Möglichkeit geschaffen wird, Rauschsignale zu unterdrücken, welche Amplituden aufweist die größer sind als der Schwellwert der Eingangsschaltung.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst daß zwischen dem Ausgang der Eingangsschaltung und

dem Eingang der Ausgangsschaltung eine Verzögerungsschaltung vorgesehen ist, die bei Impulsen mit einer Impulsdauer kleiner als die Verzögerungszeit der Verzögerungsschaltung in den vor Auftreten eines Eingangsimpulses vorhandenen Schaltzustand ohne Änderung ihrer Ausgangsspannung zurückgeschaltet wird und die durch Impulse mit einer Impulsdauer größer oder gleich der Verzögerungszeit nach deren Verstreichen zur Impulsweiterleitung wirksam geschaltet wird.

Durch diese Maßnahme wird der Vorteil erzielt, daß die Eingangsverstärkerschaltung unter Beibehaltung ihres Hystereseverhaltens einerseits nur auf solche Impulse anspricht, die größer als die Eingangsschwelle der Schaltung sind und die andererseits nur solche Impulse zum Ausgang weiterleitet, welche eine Impulslänge aufweisen, die größer ais die Impuiszeit von Stör- und Rauschimpulsen ist. Hieraus ergibt sich der Vorteil, daß die Ausgangsschaltung mit ihrem Ausgangsknotenpunkt erst nach Verstreichen der Verzögerungszeit der Verzögerungsschaltung die betreffende Arbeitsspannung annehmen kann und daß die Umschaltung der Hysteresespannung auf einen niedrigeren Schwellwert nach dieser Verzögerungszeit erfolgt. Dies bedeutet, daß während der durch die Verzögerungsschaltung gegebenen Verzögerungszeit der Schwellwert der Eingangsschaltung auf seinem oberen Wert bleibt. Somit erhält man gewissermaßen eine doppelte Sicherung in bezug auf Störimpulse und Rauschimpulse.

In besonders vorteilhafter Weise besteht die Verzögerungsschaltung aus einer Vielzahl von Inverterschaltungen, die als Mehrfach-Kaskaden-Verbindungen ausgebildet sind. Diese Inverterschaltungen sind gemäß einer weiteren Ausgestaltung jeweils aus Serienschakungen aufgebaut, und zwar aus Serienschaltungen von MOS-Transistoren vom Verarmungstyp und vom Anreicherungstyp. Bei der anmeldungsgemäßen Ausgestaltung dieser Inverterschaltungen ergibt sich der Vorteil, daß besonders kleine Kondensatoren verwendet werden können, da die Inverterschaltungen in Kaskade geschaltet sind.

Weitere Vorteile ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Im folgenden werden einige Ausführungsformen anhand der F i g. 1 bis 5 beschrieben. Es zeigt F i g. 1 eine Schaltung für eine konventionelle Eingangsverstärkerschaltung auf der Basis einer Schmitt-Trigger-Schaltung,

F i g. 2 einen charakteristischen Spannungsverlauf der Eingangsspannung in Abhängigkeit von der Ausgangsspannung der Schaltung gemäß F i g. 1,

F i g. 3 einen schematischen Wellenformverlauf der Eingangsspannung sowie der Ausgangsspannung in einem konventionellen Eingangsverstärker gemäß Fig.l,

F i g. 4 eine schematische Schaltung als Ausführungsbeispiel für eine Eingangsverstärkerschaltung gemäß der Erfindung, und

F i g. 5 einen Spannungsverlauf, in dem die Eingangsspannung gegenüber der Ausgangsspannung der Schaltung gemäß F i g. 4 dargestellt ist

Die F i g. 4 und 5 zeigen demnach ein Ausführungsbeispiel nach der Erfindung. In F i g. 4 bezeichnet das Bezugszeichen 11 eine Eingangsverstärkerschaltung, das Bezugszeichen 12 einen Eingangsanschluß, das Bezugszeichen 13 einen Ausgangsanschluß, während mit 14 ein erster Spannungsversorgungsanschluß für den Anschluß einer Versorgungsspannung Vdd und mit 15 eine Rückführung bezeichnet ist, die als zweiter Spannungsquellenanschluß dient, und zwar für die Erzeugung einer Rückführungsspannung, wie z. B. der Massepegel. Die Eingangsverstärkerschaltung setzt sich zusammen aus η-Kanal MOS-Feldeffekttransistoren und insbesondere aus Feldeffekttransistoren 16, 20, 22, 24 und 26 vom Verarmungstyp und aus MOS-Feldeffekttransistoren 17,18,21,23,25 und 27 vom Anreicherungstyp. Die Transistoren 16,17 und 18 werden im folgenden jeweils als erster, zweiter und dritter Transistor bezeichnet (zur einfacheren Kennzeichnung in der Beschreibung). Der erste, zweite und dritte Transistor 16,17 und 18 sind in Serie zwischen dem ersten Versorgungsspannungsanschluß 17 und der Rückführung 15 geschaltet. Sie bilden so eine Eingangsschaltung I. Der Verbindungspunkt 28 des ersten und zweiten Transistors 16 und 17 arbeitet als ein Ausgangsknotenpunkt der Eingangsschaltung I, während der Verbindungspunkt 19 des zweiten und dritten Transistors 17 und 18 als ein Rückkopplungsknotenpunkt arbeitet. Das Gate des ersten Transistors 16 ist mit dem Ausgangsknotenpunkt 28 verbunden, während die Steuerelektroden des zweiten und dritten Transistors 17 und 18 an den Eingangsanschluß 12 angeschlossen sind. Außerdem ist mit den Bezugszeichen 20 und 21 jeweils ein Ladungstransistor und ein Treibertransistor bezeichnet, die eine erste Stufe einer Inverterschaltung bilden. 22 und 23 sind jeweils ein Ladungstransistor und ein Treibertransistor, die als zweite Stufe eine Inverterschaltung bilden. 24 und 25 sind jeweils ein Ladungstransistor und ein Treibertransistor, die als dritte Stufe eine Inverterschaltung bilden. 26 und 27 sind jeweils ein Ladungstransistor und ein Treibertransistor, die als Endstufe eine Inverterschaltung bildea In jeder dieser Stufen ist die Inverterschaltung zwischen dem ersten Spannungsquellenanschluß 14 und der Rückführungsleitung 15 verbunden. Das Gate des Ladungstransistors ist mit dem Anschlußpunkt des Ladungstransistors und des Treibertransistors verbunden, welches der entsprechende Ausgangsknotenpunkt ist Die Ausgangsknotenpunkte 29,30 und 31 der Inverterschaltungen der ersten, zweiten und dritten Stufe sind mit den Steuerelektroden der Treibertransistoren 23, 25 und 27 in den Inverterschaltungen der zweiten, dritten und vierten Stufe jeweils verbunden, um eine Verzögerungsschaltung II zu bilden, die aus vier in Kaskade verbundenen Invertern besteht. Das Gate des Treibertransistors 21 der ersten Stufe der Inverterschaltung ist mit dem Ausgangsknotenpunkt 28 der Eingangsschaltung I verbunden. Der Ausgangsknotenpunkt 32 der Endstufe der Inverterschaltung ist mit dem Rückkopplungsknotenpunkt 19 der Eingangsschaltung I verbunden. Das Gate des Treibertransistors in der Endstufe der Inverterschaltung ist mit dem Ausgangsanschluß 13 verbunden. Die Eingangsschaltung I und die Verzögerungsschaltung II bilden einen Schmitt-Trigger-Verstärker als eine sogenannte Eingangsverstärkerschaltung 11.

In der zuvor beschriebenen Eingangsverstärkerschaltung besteht die Verzögerungsschaltung aus vier in Kaskade verbundenen Invertern. Jedoch ist die Erfindung nicht auf diese Anordnung beschränkt Das bedeutet, daß die Verzögerungsschaltung aus in Kaskade verbundenen Invertern bestehen kann, mit einer anderen Anzahl von Stufen, z. B. geradzahlige Anzahlen von Stufen wie z. B. zwei Stufen oder sechs Stufen.

Ein Kondensator 33 ist zwischen der Rückführungsleitung 15 und dem Gate des Treibertransistors in der zweiten Stufe der Inverterschaltung verbunden. Ähnlich ist ein Kondensator 34 zwischen der Rückführungslinie

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15 und dem Gate des Treibertransistors in der Endstufe steuert und der Feldeffekttransistor 27 gesperrt, so daß der Inverterschaltung verbunden, um die Verzöge- der Niedrigpegel am Ausgangsanschluß 13 erscheint, rungszeit der Verzögerungsschaltung zu vergrößern. Das Potential V\_Sl des Rückkopplungsknotenpunktes Die Arbeitsweise der Eingangsverstärkerschaltung 19 ist dann, wenn der Niedrigimpedanzzustand des der zuvor beschriebenen Ausgestaltung wird im folgen- 5 zweiten Transistors 17 wie zuvor beschrieben sich in den beschrieben, wobei ein Signal an den Eingangsan- den hohen Impedanzzustand ändert, niedriger a!^c die . _tschluß 12 gelegtwird und wobei das Eingangssignal ein Spannung V^l am Rückkopplungsknotenpunkt 19, logisch positives Signal ist. wenn der Niedrigimpedanzzustand des zweiten Transi-Wenn eine Spannung an den Eingangsanschluß 12 stors 17 in den hohen Impedanzzustand wechselt. Folggelegt wird, die niedriger ist als die Schwellwertspan- 10 lieh ist die Eingangsspannung V_/L dann, wenn der Niednung des dritten Transistors 18, wird die Eingangsver- rig-Impedanzzustand des zweiten Transistors 17 in den Stärkerschaltung 11 in einem stabilen Zustand gehalten. hohen Impedanzzustand wechselt, niedriger als der vor-Dies bedeutet, daß der zweite und dritte Transistor 17 handene Pegel V/z., wer: 'er hohe Impedanzzustand und 18 nichtleitend sind, während der Ausgangsknoten- des zweiten Transistors 17 in der. Niedrigimpedanzzupunkt 28 der Eingangsschaltung I spannungsmäßig auf 15 stand wechselt. Auf diese Weise bringt die Ausgangseinen hohen Pegel durch den ersten Transistor 16 ange- spannung eine Hysteresecharakteristik hervor, und hoben wird. Das bedeutet, daß der Feldeffekttransistor zwar bezüglich der Eingangsspannung. Änderungen der 21 durchgesteuert wird, daß der Feldeffekttransistor 23 Ausgangsspannung werden durch eine vorgegebene ausgeschaltet wird, daß der Feldeffekttransistor 25 Zeitperiode, gerechnet vom Zeitpunkt des Auftretens durchgesteuert wird und daß der Feldeffekttransistor 27 20 der Änderungen in der Eingangsspannung.verzögert. gesperrt wird, so daß der Ausgangsknotenpunkt 32 und Die Wirkungsweise der Eingangsverstärkerschaltung der Rückkopplungsknotenpunkt 19 auf einen hohen Pe- wird nun im folgenden beschrieben, wobei ein Rauschsigel angehoben werden. In diesem Fall befindet ^ich der gnal auf den Eingangsanschluß 12 gelegt wird. Ausgangsknotenpunkt 31 auf niedrigem Pegel, so daß Zunächst wird der Fall besrK-icben, in dem ein der Ausgangsknotenpunkt 31 sich ebenfalls auf niedri- 25 Rauschsignal am Eingangsanschluß 12 vom Niedrig gern Pegel befindet. gel auf einen hohen Pegelwert ansteigt, wenn die EinWenn sich die Eingangsspannung vom Niedrigpegel gangsspannung sich auf niedrigem Pegel befindet. Wenn zum hohen Pegel ändert und dabei die Schwellwert- die Spannung des Rauschsignals am Eingangsanschluß spannung des Transistors 18 übersteigt, wird der dritte 12 ausreichend geringer ist als der Schwellwert des drit-Transistor 18 in den Niedrig-Impedanzzustand über- 30 ten Transistors 18, werden die Ausgangsknotenpunkte führt, wobei der Strom von dem eisten Spannungsquel- 28 und 32 auf hohen Pegelwert gehalten. Ihre Potentiale lenanschluß über den Feldeffektransistor 26, den Aus- werden durch das Rauschsignal nicht angegriffen. Wenn gangsknotenpunkt 32, den Rückkopplungsknotenpunkt das Rauschsignal am Eingangsanschluß einen Pegel auf-19 und den dritten Transistor 18 zur Rückführungslei- weist, der wie durch a und b in F i g. 5 angezeigt, den tung 15 fließt. Bei dieser Betriebsweise wird der zweite 35 zweiten und dritten Transistor 11 und 18 leitend macht, Transistor 17 im hohen Impedanzzustand gehalten. wird der Ausgangsknotenpunkt 28 auf niedrigen Pegel Wenn die Eingangsspannung weiter ansteigt und gesetzt Aufgrund der Tatsache, daß ein am Eingangsanhierbei die Summe V/#aus dem Potential V\<m des Rück- Schluß jedes Inverters angelegtes Signal verzögert wird kopplungsknotenpunkts 19 und aus der Schwellwert- bevor der Ausgangsknotenpunkt der dritten Stufe der spannung V_Th des zweiten Transistors 17 übersteigt, 40 Inverterschaltung (Ausgangsanschluß 13) auf einen howird der zweite Transistor 17 in den Niedrig-Impedanz- hen Pegelwert ansteigen kann, ist bereits die Rauschsi- \ zustand überführt, wobei das Potential am Ausgangs- gnalspannung schon wieder abgefallen. Wenn die f knotenpunkt 28 durch den zweiten und dritten Transi- Rauschsignalspannung geringer wird als Vih, wird der stör 17 und 18 in den Niedrigpegelzustand überführt zweite Transistor 17 gesperrt Demzufolge wird der wird. Daraus folgt daß der Feldeffekttransistor 21 aus- 45 Ausgangsanschluß 13 daran gehindert auf einen hohen geschaltet wird, daß der Feldeffekttransistor 23 durch- Pegelwert angehoben zu werden, obwohl dsr Ausgesteuert wird, daß der Feldeffekttransistor 25 gesperrt gangsknotenpunkt 28 auf den hohen Pegelwert angeho- und daß der Feldeffekttransistor 27 als Folge durchge- ben wird (der Ausgangsknotenpunkt 28 ist der Eingang steuert wird. Auf diese Weise entsteht eine vorgegebene zu der Inverteranordnung). Auf diese Weise wird die Verzögerungszeit bei der Änderung der Eingangsspan- 50 Ausgangsspannung durch das Rauschsignal nicht beeinnung vom Niedrigpegel auf den hohen Pegel. Der Aus- trächtigt

gängsknöienpunki 32 und der Rückkoppiungsknoten- Obwohl die Eingangsverstärkerschaltung eine Hystepunkt 19 werden auf Niedrigpegel gesetzt während der resucharakteristik der zuvor beschriebenen Art auf-Ausgangsanschluß 13 auf hohen Pegel angehoben wird. weist kann die Tatsache, daß das Rauscheingangssignal Diese Situation wird sogar aufrechterhalten, wenn die 55 abgesunken ist erfaßt werden mit Spannungspegel Vih, Eingangsspannung weiter ansteigt und zwar solange, wie der Rückkopplungspunkt 32 sich Der Fall, indem die Eingangsspannung von einem auf hohem Pegelwert befindet Demzufolge wird der Wert abfällt der größer als der zuvor beschriebene Wiederherstellungsbetrieb bzw. der ursprüngliche Zu-Wert Vih ist, wird nun im folgenden beschrieben. Wenn stand schnell wieder erreicht wobei das Rauschsignal die Eingangsspannung geringer wird als die Summe Vn. 60 wirksam beseitigt ist Dies wird nun in größerer Ausaus dem Potential V\sl des Rückkopplungsknotenpunk- führlichkeit in bezug auf F i g. 5 beschrieben, tes 19 und aus der Schwellwertspannung Vm des zwei- F i g. 5 zeigt einen Spannungsverlauf mit der entspreten Transistors 17, wird der zweite Transistors 17 in den chenden Charakteristik der Eingangsverstärkerschalhohen Impedanzzustand überführt wobei der Ausgang- tung nach der Erfindung. In F i g. 5 bezeichnen A eine eknotenpunkt 28 aus dem Niedrigpegel in den hohen 65 Eingangsspannungswellenform und B eine Ausgangs-Pegel angehoben wird. Auf diese Weise wird der Feldef- spannungsweUenform. Ferner ist in F i g. 5 mit A ein fekttransistor 21 durchgesteuert der Feldeffekttransi- Spannungsimpuls bezeichnet der ein Rauschsignal darstor 23 gesperrt der Feldeffekttransistor 25 durchge- stellt welches nicht den Schwellwert Vih erreicht Mit b

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ist ein Impuls eines Rauschsignals bezeichnet, welches den Schwellwert Vm übersteigt und das eine Pulsbreite aufweist, die kleiner ist als die Schaltungsverzögerungszeit. Solche Rauschsignale werden beseitigt, wobei verhindert wird, daß sie die A.usgangsspannung beeinträchtigen, wie dies aus dem Ausgangsspannungswellenverlauf B ersichtlich ist. Ein Impuls c ist ein normal angenommenes Eingangssignal, welches den Schwellwert Vih übersteigt und welches eine Impulsbreite aufweist, die größer ist als die Schaltungsverzögerungszeit Ein solcher Impuls c zeigt sich als Ausgangsspannungsimpuls von der Form B.

Wenn, wie zuvor beschrieben, ein Eingangssignal an den Eingangsanschluß 12 gelegt wird, das ansteigt und dann innerhalb der Verzögerungszeit der Inverteran-Ordnung (Verzögerungsschaitung) wieder abfällt, dann wird ein solches Signal gänzlich vom Schaltungsausgang beseitigt. Wenn ein Eingangssignal auf hohem Pegelwert zumindest während der Dauer der Verzögerungszeit aufrechterhalten wird, wird es als normales Ein- gangssignal akzeptiert. Wenn das Eingangssignal wieder fällt, wird die Schmitt-Trigger-Charakteristik wirksam. Auf diese Weise kann die Eingangsverstärkerschaltung Rauschsignale wirksam beseitigen bzw. unterdrükken.

Während die Erfindung anhand eines Beispiels beschrieben worden ist, in dem das Eingangssignal vom Niedrigpegel auf den hohen Pegelwert angehoben wird, sollte erwähnt werden, daß das technische Konzept der Erfindung in gleicher Weise anwendbar ist auf den Fall, in dem das Eingangssigna! von einem hohen Pegelwert auf den Niedrigpegelwert gesetzt wird.

In der zuvor beschriebenen Eingangsverstärkerschaltung können der Ladungstransistor 26 und der Treibertransistor 27, die die Endstufe der Inverterschaltung bilden, der ein Rückkopplungstreiberinverter zum Knotenpunkt 19 ist, ersetzt werden durch eine Gegentaktpufferschaltung aufgebaut aus MOS-Feldeffektransistoren vom Anreicherungstyp. Der Ausgangsanschluß 13 kann von einem gewünschten Ladungsfeldeffekttransistör ausgehen. Außerdem ist im zuvor beschriebenen Eingangsverstärker die Verzögerungsschaltung aus Invertern aufgebaut. Jedoch kann diese Verzögerungsschaltung ersetzt werden durch eine andere Verzögerungsschaltung.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

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Claims

Patentansprüche:

1. Eingangsverstärkerschaltung mit einem Eingang und Ausgang, mit einer Hysteresecharakteristik der Ausgangsspannung in bezug auf die Eingangsspannung, mit einer Eingangsschaltung enthaltend eine Serienschaltung von steuerbaren Halbleitern, mit einem Ausgangsanschluß sowie einem Rückkopplungsanschluß für eine Rückkopplungsverbindung zu einer Ausgangsschaltung mit mindestens einem steuerbaren Halbleiter, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Ausgang (28) der Eingangsschaltung (I) und dem Eingang der Ausgangsschaltung (26, II) eine Verzögerungsschaltung (20 bis 25,29 bis 34) vorgesehen ist, die bei Impulsen mit einer Impulsdauer kleiner als die Verzögerungszeit der Verzögerungsschaltung in den vor Auftreten eines Eingangsimpulses vorhandenen Schaltzustand ohne Änderung ihrer Ausgangsspannung zurückgeschaltet wird und die durch Impulse mit einer Impulsdauer größer oder gleich der Verzögerungszeit nach deren Verstreichen zur Impulsweiterleitung wirksam geschaltet wird.

2. Eingangsverstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsschaltung (I) einen ersten zwischen dem ersten Spannungsversorgungsanschluß (14) und dem Ausgang (28) angeordneten Transistor (16), einen zweiten zwischen dem Ausgang (28) und dem Rückkopplungsanschluß (19) angeordneten Transistor (17), dessen Steuerelektrode mit dem Eingangsanschluß (12) verbunden ist, und einen dritten Transistor (18) aufweist, der zwischen dem Rückkopplungsanschluß (19) und dem zweiten Spannungsversorgungsanschluß (15) angeordnet ist und dessen Steuerelektrode mit dem Eingangsanschluß (12) verbunden ist

3. Eingangsverstärkerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Transistor (16) ein MOS-Transistor vom Verarmungstyp ist, während der zweite und der dritte Transistor (17 und 18) MOS-Transistoren vom Anreicherungstyp sind.

4. Eingangsverstärkerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerungsschaltung (20 bis 25,29 bis 34) eine Vielzahl von Inverterschaltungen aufweist, die als Mehrfachkaskadenverbindungen ausgebildet sind.

5. Eingangsverstärkerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerungsschaltung (20 bis 25,29 bis 34) eine geradzahlige Anzahl von Inverterschaltungen aufweist, die als Kaskadenverbindungen ausgebildet sind.

6. Eingangsverstärkerschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß jede Inverterschaltung der Verzögerungsschaltung (II) eine Serienschaltung eines MOS-Transistors vom Verarmungstyp und eines MOS-Transistors vom Anreicherungstyp aufweist, die zwischen dem ersten und zweiten Spannungsversorgungsanschluß (14 und 15) angeordnet sind.

7. Eingangsverstärkerschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß außerdem ein Kondensator (33) vorgesehen ist, der zwischen einem Gate eines MOS-Transistors vom Anreicherungstyp in der letzten Inverterstufenschaltung und dem zweiten Spannungsversorgungsanschluß (15) angeordnet ist

8. Eingangsverstärkerschallung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet daß die Serienschaltung (16, 17, 18) der Eingangsschaltung (I) neben einem ersten und zweiten Transistor einen dritten Transistor aufweist, daß die Steuerelektroden des zweiten und dritten Transistors (17,18) mit dem Eingangsanschluß (12) verbun-

to den sind, daß die Verzögerungsschaltung aus einer Vielzahl von Inverterschaltungen (20, 21, 33, 22, 23, 24,25,34) besteht von denen jede eine Reihenschaltung eines Ladungstransistors (20 bzw. 24) und eines Treibertransistors (21 bzw. 25) aufweist, die zwisehen dem ersten und zweiten Spanmmgsquellenanschluß (14,15) vorgesehen ist daß die Inverterschaltungen als Mehrfach-Kaskaden-Verbindungsstufen ausgebildet sind und mit einer Steuerelektrode des Treibertransistors in einer ersten Inverterstufenschaltung verbunden sind, die mit einem Verbindungspunkt (28) des ersten und zweiten Transistors (16,17) der Eingangsschaltung (I) verbunden ist, daß ein Verbindungspunkt (32) des Treibertransistors und des Ladungstransistors in der letzten Inverter-Stufenschaltung mit einem Verbindungspunkt (19) des zweiten und dritten Transistors (17, 18) in der Eingangsschaltung (I) verbunden ist und daß eine Steuerelektrode (31) des Treibertransistors der letzten Inverterstufenschaltung mit einem Ausgangsan-Schluß (13) verbunden ist

9. Eingangsverstärkerschaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der erste, zweite und dritte Transistor (16,17,18) in der Eingangsschaltung (I) und die Ladungstransistoren und Treibertransistören (20 bis 27), die die Inverterschaltungen in der Verzögerungsschaltung bilden, MOS-Transistoren sind.

10. Eingangsverstärkerschaltung nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Transistor (16) der Eingangsschaltung (I) und die Ladungstransistoren (20, 22, 24, 26) in den Inverterschaltungen, die die Verzögerungsschaltung (II) bilden, MOS-Transistoren vom Verarmungstyp sind und daß der zweite und dritte Transistor (17,18) der

Eingangsschaltung (II) und die Treibertransistoren (21, 23, 25, 27) der Inverterschaltungen, die die Verzögerungsschaltung (II) bilden, MCS-Transistoren vom Anreicherungstyp sind.

11. Eingangsverstärkerschaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerungsschaltung (II) eine geradzahlige Anzahl von Inverterschaltungen aufweist, die als in Kaskade verbundene Stufen ausgebildet sind, wobei die Inverterschaltungen einen Kondensator aufweisen, der zwisehen dem Gate eines entsprechenden Treibertransistors und dem zweiten Spannungsversorgungsanschluß angeordnet ist.

12. Eingangsverstärkerschaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die letzte Inverterstufenschaltung eine Gegentaktpufferschaltung umfaßt, die ein Paar MOS-Transistoren vom Anreicherungstyp aufweist.