DE2813628A1

DE2813628A1 - Filterschaltung

Info

Publication number: DE2813628A1
Application number: DE19782813628
Authority: DE
Inventors: Jun Robert Mckay Bennett
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1977-04-04
Filing date: 1978-03-30
Publication date: 1978-10-12
Also published as: IL54075A0; US4127824A; DE2813628C2; SE439565B; SE7802358L; IL54075A; AU3409478A; NL182525B; MX144835A; FR2386951A1; JPS5820495B2; JPS53123611A; CA1094174A; FR2386951B1; NL7803557A; AU509600B2; GB1587301A; ZA78872B; NL182525C

Description

2813628 Dipl.-Phys. O.E. Weber d-8 München

Patentanwalt "Ί Hofbrunnstraße

Telefon tO89j 7 91 50

Telegramm: monopolweber munchen

TeIe/ 05-2128

ΙΧΤ-ΟλΟΙΑ , 11,'C· 3'- 3 ΞιΟ.ξϊ AIrOUo¹J-^i 5ο s.o.

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Die Erfindung betrifft allgemein Abtast- oder Schalter-Filterdetektor-Schaltungen und bezieht sich, insbesondere auf Abtastfilter-Detektorschaltungen, welche kapazitive Speicherelemente verwenden.

In einem mobilen Funksystem, welches in zwei Richtungen arbeitet, werden beispielsweise dann, wenn eine mobile Station ihren Sender aktiviert, indem die Sprechtaste gedrückt wird, alle anderen mobilen Funkstationen, deren Empfänger eingeschaltet sind und welche auf dieselbe Trägerfrequenz abgestimmt sind, das gesendete Signal empfangen, wenn die Niederfrequenzteile der Empfänger nicht mit einer Rauschunterdrückung versehen sind, wie sie grundsätzlich bekannt ist. Mobile Funksysteme, welche in zwei Richtungen arbeiten, haben eine Träger- oder Rauschunterdrückung, welche in der Weise arbeitet, daß der Empfänger abgeschaltet wird, wenn kein Trägersignal vorhanden ist, so daß nur Rauschen empfangen würde_o In alternativen Ausführungsformen ist eine selektive Rauschunterdrückungsstufe vorhanden, welche auf eine bestimmte Frequenz ansprichto Bei diesen letztgenannten Systemen werden nur solche Empfänger eingeschaltet, welche so ausgebildet sind, daß sie auf eine bestimmte (ausgewählte) Frequenz ansprechen, für welche keine Rauschunterdrückung durchgeführt wird, so daß die Niederfrequenzstufe eingeschaltet bleibt, wenn die auf Sendung geschaltete mobile Funkstation mit einer niedergedrückten Sprechtaste diese Frequenz aussendet.

Diejenige Schaltung bei dem mobilen Empfänger, welche dazu dient, die spezielle Frequenz abzutasten, kann gemäß der Erfindung eine Abtastfilter-Detektorschaltung sein. Weiterhin kann der Bandpaß jedes Filters verhältnismäßig schmal sein, so daß nur ein geringes oder minimales Ansprechen bei Frequenzen stattfindet, die nur geringfügig von der Abstimmfrequenz entfernt sind.

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Grundsätzlich sind Abtastfilter-Detektorschaltungen bekannte Diese sind jedoch verhältnismäßig kompliziert und teuer, da sie Bandpaßfilter benötigen, welche den Speicherkondensatoren nachgeschaltet sind, und auch eine Filterung nach der Abtastung benötigen, so daß insgesamt eine erhebliche Anzahl von zusätzlichen Komponenten wie Kondensatoren erforderlich sind_o Außerdem weist bei den bekannten Schaltungen das abgetastete Signal nicht die beste Wellenform auf.

Aus der US-Patentschrift 3 604 W ist eine Schaltungsanordnung bekannt, welche u_oa_o die oben aufgezeigten Nachteile aufweist.

Der Erfindung liegt die A u f g a be zugrunde, eine Abtastfilter-Detektorschaltung der eingangs näher genannten Art zu schaffen, bei welcher sich vor allem eine Filterungjaach der Detektorstufe erübrigte

Zur Lösung dieser Aufgabe dienen insbesondere die im Patentbegehren niedergelegten Merkmale_o

Die erfindungsgemäße Schaltung weist den wesentlichen Vorteil auf, daß sie bei verbesserter Wirkungsweise zugleich einfach und preiswert aufgebaut ist, da sie mit einem Minimum an Bauteilen auskommt, so daß die erfindungsgemäße Schaltung auch sehr klein gehalten werden kann.

Weiterhin ist gemäß der Erfindung der wesentliche Vorteil erreichbar, daß die gesamte Schaltung, mit Ausnahme der Speicherkondensatoren und des Eeihenwiderstandes, als integrierte Schaltung ausgebildet werden kann.

Gemäß einer besonders bevorzugten Ausführungsform des Erfindungsgegenstandes ist vorgesehen, daß die Detektorschaltung eine Zeitsteuereinrichtung aufweist, um die Schaltereinrichtungen in einer vorgegebenen Beziehung zu der Grundfrequenz zu steuern, daß weiterhin eine Spitzen- und Tal-Spannungsfolgerschaltung mit den

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Kondensatoren verbunden ist und daß ein Komparator mit den Ausgängen der Spitzen- und Tal-Spannungsfolgerschaltung verbunden ist, um ein Detektorausgangssignal zu liefern, wenn das Ausgangssignal von einem der Spitzen- und Tal-Folger das andere überschreitet.

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Die Erfindung wird nachfolgend "beispielsweise anhand der Zeichnung beschrieben; in dieser zeigen:

Figo 1 ein Blöckdiagramm einer erfindungsgemäßen Abtastfilter-Detektorschaltung ,

Figo 2 eine Reihe von Wellenformen, welche zur Erläuterung der Arbeitsweise eines Teils der Schaltung gemäß Figo 1 dienen,

Mg. 3 eine Reihe von Zeitsteuer-Wellenformen, welche durch einen Teil der Schaltung gemäß S¹Xg. 1 erzeugt werden,

Figo 4· eine Reihe von Wellenformen, welche die durchschnittliche Spannung darstellen, die an den Abtastkondensatoren entwickelt wird, und zwar als Punktion des Biasenwinkels zwischen dem Eingangssignal und dem Treibersignal, und

Figo 5 eine Reihe von Wellenformen, welche die Differenz zwischen den Spitzen und den Zählern der in der Figo 4-dargestellten Spannung als Funktion der Eingangsfrequenz darstellen

In der Figo 1 ist eine Abtastfilter-Detektorschaltung 10 dargestellt, welche an der Klemme 11 ein Eingangssignal aufnimmt und ein Detektorausgangssignal liefert, wie es nachfolgend beschrieben wird, welches an der Klemme 12 als Ausgangssignal abgegeben wird. Das Eingangssignal an der Klemme 11, welches (gemäß Fig. 2) eine Sinuswelle 13 sein kann, wird in Intervallen von 120° durch Festkörperschalter oder Multiplizierstufen 14, 15 und 16 abgetastet, und es werden die abgetasteten Signale jeweils in den Kondensatoren 17, 18 bzw₀ 19 gespeicherte Die Klemmen der Kondensatoren gegenüber von den Schaltern sind mit einem Bezugspotential verbunden, welches gemäß der Darstellung die Masse sein kann_o Die Festkörper-

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Schalter 14, 15 und 16 werden in geeigneten Zeitintervallen eingeschaltet und ausgeschaltet, und zwar durch Impulse, welche in der digitalen Logikeinrichtung oder Schaltung 21 erzeugt werden, jeweils über Leitungen 22, 23 bzw„ 24„

Die an den Kondensatoren 17, 18 und 19 auftretenden Spannungen werden über Leitungen 26, 27 und 28 einem Spannungsspitzenfolger 29 über Leitungen 31, 32 und 33 sowie einem Spannungstalfolger 34- über Leitungen 35, 36 und 37 zugeführt_o Das Ausgangssignal des Spannungstalfolgers 34- wird über eine Leitung 38 dem negativen Eingang eines Differenzverstärkers 39 zugeführt, und das Ausgangs signal des Spanmmgsspitzenf olgers 29 wird über Leitungen 41 und 42 der positiven Eingangsklemme des Differenzverstärkers 39 zugeführte Eine Schwellenspannung Vg wird zwischen den Leitungen 41 und 42 angelegt, damit die Schwelle vorgegeben werden kann, bei welcher der Differenzverstärker 39 seinen Zustand zwischen einem Ausgangssignal 0 und einem hoch gelegten Ausgangssignal an der Klemme 12 änderte Im wesentlichen ist das Ausgangssignal an der Klemme 12 eine logische 0 oder eine logische 1, was von dem Wert der Schwelle abhängt, wie es nachfolgend näher erläutert wird·

Die digitale Logikeinrichtung 21 weist D-Flip-Flops 43 und 44 sowie ein NOR-Glied 45 auf, welches gemäß der Darstellung durch ein Taktsignal an der Klemme 46 mit einer Frequenz von 3Pq beaufschlagt wirdo

In der Pig· 3 sind Zeitsteuer-Wellenformen A, B und G und die Takt-Wellenform dargestellt, wobei die Wellenformen bzw· Impulse A, B und 0 jeweils über Leitungen 22, 23 bzw» 24 zur Steuerung des Schließens und des Öffnens der Schalter 14, 15 bzwo 16 verwendet werden. In jedem Pail wird der Schalter eingeschaltet, wenn die Impulse der Wellenformen A, B und 0 ansteigen, bleibt während der Impulsdauer eingeschaltet und wird abgeschaltet, wenn die Impulse auf 0 zurückfallen«, Die Einschaltimpulse können jeweils als eine logische 1 angesehen

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werden, und die Ausschaltimpulse können jeweils als eine logische 0 in der digitalen Logikschaltung betrachtet werden» Somit ist zu beobachten, daß die Schalter 14, 15 und 16 während aufeinanderfolgender Intervalle eingeschaltet sind, die jeweils gleich einem Drittel der Periode der Frequenz F_Q sind, der Treiberfrequenz, welche durch ein Taktsignal erzeugt wird, welches eine Frequenz von 35¹Q aufweist O

Die Flip-Flops 43 und 44 sind an sich bekannte Typen, welche umschalten oder ihren Status ändern, wenn sie mit der ansteigenden Flanke der Taktimpulse 47 beaufschlagt werden, wie es durch Pfeile dargestellt ist. Das NOE-Glied 45 ist ein an sich bekanntes Bauelement und arbeitet zusammen mit den Flip-Flops 43 und 44 in der Weise, daß die ansteigenden Impulse 48, 49 und 50 der Wellenformen A, B und 0 erzeugt werden₀ Jeder der Impulse 48, 49 und 50 hat eine halbe Wellenlänge der Frequenz Fqo

Die Taktfrequenz-Eingangssignale an der Klemme 46 werden den Klemmen G^ und G₂ der Flip-Flops 43 und 44 zugeführt_o Die Flip-Flops 43 und 44 weisen jeweils einen Verzögerungseingang D^ bzw. D₂ sowie Ausgänge Q^ bzw« Q₂ auf₀ Die Arbeitsweise der Flip-Flops 43 und 44 zusammen mit dem NOR-Glied 45 dürfte an sich hinreichend bekannt sein, so daß sich eine weitere Erläuterung erübrigt« Durch diese Bauelemente werden die in der Fig.3 dargestellten Wellenformen geliefert. Die Funktion der digitalen Logikeinrichtung 21 besteht darin, die Festkörper-Schalter 14, 15 und 16 nacheinander in Intervallen von 120° bei der Frequenz Fq zu schließen, wobei zum Zwecke der Erläuterung die Frequenz F_Q gleich der Frequenz F-g™ des Eingangs signals angenommen wird.

In der Figo 2(a) ist ein Zyklus des Eingangs signals Sg₁₁^ dargestellt, und in der Fig_o 2(b) sind die Impulse 48, 49 und 50 dargestellt (siehe auch Figo 3)ι welche jeweils die Festkörper-

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Schalter 14, 15 "bzw. 16 nacheinander in Intervallen von 120° schließen. Soweit die positiven Impulse die Schalter einschalten, ist zu beobachten, daß der Schalter 14 über 120° geschlossen wird und für den übrigen Zyklus offen ist, wonach der Schalter 15 durch den Impuls 49 für die nächsten 120° geschlossen wird und für den übrigen Zyklus offen ist und den Abschnitt vor dem Impuls und wobei schließlich der Schalter 16 durch den Impuls 50 für die folgenden 120° des Zyklus geschlossen wird, so daß der Schalter 16 für die ersten 240° des Zyklus offen gewesen ist«, Zur Erläuterung ist angenommen worden, daß die Ehase des Eingangssignals S^j^· dieselbe ist wie diejenige des Treibersignals F^, und es wurde weiterhin angenommen, daß keine Übergangsbedingungen vorliegen.

wahrend des anfänglichen Intervalls von 120° (Länge des Impulses 48) wird der Kondensator 17 auf einen positiven Mittelwert V^ aufgeladen (siehe I¹Xg₀ 2(a))_o In ähnlicher Weise wird während des folgenden Intervalls von 120° der Schalter 14 geöffnet, der Schalter 15 ist jedoch geschlossen, und zwar durch den Impuls 49, und dadurch wird der Kondensator 18 auf einen Mittelwert aufgeladen« 3Pür den Fall, daß gemäß der obigen Annahme ^ttj ¹¹¹¹¹I S¹Q i°- Ehase sind, sind die positiven und die negativen Abschnitte der Eingangswelle IV^ gleich und die tatsächliche Durchschnittsladung auf dem Kondensator 18, nämlich V_ß, ist gleich HuIl₀ Während der folgenden 120° werden die beiden lestkörper-Schalter 14 und 15 durch den Impuls 50 geöffnet, und nur der Schalter 16 ist geschlossen. Während dieses Intervalls wird der Kondensator 19 auf einen negativen Mittelwert V_Q aufgeladen, wie es in der Fig., 2(a) dargestellt istο Die Differenzspannung Y_D ist für den dargestellten Jail die Summe von Ύ. und V_noWährend in der ]?ig_o 2 (a) eine Wellenform veranschaulicht ist, ist natürlich darauf hinzuweisen, daß dieser Vorgang sich mit der Treiberfrequenz fortsetzt, und zwar für ein beliebiges Zeitintervall, in welchem die Kondensatoren 17j 18 und 19 ihre Durchschnittsladungen bekommen. Die Konden-

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satoren halten die Ladung, welche während jedes der Intervalle von 120° über den Zyklus aufgebracht wird«. Aus einem Vergleich der Durchschnittsspannungen V^, Y-g und Y_Q der Pig. 2(a), unter der Annahme, daß ^σ-rN ^unä· ^o ^iT1 ^¹⁸·^{136 sin(3}·» ergibt sich, daß dann, wenn die Phase sich zwischen F-g-^ und F_Q ändert, die Durchschnittsspannungen an den Kondensatoren 17» 18 und 19 ebenfalls in entsprechender Weise geändert werden«,

In der Fig. 4 ist in einer graphischen Darstellung jeweils die Durchschnittsspannung an den Kondensatoren 17, 18 bzw„ 19 dargestellt, d.h. in Form von Wellenformen A¹, B¹ bzw_o O¹, und zwar für einen Zustand von Phasengleichheit (0°) bis zu einem Zustand einer Phasenverschiebung von 360°„ Diese Wellenformen werden jeweils aus den Impulsen A, B und G gewonnen. Die Spannungen sind in einer normalisierten Weise dargestellt und zwar als Vy/V%j$ ("% = Mittelwert von V und V-gjjj = Eingangsspannung) ο Während diese Wellenformen im wesentlichen sinusförmig sind, ist zu beobachten, daß diese Wellenformen sich gegenseitig schneiden (sie haben eine Phasenverschiebung von 120°), und die oberen Abschnitte bilden Spitzen 51, 52 und 53, und die unteren Abschnitte bilden Täler 5^, 55 und 56o

wahrend die Spitzenspannungen den Spitzen 51» 52 und 53 folgen und die Talspannungen den Tälern 54, 55 und 56 folgen, bleibt die Differenz zwischen den Spitzen und den Tälern bei einer beliebigen Phase im wesentlichen dieselbe, so daß nur eine geringfügige Welligkeit vorhanden ist. Somit ist über den gesamten Zyklus von 360° von Phasenverschiebungen die Spannungsdifferenz zwischen den Spitzen und den Tälern im wesentlichen konstant«, Somit treten an der Klemme 12 keine Abtast-Ausgangsspannungen auf, die durch Phasenveränderungen zwischen dem ankommenden Signal Fgjjj und dem Treibersignal F_Q hervorgerufen würden, wenn F_Ej_N und Fq gleich sind«.

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Der Spannungsspitzenfolger 29» der an sich bekannter Art sein kann, der aus einerReihe von geeignet gepolten Dioden bestehen könnte, folgt den Spitzenspannungen 51, 52 und 53, welche über die Leitungen 31, 32 und 33 zugeführt werden, und er liefert eine positive Aus gangs spannung auf der Leitung 4-1. Der Spannungstalfolger 34, der ebenfalls an sich bekannter Art sein kann, könnte beispielsweise aus einer Reihe von geeignet gepolten Dioden bestehen, und er folgt den Spannungstälern 54, 33 und 56, welche über die Leitungen 35» 36 und 37 zugeführt werden, und er liefert eine negative Ausgangsspannung auf der Leitung 38 ₀ Die Differenz zwischen den Talspannungen und&en Spitzenspannungen, modifiziert durch die Schwellenspannung Yg, ist ebenfalls in der Jig. 4 dargestellt« Diese Differenz wird den negativen und den positiven Klemmen des Verstärkers 39 mit hoher Verstärkung zugeführt, wie es oben bereits erläutert wurde«. Gemäß Pig. 4 hat V_g einen oberen Wert, der etwas geringer ist als das Minimum der Spitzenspannungen, und einen unteren Wert, der etwas größer ist als das Maximum der Talspannungen,, Die Schwelle kann derart gewählt werden, daß sie einem beliebigen gewünschten Wert entspricht, so daß dann, wenn die Differenz zwischen den Spitzenspannungen und den Talspannungen die Schwelle überschreitet, der Verstärker 39 ein. Abtastsignal lieferte Wenn die Differenz zwischen den Spitzenspannungen und den Talspannungen geringer ist als die Schwelle, wird an der Klemme 12 kein Abtast-Ausgangssignal geliefert» Mit anderen Worten, wenn die Frequenz des Eingangssignals innerhalb der Bandbreite liegt, was der Fall ist, sobald 2¹Jj-QT gleich F_Q ist und für ein Band auf jeder Seite dieser Frequenz, wie es unten noch erläutert wird, entspricht das Ausgangssignal einer logischen 1_O Wenn das Eingangssignal nicht innerhalb dieser Bandbreite liegt, ist die Differenz zwischen den Spitzenspannungen und den Talspannungen kleiner als die notwendige Differenz, und das Ausgangssignal des Verstärkers ist tief gelegt oder entspricht einer logischen 0. Das Filter hat somit ein sehr scharfes Ansprechverhalten bzw«, sehr steile Flanken. Für eine gewünschte Frequenz wird ein hoch gelegtes Signal geliefert und für eine nicht gewünschte Frequenz wird ein Ausgangssignal Hull gelieferte

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Die ligo 5 zeigt eine graphische Darstellung der Differenz zwischen den Spitzen und den Tälern gemäß Figo 4- über der Eingangsfrequenz ϊ^-^ο Die Differenzspannungen gemäß Fig.5 erscheinen an den Eingängen des Spannungsspitzenfolgers 29 und des Spannungstalfolgers 3A-_O Für eine bestimmte Eingangsfrequenz von 675 Hz» die einer typischen Signalfrequenz in einem Funksystem sein kann, welches in zwei Eichtungen arbeitet, ist die Differenz als Kurve 57 dargestellte Die Spitze 58 der Kurve 57 tritt bei der Frequenz von 675 Hz auf, was dem Eingangssignal für I^-qj- entspricht, und sie tritt auf, wenn die Treiberfrequenz F_Q auch gleich 675 Hz ist, so daß die Eingangsfrequenz exakt am Mittelpunkt des Frequenzbandes liegt„ Dabei ist die Taktfrequenz an der Klemme 4-6 natürlich 2025 Hz₀ Wenn die Frequenz des Eingangssignals I¹JJjTa in bezug auf die Treiberfrequenz Fq abnimmt und zunimmt, ergibt sich die Ansprechkurve 57ο Es ist zu bemerken, daß die Seiten der Kurve 57 sehr steil abfallen, wodurch angezeigt wird, daß eine sehr schmale Bandbreite vorhanden ist, mit einer zweiten Spitze 59 bei der zweiten harmonischen Frequenz von 1350 Hz, jedoch ist die dritte harmonische Frequenz von 2025 Hz gleich Null, wodurch angezeigt wird, daß keine dritte harmonische Spannung im Ausgang der Abtastschaltung vorhanden ist· Dies ist ein sehr wünschenswertes Merkmal und ergibt sich aus der dreiphasigen Beziehung oder der 120-Grad-BeZiehung der Arbeitsweise der Festkörper-Schalter. Die Ansprechkurven 61, 62 und 63 sind für verschiedene Frequenzen des Eingangssignals dargestellt, wobei die Kurve 63 für eine Frequenz von 2025 Hz gilt, wie es oben bereits angeführt wurde. Diese Kurven wurden natürlich bei einer Frequenz Fq gewonnen, welche gleich den angegebenen Frequenzen ist, während die Taktfrequenz dreimal so groß war„ Die Spitzenamplituden sind im wesentlichen dieselben, unabhängig vom Wert der Eingangsfrequenz„

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Die Bandbreiten der in der H¹Ig₀ 5 gezeigten Kennlinien werden durch die Größe des Widerstandes 64- festgelegt, welclier in der Eingangsstufe angeordnet ist, und weiterhin durch die Kapazitätswerte der Abtastkondensatoren 17, 18 und 19° Der Widerstand und der Kondensator bilden eine Dämpfungsschaltung, welche das Ausgangssignal rasch dämpft, wenn sich die Eingangsfrequenz von der gewünschten oder der Grundfrequenz aus veränderte In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel hatte der Widerstand einen Wert von 15 Kiloohm und die Kondensatoren 17, 18 und 19 hatten einen Wert von 0,1 uiO Es können natürlich für bestimmte Anwendungsfälle auch andere Werte zweckmäßig sein_o

In der Figo 2 (b) sind drei Sinuswellen 65, 66 und 67 dargestellt, welche jeweils in Intervallen vorhanden sind, welche durch die Impulse 48, 4-9 und 50 festgelegt werden, die eine Phasenverschiebung von 120° gegeneinander aufweisen«, Die Länge der einzelnen Impulse ist gleich, und die Länge entspricht insgesamt der Wellenlänge der Eingangsfrequenz. Während des Intervalls, welches durch den Impuls 48 festgelegt ist, während der Schalter 14- geschlossen ist, ist der Mittelwert der Sinuswelle 65 gleich Null. In ähnlicher Weise sind für die Intervalle der Impulse 4-9 und 50 bei geschlossenen Schaltern 15 und 16 die Mittelwerte der Sinuswellen 66 und 67 jeweils gleich Null«, Somit ist ersichtlich, daß das erfindungsgemäße Abtastfilter kein harmonisches Ausgangssignal erzeugt, da während des entsprechenden Zeitintervalls, wenn der entsprechende Schalter geschlossen ist, die Harmonischen im Mittelwert gleich Ifull sind.

Die Impulse 48, 4-9 und 50 zusammen mit ihren HuIl-Abschnitten können als eine Funktion der Zeit S(T) definiert werden. Die Impulse 48, 49 und 50 können jeweils als eine logische 1 angesehen werden, und die Null-Abschnitte können als eine logische 0 betrachtet werden. Die Wellen 65, 66 und 67 sind Sinuswellen, welche als eine .Punktion der Zeit dargestellt werden können, die gleich sin(Z) ist_o Wenn das Integral des Ecoduktes der zwei Funktionen, doh. das Integral von S(Y) mal sin (Z) einen Mittel-

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wert von Null hat, dann ist die Reaktion für diese Frequenz gleich Null. Dies bedeutet, der Mittelwert von Integral von S(Y) mal sin (Z) ist gleich NuIl₀

Die Festkörper-Schalter oder Multipli zier stuf en 14-, 15 und können Feldeffekt-Transistoren oder bipolare Transistoren oder auch andere geeignete Einrichtungen sein.

Alle beschriebenen Bauteile, mit Ausnahme des Widerstandes und der Kondensatoren 17, 18 und 19 lassen sich leicht in integrierter Form ausbilden,,

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Leerseite

Claims

Pat ent ansprüche

Abtastfilter-Detektorstufe mit einer Eingangssignalstufe für bestimmte Frequenzen einschließlich einer Grundfrequenz, wobei eine Mehrzahl von Abtastkondensatoren mit der Singangssignalstufe verbunden sind, wobei Schaltereinrichtungen in der Verbindungsschaltung jedes Kondensators angeordnet sind und wobei eine Detektorschaltung mit den Kondensatoren verbunden ist, dadurch gekennzeichnet , daß die Detektorschaltung eine Zeitsteuereinrichtung aufweist, um die Schaltereinrichtungen in einer vorgegebenen Beziehung zu der Grundfrequenz zu steuern, daß v/eiterhin eine Spitzen- und Tal-Spannungsfolgerschaltung mit den Kondensatoren verbunden ist und daß ein Komparator mit den Ausgängen der Spitzen- und Tal-Spannungsfolgerschaltung verbunden ist, um ein Detektorausgangssignal zu liefern, wenn das Ausgangs signal von einen der Spitzen- und Tal-JBOlger das andere üb er schreitete

ο Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Anzahl der Kondensatoren wählbar ist und daß die Zeitsteuerschaltung die geschlossenen und die offenen Perioden der Schaltereinrichtung in bezug auf eine vorgegebene Harmonische der Grundfrequenz steuert, so daß das Integral der harmonischen Wellenform für jeden Kondensator über die geschlossene Schalterperiode gleich Null ist_o

ο Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitsteuerschaltung eine digitale Logikeinrichtung aufweist«

^₀ Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Anzahl der Kondensatoren gleich drei ist, daß die vorgegebene Harmonische der Grundfrequenz die dritte Harmonische ist und daß jede Schaltereinrichtung zyklisch derart gesteuert wird, daß sie ein Drittel der Periode geschlossen und zwei Drittel der Periode der Grundfrequenz geöffnet isto

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Schaltung nach Anspruch. 3» dadurch, g e k e η η zeichne t , dai ein Seihe nwider st and in der Zingangsstufe vorhanden, ist und dsJ. die So-icinat;ion aus den "widerstand und jeden der Kondensatoren eine Schaltung bildet, weiche bei solchen .frequenz ^n eine hohe Dänpfung hat, die sich von der G-rundf requenz u: ter scheides..

Schaltung nach Anspruch 1, dadurch g e > e η nz e i c h net, aa3 ein Äorparator vorgesehen ist, welcher an den Ausgang der Spitzen- und lal-^olgerschaltung angeschlossen ist ο

7. Schaltung nach Anspruch -5, dadurch gekennzeichnet, da3 ein Schwellenaotas-celenent; vorgesehen ist, wel-

CiISo X-*. c-t-SX der _.· o —— b" -ie= ^O.-PS rSuOra ?._n5o e _· _jj3

net, da3 das 3chvrellenabtrastele~ent in den positiven Zin-

net, da_; der Sozzoarator einen Differenzverstärker auf— weisto

Oo Schal tuiLg nach Anspruch 9» dadurch gekennzeichnet, 5.23 der Differenzverstärker ein hohes Terstärkungsiaa.i hat und in vresentlicheu für Singangssignale ein Ausgangssignal νοΌ. IJuIi liefert, welche gleich oder negativ sind, während ein nennenswertes Ausgangssignal für ein positives Eingangssignal geliefert wird.

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