JPS5820495B2 - 改良形サンプリング「濾」波検出器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、サンプリング方式すなわち整流（ ｃｏｍｍ
ｕｔａｔ ｉｇ）方式のｐ液検出器（ｆｉｌｔｅｒ−ｄ
ｅｔｅｃｔｏｒ）に関するものであり、さらに特に容量
記憶（ｃａｐａｃｉｔｉｖｅ ｓｔｏｒａｇｅ）すなわ
ちサンプリングの手段を用いた、所望のトーン信号に対
する改良された検出手段を有するサンプリングＰ液検出
器に関するものである。

たとえは、自動車用送受信両用（ｔｗｏ−ｗａｙ）無線
通信システムにおいては、１台の自動車局がそのブツシ
ュツウトーク（ＰＴＴ）スイッチを押すことによってそ
の送信機を動作させると、受信機が動作中であり、同じ
搬送波周波数に同調しているすべての他の自動車無線局
は、受信機の可聴周波部分がこの技術分野で周知のごと
くスケルチされている場合を除いては、送信信号を受信
する。

自動車用送受信両用無線通信システムは、搬送波または
雑音スケルチを包含しており、これは搬送波がなくて雑
音だけが受信されているとき、受信機を遮断すなわち静
粛にするごとく機能する。

これに加えて、または他の手段として、このような自動
車用送受信両用無線通信システムは、ある特定の周波数
に対して応答する選択スケルチ回路を包含している。

後者のシステムにおいては、送信状態の自動車局がＰＴ
Ｔスイッチを押してその周波数を送信したとき、その特
定の（選択された）周波数に応答するのに適合した受信
機だけがスケルチ解除すなわち可聴周波動作状態になる
。

その特定周波数を検出するための自動軍属受信機の回路
は、本発明によるサンプリングろ波検出器でよい。

さらに、各ｐ波器の通過帯域は比較的狭く、従って同調
周波数から僅かでも離れた周波数における応答は小さい
かまたは最小である。

記憶用キャパシタを用い１こサンプリング炉液検出器は
公知である。

しかしながら、これらは記憶用キャパシタの後に帯域通
過ろ波器を必要とし、かつ柱状検出ろ波（ｐｏｓｔ ｄ
ｅｔｅｃｔｉｏｎ ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ）を必要とする
ので比較的複雑であり力）つ高価である。

これらはすべて、相当数のキャパシタのような付加的構
成部品の使用を必要とする。

し力）も、得られた検出信号は最良の波形のものでな力
）つた。

従って、本発明の目的は単純、低価格であり、最小数の
構成部品し力）必要とせず、力）つ小さい寸法の改良形
サンプリングＦ波検出器を提供することにある。

本発明のもう一つの目的は、記憶用キャパシタと直列抵
抗を除いて、完全に集積化できることが示される性質の
改良形サンプリングル波検出器を提供することにある。

本発明のもう一つの目的は、従来技術の欠点を克服する
ことが示される性質の改良されたサンプリング炉液検出
器を提供することにある。

本発明の一実施例さして、基本波周波数を含むある周波
数帯に対する入力信号回路と、該入力信号回路と直列で
あり、かつ１個の出力を有する抵抗器手段と、その入力
が抵抗器手段の出力に接続されそれぞれが出力と入力を
含む３個の乗算器すなわちスイッチ手段と、各乗算器す
なわちスイッチのそれぞれの出力に接続され、それぞれ
が基準電圧に接続されている何個のキャパシタと、全体
の期間が基本周波数の周期に等しい３個の等しい時間間
隔の連続において乗算器すなわちスイッチを動作せしめ
るそれぞれの乗算器すなわちスイッチに接続された手段
と、入力と出力を有しその入力がそれぞれのキャパシタ
に接続された電圧頂部フォロアと、入力と出力を有しそ
の入力がそれぞれのキャパシタに接続された電圧底部フ
ォロアと、電圧頂部フォロアと電圧底部フォロアの入力
の１つが他の入力を超えたとき検出器出力を供給するた
めの電圧頂部フォロアの出力と電圧底部フォロアの出力
さに結合した比較器手段とからなるサンプリングル波検
出器回路が与えられている。

第３高調波を消去しかつそれを乗算するためスイッチは
基本周波数で１２０°間隔で動作せしめられる。

抵抗器手段と各キャパシタとの直列結合は、基本周波数
から異なる周波数に対する入力回路における減衰の制御
可能な割合を与える。

出力が検出されるしきい値を決定するための電圧頂部フ
ォロアと比較器の正側入力とに結合したしきい値電圧が
回路内におかれている。

以下、実施例について本発明の詳細な説明する。

第１図は信号入力を端子１１で受入れ、後述のとすくシ
て検出出力信号を端子１２に発生する、本発明の一実施
例の改良形サンプリング炉液検出器回路１０の構成を示
すブロック図、第２図は第１図の回路の一部の動作を説
明するのに有用な一連の波形図である。

今、端子１１における信号入力が正弦波１３（第２図）
であるとするさ、それは固体回路スイッチすなわち乗算
器１４，１５お、よび１６によって１２０°間隔でサン
プリングされ、サンプリングされた信号はそれぞれキャ
パシタ１７．１８および１９に記憶される。

キャパシタのスイッチと反対側の端子は基準電圧に接続
される。

基準電圧は図示のごとく、接地することができる。

固体回路スイッチ１４．１５および１６は、ディジタル
論理手段すなわち回路２１において発生し１こパルスに
よって、それぞれ導線２２．２３および２４を経て、適
当な時間間隔でオン、オフされる。

キャパシタ１７．１８および１９に現れている電圧は導
線２６．２７および２８を経て、電圧頂部フォロア２９
へ導線３１．３２および３３を経て、電圧底部フォロア
３４へ導線３５．３６および３７を経て結合される。

電圧底部フォロア３４の出力は導線３８を経て差動増幅
器３９の負側入力に結合し、電圧頂部フォロア２９の出
力は導線４１と４２を経て差動増幅器３９の正側入力端
子」に結合している。

差動増幅器３９が端子１２における無信号から端子１２
におけるハイレベルの信号に変わるしきい値が予め定め
られるように、電圧■ｔｈｒｅｓｈｏｌｄが導線４１と
４２の間に接続されている。

後に十分説明されるように、端子１２」における出力は
しきい値の値に応じて、本質的に論理のＯまたは論理の
１である。

ディジタル論理手段２１は図示のように接続されたＤ形
フリップフロップ４３と４４およびＮＯＲゲート４５力
）らなり、端子４６におけるクロシック信号によって３
Ｆｏの周波数で駆動さ札第３図は第１図の回路の一部に
よって発生される一連のタイミング波形図である。

第３図においては、タイミング倣形Ａ、ＢおよびＣとク
ロック波形とが示されている。

波形すなわちパルスＡ １ ｊＢおよびＣはそれぞれ導
線２２．２３および２４を経て伝送されて、それぞれス
イッチ１４．１５および１６の閉と開を制御する。

それぞれの場合、スイッチは波形Ａ、ＢおよびＣのパル
スが立上るときオンになり、パルスの期間中続き、パル
スがＪＯに落ちるときオフになる。

オンになるパルスはディジクル論理回路において論理の
１のそれとみなされ、オフになるパルスは論理の０のそ
れとみなされる。

従ってスイッチ１４．１５および１６は、駆動周波数で
ある周波数Ｆ。

の周期のそれぞＪれ１／３に等しい連続した時間間隔の
間オンである。

駆動周波数は３Ｆｏの周波数で走るクロック回路によっ
て生じる。

フリップフロップ４３および４４は周知の形式の装置で
あり、それは矢印で示すごとくクロック・パルス４７の
上昇部分で計時すなわち状態変化する。

ＮＯＲゲート４５は周知の構成部品であって、フリップ
フロップ４３および４４とともに作用して、波形Ａ、Ｂ
およびＣの上昇パルス４８．４９および５０を生じる。

各パルス４８．４９および５０は、周波数Ｆ。

の周期の１／３の長さである。端子４６におけるクロッ
ク周波数入力は、フリップフロップ４３および４４の端
子Ｃ１およびＣ２にそれぞれ加えられる。

フリップフロップ４３および４４は、遅延入力Ｄ１およ
びＤ２と出力Ｑ１およびＣ２をそれぞれ含んでいる。

ＮＯＲゲート４５と合せたフリップフロップ４３および
４４の機能は、これらの装置に対する真理値表の説明や
、第３図に示された波形を生じるための他のより詳細な
説明を要せずして、当業者に十分よく理解されるものと
信する。

ディジタル論理手段２１の機能は、周波数Ｆ。

の１２０°間隔で連続的に固体回路スイッチ１４．１５
および１６を閉じることであり、周波数Ｆ。

は説明の目的のため入力信号の周波数ＦＩＮに等しいと
する。

第２図ａにおいては入力信号ＦＩＮの１サイクルが示さ
れており、第２図すにおいてはパルス４８゜４９および
５０（第３図も参照）が示されている。

パルス４８．４９および５０はそれぞれ固体回路スイッ
チ１４．１５および１６を１２０°間隔で連続的に閉じ
る。

正パルスがスイッチをオンにするのだ力）ら、スイッチ
１４は１２０°の間閉じて１周期の残りの期間開き、次
にスイッチ１５がパルス４９によって次の１２０°の間
閉じて１周期の残りの期間とパルス以前の部分は開き、
最後に１周期の初めの２４０°の間開いているスイッチ
１６がパルス５０によって１周期の次の連続する１２０
°の間閉じることが観戦されるだろう。

説明の都合上、入力信号ＦＩＮの位相は駆動信号Ｆ。

のそれと同じであり、過渡状態は存在しないと仮定して
いる。

最初の１２０°の期間（パルス４８の長さ）の間、キャ
パシタ１７はある正の平均値ｖＡ（第２図ａ）に充電さ
れる。

同様に次の、すなわち続＜１２０゜の期間の間スイッチ
１４は開くが、スイッチ１５はパルス４９によって閉じ
てキャパシタ１８にある平均値の充電を生じさせる。

周波数ＦＩＮと周波数Ｆｏが同位相であるとした場合、
入力波ＦＩＮの正および負の部分は等しく、キャパシタ
１８の正□味の平均充電量ＶＢは上節である。

次の続＜１２０゜の期間の間、固体回路スイッチ１４お
よび１５は両方とも開き、スイッチ１６だけがパルス５
０によって閉じる。

この期間中、キャパシタ１９は第２図ａに示されるごと
く、ある負の平均値Ｖｏに充電される。

差電圧ＶＤは、図示の場合に対しては■いとｖｃの和で
ある。

第２図ａにおいては１個の波形が示されているが、もち
ろん、この過程はどんな時間間隔に対して駆動周波数で
進行し、その間、キャパシタ１７．１８および１９はそ
の平均充電状態にあることがわかる。

キャパシタはその蓄えられた電荷を１周期の各１２０°
の期間中保持する。

第２図ａの平均電圧ｖＡ、ＶＢおよびｖｃを比較すると
、周波数ＦＩＮとＦ。

が同位相であるが、ＦＩＮとＦ。

の間の位相が変化し１こときは、キャパシタ１７．１８
および１９の両端の平均電圧がそれに従って変化するこ
とが明ら力）であろう。

第４図には、キャパシタ１７．１８および１９の両端に
現れる平均電圧のグラフ、すなわちそれぞれ波形Ａ／
、 Ｂ／およびＣ′を同相（０°）から位相差３６０°
まで示している。

これらの波形は、それぞれパルスＡ、ＢおよびＣによっ
て得られたものである。

電圧は■ＡＶＥ／ＶＩＮ（ｖ 対ＶＩＮ ）ａｖ
ｅｒａｇｅ として正規化する方法で図表化して示されている。

これらの波形は本質的に正弦波形力）らなるが、各Σ波
が互に（合波は１２０°位相がずれている）交差し、か
つ上の部分が頂部５１．５２および５３を形成し、また
下の部分が底ＨＢ５４．５５および５６を形成すること
が観戦されるであろう。

頂部電圧は頂部５１．５２および５３に従い、シまた底
部電圧は底９５４．５５および５６に従うので、頂部と
底部の間の差はどの位相角でも本質的に同じに保たれ、
比較的小さいリップルだけがある。

このようにして、３６０°の位相変化の全周期を通じて
、頂部と底部の間の電圧差は本質的に、一定である。

従って入力信号ＦＩＮと駆動信号Ｆ。が等しいとき、信
号ＦＩＮとＦ。

の間の位相変化の結果として端子１２に検出出力電圧は
存在しない。

電圧頂部フォロア２９はどんな周知の形式のものでもよ
いが、一連の適当な極性のダイオードで。

もよく、導線３１．３２および３３を経て受は取られた
頂部電圧５１．５２および５３に従って、導線４１に正
の出力電圧を供給する。

電圧底部フォロア３４もどんな周知の形式のものでも、
１ことえは一連の適当な極性のダイオードでもよく、導
・線３５．３６および３７を経て受は取られた電圧ＪＩ
Ｂ５４．５５および５６に従って、導線３８に負の出力
電圧を供給する。

第１図において頂部電圧フォロワ２９の簡単な実施例は
、３個のダイオードであり、ダイオードの一方のアノー
ド端子の各々を線３１〜３３に接続した入力線３１．３
２及び３３と、ダイオードのカソード端子を１緒に接続
し、頂部電圧フォロワ２９の出力線４１を構成させるよ
うにしている。

底部電圧フォロワ３４の簡単な実施例は、一組３個のダ
イオードであり、入力線３５〜３７の各々は、ダイオー
ドのカソード端子の一方に接続し、ダイオードのアノー
ド端子は共通に一緒に接続され出力線３８を構成する。

底部電圧と頂部電圧の間の差は、第４図にも示されたし
きい値電圧ｖｔｈｒｅｓｈｏｌｄによって修正されて、
既に説明したように高利得増幅器３９の負と正の端子に
加えられる。

第４図において電圧■ｔｈｒｅｓｈｏｌｄは、電圧頂部
の最小値より僅の）に小さい上限値と、電圧底部の最大
値よりいくら力）大きい下限値を持つものとして示され
ている。

しきい値は、頂部電圧と底部電圧との間の差がしきい値
を超えたとき増幅器３９が検出信号を供給するような、
いかなる所望の値にも選ばれ得る。

頂部電圧と底部電圧の間の差がしきい値より少いときは
、端子１２に検出出力信号は存在しないだろう。

換言すれば、入力信号の周波数が帯域幅内にあるとき、
すなわち後述のように入力信号周波数ＦＩＮがＦ。

に等しいときと、この周波数の両側のバンドに対して、
出力が存在しそれは論理の１であり得る。

入力信号が帯域幅内にないときは、頂部電圧と底部電圧
の間の差は必要な差分より少く、増幅器の出力はローレ
ベルすなわち論理の０である。

沢波器のレスポンスはこのようにして非常に鋭い。

希望周波数に対しては高い応答が、不要周波数に対して
はゼロ応答が得られる。

第５図においては、入力信号周波数ＦＩＮに対する第４
図の頂部電圧と底部電圧の間の差分の図表が示されてい
る。

第５図の差分電圧は電圧頂部フォロア２９と電圧底部フ
ォロア３４への入力に現れるものである。

送受両用無線システムにおける代表的な信号周波数であ
る、一つの特別の入力周波数６７５Ｈ２に対して、差分
は曲線５７として示されている。

曲線５７のピーク５８はＦＩＮに対する人力信号である
６７５Ｈ２の周波数で生じ、かつ駆動周波数Ｆ。

も６７５Ｈ，、に等しいとき生じる。これはいわば入力
周波数が正確に周波数帯域の中点にあるということであ
る。

この表示に対して端子４６におけるり田ンク周波数は勿
論２０２５Ｈ２である。

入力信号ＦＩＮの周波数が駆動周波数Ｆ。に比べて減少
し力）つ増加するに従ってレスポンス曲線５７が得られ
る。

曲線５７の側部は非常に急峻に落ちて非常に狭い帯域幅
を示し、第２高調波周波数１３５０Ｈ２に第２のピーク
５９を有するが、第３高調波周波数２０２５Ｈ２におい
てはレスポンスはゼロであって、サンプリング回路の出
力に第３高調波電圧がないことを示すことに注意すべき
である。

これは非常に望ましい特色であり、固体回路スイッチ動
作の３相すなわち１２０°の関係の結果である。

レスポンス曲線６１．６２おヨヒ６３は信号入力の異な
る周波数に対して示されており、曲線６３は既に示され
たごとく２０２５Ｈ２の周波数におけるものである。

勿論、これらの曲線は周波数Ｆ。

を示され周波数に等しくし、一方クロック周波数を３倍
大きくして得られたものである。

ここで別個の入力周波数値に対しピーク振幅値は本質的
に同じである。

第５図に示され１こレスポンスの帯域幅は、入力回路中
に接続され１こ抵抗器６４の抵抗値と、サン。

プリング用キャパシタ１７．１８および１９の容量値と
によって決定される。

抵抗器とキャパシタは減衰回路を形成し、それは入力周
波数が所望の、すなわち基本周波数力）ら変化したとき
、出力を迅速に減衰させる。

ある特別の場合、抵抗器は１５゜キロオームの値を持ち
、キャパシタ１７．１８および１９はそれぞれ０．１マ
イクロフアラツドの値を持っていた。

勿論、何個の条件に対して他の値が選ばれるだろう。

第２図すにおいて、パルス４８．４９および 。

５０によって限られる期間内にそれぞれ存在する３個の
正弦波６５．６６および６７が示されている。

パルス４８．４９および５０は互に１２００位相が異な
っており、互に等しい長さを有し力）つ全体として入力
周波数の波長に対応している。

パル。ス４８によって限られる期間中、これはスイッチ
１４が閉じられているときであるが、正弦波６５の平均
値がゼロになる。

同様にスイッチ１５と１６が閉じられているパルス４９
と５０の期間中、正弦波６６吉６７は平均値がゼロにな
る。

従ってサンプリングフィルタはＧ切）なる高調波出力も
発生しないことが理解されるであろう。

これは何個のスイッチが閉じられている適当な期間中、
高調波が平均としてゼ帽こなる力）らである。

異なる入力周波数をもつ１こサンプリングフィルタ検出
器回路１０の動作は、２つの異なる方法の何れ力）で解
析される。

第１に、第２Ａ図に図示したような時間平均基準（ｂａ
ｓｉｓ）であり、第２Ａ図では、入力正弦波は、フィル
タ検出器回路１０が検出を希望している基本周波数にあ
る。

基本周波数の最初の１／３又は１２０°の間、キャパシ
タ１７はパルス４８をスイッチ１４に印加することによ
って閉じたスイッチ１４を介して充電される。

これは、ある正味の正電荷を、従ってキャパシタ１７上
に電圧をもたらす。

次の周期の１／３中に、正弦波は正値と負値上が等しく
なるから、キャパシタ１８上に正味の電荷は存在しない
。

−周期の次の１／３即ち最後の部分の間、キャパシタ１
９は、正弦波１３がこのサイクル部分中質である力）ら
ある正味の電荷を発生する。

第４図に示されている如く、入力信号の位相角に応じて
頂部電圧フォロワ２９は、正弦波部分５１．５２及び５
３により示される波形に追随し、底部電圧フォロワ３４
は、参照番号５４．５５及び５６により示される正弦波
部分に追随する。

従って、電圧閾値は、頂部及び底部電圧フォロワの出力
間の最小差よりも僅かに小さくなるように選択されるの
で、端子１２において比較器３９力）らの連続検出出力
信号は、入力信号が基本周波数にある場合に与えられる
。

第５図の曲線５７は、２０００Ｈｚにわたって頂部及び
底部フォロワ間の出力信号差を示している。

理解でき企ように、第２高調波において下方の頂部５９
が存在する。

これは、時間平均充電（ｏｒ電荷）解析から予測できる
。

閾値電圧の値に応じて、端子１２には、検出出力信号は
存在するかも知れないし、存在しない力）も知れなＧ）
。

又は、検出出力信号は間欠的である７１）も知れない。

これは、第４図に示されるように頂部及び！フォロワの
出力信号のリップルの１こめである。

第５図のレスポンス曲線５７に示されるように頂部及び
底部フォロワの出力信号差は、また、第３高調波以下の
他の周波数に対して零ではないが、基本波及び第２高調
波よりも実質的に低い値にあることは注目すべきである
。

力）＜シて、閾値電圧が適当に選択される場合、これら
の入力周波数において検出器出力信号は存在しないであ
ろう。

第３高調波に対する時間平均充電解析は、第２図Ｂに図
示される。

理解できるように、周波数は、基本周波数の３倍である
力）ら、サンプリング信号４８．４９及び５０の各々の
間、１個の完全な正弦波となる。

従って、キャパシタ１７．１８゜１９の各々の上には、
頂部及び底部電圧フォロワが零出力信号を持つようにさ
せる零の正味の電荷が存在する。

従って比較器３９は、頂部及び底部フォロワ間の出力電
圧差が、閾値電子を超えない７１）ら検出信号を与えな
い。

パルス４８．４９および５０はともに、そのゼロ部分を
含めて時間５（Ｙ）の関数として限られる。

パルス４８．４９および５０は論理の１と考えてよく、
勿論ゼロ部分は論理の０と考えてよい。

波形６５．６６および６７は正弦波であり、これは５ｉ
ｎ（Ｚ）に等しい時間の関数として表現できる。

２つの関数の積の積分すなわち５ｉｎ（Ｚ）の５（Ｙ）
倍の積分がゼロに等しい平均値を持つさき、その周波数
に対するレスポンスはゼロになる。

すなわち、Ｊ ５（Ｙ） ５ｉｎ（Ｚ）の平均値が七尤
に等しい。

前述したように、パルス４８．４９及び５０は、時間の
関数を定義する。

端子１１の入力信号は、ｓ １ｎ（Ｚ）に等しい時間の
関数として示される正弦波である。

次いで回路動作は、２つの関数の積の積分として定義さ
れる。

この数学手法を使用して、５ｉｎＮＺの積分は、Ｎで割
算され１こ−ｃｏｓＮＺであることが理解できる。

第２高調波の振幅は、基本周波数の振幅の１／２さなる
ことが容易に予測できる。

１こゾし、Ｎは、基本周波数に対しては１であるが、第
２高調波に対しては２である。

タイミング回路手段２１の端子４６のり田ンク信号は、
フィルタ検出器回路の基本周波数の３倍となるから、タ
イミング回路手段は、基本周波数と所定の関係において
スイッチング手段を制御する。

これは、３個のサンプリングキャパシタ１γ。１８及び
１９が使用される乃）らである。

タイミング回路手段のクロック周波数は、使用されるサ
ンプリングキャパシタの数に関係がなければならない。

例えば、４個のサンプリングキャパシタが使用される場
合、基本周波数の４倍でタイミング回路手段を動作させ
ることが望ましい。

他方、３個のサンプリングキャパシタを有する第１図に
図示の実施例において同様であることが認識されるべき
である。

その回路は、また、基本周波数の３倍の複数個において
も満足に動作し、例えば、基本周波数の６倍において、
また基本周波数の９倍等においても同様に動作する。

従って、特定のクロック周波数に限定することを希望し
ない。

よって、所望のクロック周波数はサンプリングキャパシ
タの数に依存するからスイッチ手段の関連タイミング及
びクロック周波数は、サンプリングキャパシタの数の複
数倍に等しくなる。

この理由により、スイッチ手段のタイミング（それはク
ロック周波数力）ら誘導される）と基本周波数との間の
関係は、予じめ定められ１こように説明できる。

固体回路スイッチすなわち乗算器１４．１５および１６
は、当業者に周知の電界効果トランジスタまたはバイポ
ーラトランジスタまたはその他の装置でよい。

抵抗器６４とキャパシタ１７．１８および１９を除く上
述のすべての構成要素は、集積回路の形成で容易に実現
できる。

本発明の好適な実施例が開示され１こが、本発明の真正
の精神と範囲内において、多くの形態が可能であるこき
は明ら力）であろう。

本発明の実施の態様を列挙すれば次の通りである。

１、キャパシタの数が３個であり、基本波の予じめ定め
られた高調波が第３高調波であり、かつ各スイッチ手段
が基本波周波数の周期の百が閉であり、周期の百が開で
あるように周期的に制御されることを特徴とする特許請
求の範囲第２項記載のサンプリングろ波検出器。

２、入力回路に直列抵抗を含み該抵抗と、前記キャパシ
タのそれぞれとの結合が前記基本波から異なった周波数
において高い減衰を有する回路を与えることを特徴とす
る特許請求の範囲第３項記載のサンプリング炉液検出器
。

３ しきい値決定要素が前記比較器の入力の１つに備え
られていることをさらに特徴とする特許請求の範囲第４
項記載のサンプリングろ液検出回路。

４、シきい値決定要素が前記比較器の正側入力内にある
ことをさらに特徴とする第３項記載のサンプリング炉液
検出回路。

・５．比較器が差動増幅器を含むことをさらに特徴とす
る第４項記載のサンプリングル液検出回路。

６、差動増幅器が高利得を有し７１）つ等しいかま１こ
は負の入力に対してゼロ出力を、正味の正入力に対して
相当の出力を本質的に供給することをさらに特徴さする
第５項記載のサンプリングＰ液検出回路。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のサンプリングル波検出器の一実施例の
ブ泊ツク図、第２図は第１図の回路の一部の動作の説明
に有用な一連の波形図、第３図は第１図の回路の一部に
よって発生した一連のタイミング波形図、第４図は入力
信号と駆動信号の間の位相角に対して描乃）れ１こ、サ
ンプリングキャパシタの両端に発生した平均電圧を示す
一連の波形図、第５図は入力周波数の関数としての、第
４図に示された電圧の頂部と底部の間の差分を示す一連
の波形図である。 １０・・・・・・サンプリングＰ波検出器回路、１１・
・・・・・信号入力端子、１２・・・・・・検出出力信
号端子、１３・・・・・・正弦波、１４，１５．１６・
・・・・・固体回路スイッチ、１７．１８．１９・・・
・・・キャパシタ、２１・・・・・・ディジタル論理手
段、２２．２３．２４゜２６．２７．２８・・・・・・
導線、２９・・・・・・電圧頂部フォロア、３１，３２
．３３・・・・・・導線、３４・・・・・・電圧底部フ
ォロア、３５．３６．３７．３８・・・・・・導線、３
９・・・・・・高利得増幅器、４１ 、４２・・・・・
・導線、４３．４４・・・・・・Ｄ形フリップフロップ
、４５・・・・・・ＮＯＲゲート、４６・・・・・・ク
ロック端子、４７・・・・・・クロックパルス、４８，
４９．５０・・・・・・パルス、５１．５２．５３・・
・・・・頂部電圧、５４．５５゜５６・・・・・・底部
電圧、５７・・・・・・レスポンス曲線、５８．５９・
・・・・・ピーク、６１，６２．６３・・・・・・レス
ポンス曲線、６５，６６．６７・・・・・・正弦波。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 基本周波数を含む一定周波数用の入力信号回路、前
   記入力信号回路と基準電圧との間に結合された複数のサ
   ンプリングキャパシタ、 前記入力信号回路と夫々のキャパシタとの間の各サンプ
   リングキャパシタの結合回路に接続されたスイッチ手段
   、キャパシタに結合された検出器回路、 とを具えるサンプリングル液検出器回路において、 前記検出器回路は、 前記基本周波数さ所定の関係にある前記スイッチ手段を
   制御するタイミング回路手段と、前記サンプリングキャ
   パシタに結合された頂部及び底部電圧フォロワ回路と、 入力を前記頂部及び底部室圧フォロワ回路の出力に結合
   させた比較器と、 頂部及び底部フォロワ回路の出力の１つと比較器の入力
   との間に挿入された閾値電圧と、を具備し、 閾値電圧の極性は、比較器が正常に検出器出力を与える
   のを禁止するようにセットされ、前記比較器は、前記頂
   部及び底部電圧フォロワ回路間の電圧差が閾値電圧を超
   える場合、検出器出力を与える、 ことを特徴とするサンプリング泥波検出器回路。 ２ サンプリングキャパシタの複数値は３であり、タイ
   ミング回路手段は、基本周波数の３倍の周波数において
   スイッチ手段の開閉状態を制御し、周期的に制御される
   各スイッチ手段は、基本周波数の周期の１／３の開閉じ
   られ、基本周波数の周期の２／３の間開数されることを
   特徴とする特許許請求の範囲第１項記載のサンプリング
   ル液検出器回路。 ３ 前記タイミング回路手段は、ディジタル論理回路を
   具えることを特徴とする前記特許請求の範囲第１項記載
   のサンプリングＰ波検出器回路。 ４ 前記入力信号回路は直列抵抗を具え、直列抵抗とサ
   ンプリングキャパシタの各々との結合は、基本周波数以
   上の周波数において高減衰を有するフィルタ回路を与え
   ることを特徴とする前記特許請求の範囲第３項記載のサ
   ンプリング調波検出器回路。