RU2171007C2 - Детектор уровня и способ детектирования уровня входного сигнала - Google Patents

Детектор уровня и способ детектирования уровня входного сигнала Download PDF

Info

Publication number
RU2171007C2
RU2171007C2 RU95117157/09A RU95117157A RU2171007C2 RU 2171007 C2 RU2171007 C2 RU 2171007C2 RU 95117157/09 A RU95117157/09 A RU 95117157/09A RU 95117157 A RU95117157 A RU 95117157A RU 2171007 C2 RU2171007 C2 RU 2171007C2
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
signal
filter
low
level
input signal
Prior art date
Application number
RU95117157/09A
Other languages
English (en)
Other versions
RU95117157A (ru
Inventor
Эдвин Коннелл Лоуренс
Джозеф Кэлликотт Марк
Джозеф Рокнер Уильям
Original Assignee
Моторола, Инк.
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Моторола, Инк. filed Critical Моторола, Инк.
Publication of RU95117157A publication Critical patent/RU95117157A/ru
Application granted granted Critical
Publication of RU2171007C2 publication Critical patent/RU2171007C2/ru

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G7/00—Volume compression or expansion in amplifiers
    • H03G7/007—Volume compression or expansion in amplifiers of digital or coded signals

Landscapes

  • Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
  • Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
  • Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
  • Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Abstract

Детектор уровня детектирует уровень 215 входного сигнала 205. Выпрямитель 210 принимает входной сигнал и вырабатывает выпрямленный сигнал 215. Предварительный фильтр 220 принимает выпрямленный сигнал и ослабляет высокочастотные компоненты при частотах вблизи целых, кратных частоте выборки прореживания. Предварительно отфильтрованный сигнал 225 прореживается и фильтруется фильтром нижних частот 240, полоса пропускания которого находится ниже входной частоты входного сигнала 205. Детектор уровня может использоваться для управления схемой каскада переменного усиления, который прикладывает усиление к входному сигналу на основании уровня, образуя устройство сжатия или расширения динамического диапазона. Технический результат: полная интеграция в микросхеме, уменьшение повторяющихся помех в спектре. 2 с. и 7 з.п. ф-лы, 10 ил.

Description

Изобретение касается детектора уровня и, в частности, устройств, в которых используется детектирование уровня входного сигнала.
Традиционные схемы определения уровня сигнала выпрямляют и фильтруют сигнал с целью получения заранее определенного значения амплитуды сигнала, например, среднего уровня или среднеквадратического уровня сигнала (RMS). При этом применяют двухполупериодные диодные выпрямители. После выпрямления двухполупериодным диодным выпрямителем нижние частоты выходного сигнала фильтруются фильтром нижних частот с целью получения значительного уровня постоянного тока. Детекторы уровня находят применение в автомобильных системах управления; детекторах интенсивности света и звука, а также в компандерах динамического уровня.
Компандер позволяет изменять динамический уровень сигналов связи для их передачи или приема по трассе связи. Такой трассой связи может быть проводная или беспроводная среда. Для уменьшения величины ширины полосы или динамического диапазона, требуемого от трассы связи, сигнал связи компандируется. При компандировании сигнал связи сжимается перед передачей по каналу связи, а затем разжимается (разворачивается) после приема его по каналу связи. Детектор уровня используется для определения величины сжатия входного сигнала, необходимой для передачи по каналу связи. Аналогичным образом детектор уровня используется для определения уровня сигнала, принятого по каналу связи, и расширения сигнала на основании этого уровня.
На фиг. 1 изображен детектор уровня, применяемый в традиционном компандере. Выпрямитель 110 выпрямляет входной сигнал 105, образуя двухполупериодный выпрямленный сигнал 112. Выпрямленный сигнал 112 отфильтрован фильтром нижних частот с однополюсной временной константой RC, определенной комбинацией переключаемого конденсатора 125, переключателей 115, 120, 130 и 135 и конденсатора 145, определяющего уровень выходного сигнала 150. Выпрямитель 110, переключаемый конденсатор 125 и переключатели 115, 120, 130 и 135 выполнены на микросхеме. Конденсатор 145 из-за своего большого объема выполнен навесным. Крупногабаритный навесной конденсатор 145 должен быть подсоединен к микросхеме через штыревое соединение 140. Размещение крупногабаритного конденсатора 145 на интегральной микросхеме было бы непрактичным, поскольку его большой объем занимал бы значительную часть микросхемы.
Компоненты детектора уровня, изображенного на фиг. 1, полностью интегрированы в максимальный объем, известный в данной области. Переключаемый конденсатор 125 и переключатели 115, 120, 130, 135 используются для эмулирования резистора. Сформированный на микросхеме резистор занимал бы большую часть микросхемы, чем переключаемый конденсатор. Переключаемый конденсатор 125, таким образом, решает проблему размещения данного резистора вне микросхемы. Однако интегрирование в микросхему большого навесного конденсатора 145 было бы непрактичным.
Для большинства случаев применения детектирования уровня для фильтра нижних частот требуется относительно низкая частота сопряжения 3 дБ. Для компандирования сигналов диапазона тональных частот желательна частота сопряжения порядка 10 Гц. Частота сопряжения в 3 дБ для известного устройства, изображенного на фиг. 1, определяется как
частота сопряжения в 3 дБ=fsC125/2πC145, (1)
где fs - тактовая частота дискретизации, управляющая переключателями, изображенными на фиг. 1;
C125 - значение емкости конденсатора 125;
C145 - значение емкости конденсатора 145.
Дискретизация речевых сигналов должна производиться с достаточно большой частотой, чтобы исключить наложение спектров, следовательно, типовая частота дискретизации должна составлять 32 кГц. Для требуемой 3 дБ сопрягающей частоты в 10 Гц и при использовании частоты выборки 32 кГц уравнение (1) дает чрезмерно большое соотношение емкости - приблизительно 500:1. Конденсаторы с таким большим соотношением невозможно или непрактично интегрировать в схему, и требуется использование крупногабаритного внешнего конденсатора. Кроме того, при использовании внешнего конденсатора возникает проблема бортовой утечки тока, что может вызвать чрезмерное увеличение емкости конденсатора 145 от 0,01 до 10 микрофарад. Также требуются дополнительные затраты на внешний конденсатор и наружный соединительный штекер 140.
Для уменьшения размера электронных устройств желательно полностью интегрировать все компоненты, такие как конденсатор 145, в микросхемах. Попытки достичь этого в прошлом были безуспешными из-за перечисленных выше проблем.
В дальнейшем изобретение поясняется описанием вариантов его осуществления со ссылками на сопровождающие чертежи, на которых:
Фиг. 1 изображает блок-схему традиционного детектора уровня.
Фиг. 2 - блок-схему детектора уровня согласно настоящему изобретению.
Фиг. 3-6 - графики зависимости амплитуды сигнала от времени в варианте детектора уровня согласно настоящему изобретению.
Фиг. 7 - схему выпрямителя и предварительного фильтра согласно настоящему изобретению.
Фиг. 8 - схему прореживателя и фильтра нижних частот согласно настоящему изобретению.
Фиг. 9 - схему устройства расширения согласно настоящему изобретению.
Фиг. 10 - схему устройства сжатия согласно настоящему изобретению.
Настоящее изобретение решает перечисленные выше и прочие проблемы за счет описанных ниже и других признаков изобретения. Способ и устройство детектирования уровня позволяют детектировать уровень входного сигнала. Выпрямитель выпрямляет входной сигнал. Предварительный фильтр ослабляет высокочастотные составляющие выпрямленного сигнала. Фильтр нижних частот с временной дискретизацией принимает предварительно отфильтрованный сигнал от предварительного фильтра и вырабатывает выходной сигнал уровня. Согласно другим вариантам, в которых предварительный фильтр является фильтром с временной дискретизацией, предусмотрен прореживатель для дискретизации выборок предварительного фильтра и передачи прореженных выборок предварительно отфильтрованного сигнала на фильтр нижних частот с временной дискретизацией. Детектор уровня может управлять схемой каскада переменного усиления, которая усиливает сигнал на основании данного уровня, образуя устройство сжатия или расширения динамического диапазона. Такие конструкции согласно настоящему изобретению могут быть полностью интегрированы в микросхеме без необходимости использовать навесные компоненты.
На фиг. 2 изображен детектор уровня согласно настоящему изобретению. Компоненты детектора уровня полностью интегрированы на одной микросхеме. Полная интеграция компонентов и исключение крупногабаритного конденсатора достигаются за счет использования предварительного фильтра 220 и прореживателя 230 после выпрямления выпрямителем 210. За предварительным фильтром 220 и прореживанием находится фильтр нижних частот с временной дискретизацией 240, имеющий полосу пропускания и частоту дискретизации, определенные в соответствии с полосой пропускания предварительного фильтра и частотой входного сигнала. Предварительный фильтр 220 в предпочтительном варианте является фильтром защиты от наложения спектров, позволяющим избежать повторяющихся помех спектра, которые могут быть вызваны дискретизацией в детекторе уровня.
Выпрямитель 210 воздействует на входной сигнал 205, вырабатывая выпрямленный сигнал 215. Предварительный фильтр 220 фильтрует нижние частоты выпрямленного сигнала 215, удаляя высокочастотные компоненты и вырабатывая сигнал с временной дискретизацией 225. Прореживатель 230 принимает сигнал с временной дискретизацией 225 и производит его повторную дискретизацию со значительно меньшей частотой, вырабатывая прореженный сигнал с временной дискретизацией 235. Фильтр нижних частот с временной дискретизацией 240 производит дискретизацию сигнала 235 при частоте прореживания и удаляет дополнительные высокочастотные составляющие, формируя желаемый выходной уровень 245.
При типовом применении входной сигнал 205 может быть сигналом диапазона тональных частот между 300 и 3000 Гц. В данном случае типовой фильтр защиты от наложения спектров 220 может состоять из фильтра нижних частот с временной дискретизацией второго порядка с частотой сопряжения для 3 дБ 200 Гц. Типовая частота дискретизации для такого фильтра может быть 32 кГц. Прореживатель 230 может обычно выполнять прореживание в соотношении 16:1, что дает сигнал с дискретизацией 2 кГц на узле 235. Фильтр нижних частот 240, осуществляющий временную дискретизацию при частоте прореживания 2 кГц, может иметь типичную амплитудно-частотную характеристику первого порядка в области низких частот при частоте сопряжения для 3 дБ менее чем 10 Гц. Подобный низкий уровень частоты обеспечивает выходной сигнал 245, который будет медленно повторять амплитуду или уровень входного речевого сигнала.
Порядок и частота сопряжения для 3 дБ фильтра нижних частот с временной дискретизацией 240 определяют окончательное время срабатывания детектора уровня для внесения изменений в уровень входного сигнала 205. Обычно требуется относительно медленное время срабатывания для получения устойчивого выходного сигнала уровня с малым колебанием, Следовательно, применительно к речевому сигналу типична частота сопряжения первого порядка менее 10 Гц. Если требуется более быстрое или медленное срабатывание, частота сопряжения фильтра нижних частот может быть соответственно изменена.
Для эффективной реализации фильтра нижних частот с временной дискретизацией при такой низкой частоте сопряжения требуется низкая частота дискретизации. Однако частота дискретизации должна быть достаточно высокой, чтобы не искажать существенно выходной сигнал уровня на элементе 245. Фильтр защиты от наложения спектров 220 должен удалять высокочастотные составляющие сигнала вблизи интегральных множителей частоты дискретизации фильтра нижних частот 240, чтобы свести к минимуму наложение спектров с помощью указанного фильтра. В приведенном выше примере фильтр защиты от наложения спектров 220 будет ослаблять сигналы на частоте 2 кГц на 40 дБ. Поскольку в этом примере выпрямитель с временной дискретизацией 210 и/или фильтр защиты от наложения спектров 220 должен обрабатывать частоты сигнала в диапазоне 300-3000 Гц, была выбрана типичная частота избыточной дискретизации 32 кГц.
Следует отметить, что в общем случае выпрямитель 210 и фильтр защиты от наложения спектров 220 могут представлять собой схемы постоянного времени. Это исключит необходимость в прореживателе 230, поскольку фильтр нижних частот 24 будет в этом случае единственным блоком схемы с временной дискретизацией.
Детектор уровня, выполненный согласно настоящему изобретению, может быть легко и эффективно с точки зрения занимаемой площади интегрирован в микросхеме, исключая необходимость во всех навесных компонентах.
На фиг. 3-6 представлены графики амплитуды сигнала в зависимости от времени, необходимого для сигналов в конкретных точках детектора уровня по фиг. 2. На фиг. 3 приведен пример входного сигнала 205, который должен обрабатываться детектором. Такой сигнал может быть речевым сигналом с частотой в диапазоне 300-3000 Гц. На фиг. 4 изображен выпрямленный сигнал 215, снимаемый с выпрямителя 210. Следует отметить, что выпрямленный сигнал 215 в примере, проиллюстрированном на фиг. 4, является двухполупериодным выпрямленным сигналом. На фиг. 5 изображен предварительно отфильтрованный сигнал 225, на выходе фильтра защиты от наложения спектров 220. Следует отметить, что форма предварительно отфильтрованного сигнала 225, изображенного на фиг. 5, свидетельствует об удалении некоторой части высокочастотных составляющих фильтром защиты от наложения спектров 220. На фиг. 6 изображен сигнал 245 после низкочастотной фильтрации, на выходе фильтра нижних частот 240. Следует отметить, что прореживатель 230 вырабатывает выходной прореженный сигнал 235, который не претерпел существенных изменений по сравнению с сигналом, введенным в прореживатель, поскольку прореживатель производит лишь повторную дискредитизацию сигнала 235 при более низкой частоте, чем фильтр защиты от наложения спектров с временной дискретизацией 220. Как показано на фиг. 6, полученная форма выходного сигнала уровня 245 в данном примере представляет собой медленно изменяющийся сигнал типа постоянного тока, амплитуда которого напрямую зависит от амплитуды входного сигнала.
На фиг. 7 схематически изображены выпрямитель и предварительный фильтр согласно настоящему изобретению. Входной сигнал VIN, поданный на узел 704, выпрямляется с помощью компаратора 712, переключателя 716, логических элементов НЕ-И 720 и 724, переключателей 736 и 744 и конденсаторов 740 и 748. Фильтр защиты от наложения спектров состоит из автоматически устанавливаемого на нуль биквадратного фильтра с переключаемыми конденсаторами, который выполнен из переключателей 736, 744, 756, 760, 772, 776, 788 и 790, конденсаторов 740, 748, 752, 764, 780, 784 и 792 и операционных усилителей 768 и 794.
Переключатели, показанные на фиг. 7 символами θ1 и θ2 представляют собой тумблеры, управляемые двухфазным генератором тактовых импульсов, имеющим четную фазу (θ2) и нечетную фазу (θ1). Эти переключатели соединяют конденсаторы с тем или иным узлом, как показано символами θ1 и θ2. Переключатели 736 и 744 также являются тумблерами. Однако переключатель 736 управляется двухфазным генератором тактовых импульсов, имеющим фазы θА и θB, которые контролируются выходным сигналом 722 логического элемента НЕ-И 720. Когда сигнал управления 722 логического элемента НЕ-И 720 находится на логической единице, переключатель 736 находится в положении θA. Когда сигнал управления 722 логического элемента 720 НЕ-И находится на логическом нуле, переключатель 736 находится в положении θB. Аналогично, переключатель 744 управляется двухфазным генератором тактовых импульсов, имеющим фазы θC и θD, которые контролируются выходным сигналом 726 логического элемента НЕ-И 724. Когда сигнал управления 726 логического элемента НЕ-И 724 находится на логической единице, переключатель 744 находится в положении θC. Когда сигнал управления 726 логического элемента 724 НЕ-И находится на логическом нуле, переключатель 744 находится в положении θD. Предпочтительно использовать при этом переключатели на МОП-транзисторах.
Как показано на фиг. 7, выходной сигнал 704 подается на компаратор 712 и входные переключатели 736 и 744 биквадратного фильтра с переключаемыми конденсаторами. Выпрямление входного сигнала VIN осуществляется с помощью компаратора 712, чтобы определить полярность входного сигнала и использовать ее для конфигурирования биквадратного фильтра с переключаемыми конденсаторами как инвертирующего или неинвертирующего.
Например, если VIN на узел 704 положительный (выше потенциала земли), положительный вывод 713 компаратора 712 будет на логической единице, а отрицательный вывод 714 компаратора 712 будет на логическом нуле. В результате отключается выходной сигнал 726 логического элемента НЕ-И 724, переключатель 744 устанавливается в положение θC, и, таким образом, конденсатор 748 выводится из биквадратного фильтра с переключаемыми конденсаторами. В то же время логический элемент НЕ-И 720 остается включенным, чтобы позволить переключателю 716 регулировать θA и θB переключатели 736 синхронно с θ1 и θ2 биквадратной схемы с переключаемыми конденсаторами. За счет включения переключаемого конденсатора 740 и отключения переключаемого конденсатора 748 биквадратный фильтр с переключаемыми конденсаторами принимает неинвертирующую конфигурацию. Аналогично, если входной сигнал 704 отрицательный (ниже потенциала земли), переключаемый конденсатор 740 будет отключен, а переключаемый конденсатор 748 будет включен, что приведет к инвертирующей конфигурации фильтра защиты от наложения спектров. Результирующий выходной сигнал VF на узле 796 в этом варианте будет положительным двухполупериодным выпрямленным и фильтрованным сигналом.
Фильтр защиты от наложения спектров на фиг. 7 состоит из автоматически устанавливаемого на нуль биквадратного фильтра, компенсирующего смещение, с переключаемыми конденсаторами, используемого для уменьшения связанного с входным сигналом смещения усилителя 768. В θ1 переключатель 772 закорачивает усилитель 768 и вынуждает конденсаторы 752, 740 и 748 сохранять его смещение. В фазе θ2 конденсаторы 752, 740 и 748 передают сохраненное напряжение смещения, которое компенсирует смещение усилителя 768.
Усиление постоянного тока биквадратного фильтра определяется отношением входных конденсаторов 740 или 748 в зависимости от того, какой из них включен, обеспечивая обратную связь с конденсатором 752. Входные конденсаторы 740 и 748 должны, следовательно, быть равны, чтобы сохранять одинаковое усилие во время обеих фаз выпрямления. Отношения остальных конденсаторов в схеме определяют два полюсных положения фильтра защиты от наложения спектров.
На фиг. 8 схематически изображены прореживатель и фильтр нижних частот согласно настоящему изобретению. Фильтр нижних частот, изображенный на фиг. 8, представляет собой автоматически устанавливаемый на нуль однополюсный фильтр с переключаемыми конденсаторами. Как уже отмечалось в связи с биквадратным фильтром с переключаемыми конденсаторами, изображенным на фиг. 7, переключатели, обозначенные на фиг. 8 символами θ3 и θ4, являются тумблерами, управляемыми двухфазным генератором тактовых импульсов, имеющих четную (θ4) и нечетную (θ3) фазы. Функция прореживания осуществляется непосредственно при функционировании указанного двухфазного генератора тактовых импульсов с более низкой частотой, чем генератор, связанный с фазами θ1 и θ2 на фиг. 7. Однополюсный, автоматически устанавливаемый на нуль фильтр нижних частот с переключаемыми конденсаторами, изображенный на фиг. 8, состоит из переключателей 815, 830, 835 и 850, конденсаторов 820, 825 и 840 и операционного усилителя 845. Выходной сигнал VF в узле 796 на фиг. 7 связан с входным сигналом VF в узле 810 на фиг. 8.
Аналогично биквадратному фильтру, изображенному на фиг. 7, фильтр нижних частот на фиг. 8 имеет конфигурацию компенсирующего смещение фильтра с автоматической установкой на нуль для уменьшения связанного с входным сигналом смещения усилителя 845. В фазе θ4 переключатель 850 закорачивает усилитель 845 и вынуждает конденсаторы 825 и 840 сохранять его смещение. В фазе θ3 конденсаторы 825 и 820 передают сохраненное напряжение смещения, которое компенсирует смещение усилителя 845. Усилие постоянного тока этого каскада определяется отношением переключаемого входного конденсатора 820 к переключаемому конденсатору с обратной связью 825. Полюсная частота для 3 дБ в данном каскаде определяется как
полюсная частота для 3 дБ=fsC825/2πC840,
где fs - частота дискретизации фильтра нижних частот;
C825 - значение емкости конденсатора 825;
C840 - значение емкости конденсатора 840.
Как видно из уравнения, для достижения низкой полюсной частоты для 3 дБ существует компромисс между частотой дискретизации fs и отношением конденсатора 840 к конденсатору 825. Если бы было необходимо синхронизировать фильтр нижних частот с временной дискретизацией 240 с типично высокой частотой дискретизации, необходимой для обработки частотного содержания исходного входного сигнала 205, изображенного на фиг. 2, то отношение конденсаторов и результирующая общая емкость, необходимая для работы с низким смещением, стали бы слишком велики для практического осуществления. Однако настоящее изобретение позволяет использовать гораздо низкую частоту дискретизации fs для синхронизации фильтра нижних частот, обеспечивая такое отношение конденсаторов, которое можно легко интегрировать эффективным с точки зрения занимаемой площади способом.
На фиг. 9 и 10 изображены блок-схемы компандера согласно настоящему изобретению, в котором используется детектирование уровня входного сигнала. На фиг. 9 показано средство расширения согласно настоящему изобретению. Выпрямитель 910, фильтр защиты от наложения спектров 915, прореживатель 920, фильтр нижних частот 925 и аналого-цифровой преобразователь 930 обрабатывают входной сигнал 905. Входной сигнал 905 также подается на каскад переменного усиления 935. Выходной сигнал аналого-цифрового преобразователя 930 затем управляет усилением каскада переменного усиления, обеспечивая типичное динамическое расширение исходного входного сигнала 905 в соотношении 1:2.
На фиг. 10 изображена блок-схема средства расширения согласно настоящему изобретению. Входной сигнал 1005 подается на вход каскада с переменным усилением 1010. Выход каскада с переменным усилением 1010 подсоединен ко входу фильтра верхних частот 1015, который используется для удаления смещений постоянного тока. Выходной сигнал 1020 фильтра верхних частот 1015 подается в обратном направлении через выпрямитель 1025, фильтр защиты от наложения спектров 1030, прореживатель 1035, фильтр нижних частот 1040 и аналого-цифровой преобразователь 1045. Выходной сигнал 1042 фильтра нижних частот 1040 преобразуется в цифровую форму аналого-цифровым преобразователем 1045, с целью дальнейшего управления усилением каскада с переменным усилением 1010. Эта цепь обратной связи формирует выходной сигнал 1020, который представляет собой сжатие входного сигнала 1005 в динамическом диапазоне в соотношении 2: 1.
При составлении настоящей заявки подразумевалось, что данное описание является только примером и что многочисленные модификации и изменения могут быть осуществлены специалистами в данной области, без выхода от действительной идеи и объема изобретения. Настоящее изобретение применимо для детектирования уровня во множестве реализаций, например, в автомобильных системах управления, детекторах интенсивности света и звука, а также в компандерах динамичного уровня. Кроме того, настоящее изобретение может быть полностью интегрировано с использованием различных конструкций, включая конструкцию переключаемого конденсатора. Кроме отдельных компонентов настоящее изобретение может быть реализовано также в цифровом процессоре сигналов0

Claims (9)

1. Детектор уровня, полностью интегрированный в кристалле интегральной схемы, для детектирования уровня входного сигнала, содержащий выпрямитель для приема входного сигнала и выработки выпрямленного сигнала, отличающийся тем, что содержит фильтр защиты от наложения спектров, подсоединенный к выпрямителю, для ослабления высокочастотных компонентов выпрямленного сигнала, снимаемого с выпрямителя, и выработки предварительно отфильтрованного сигнала, состоящий из автоматически устанавливаемого на нуль биквадратного фильтра с переключаемыми конденсаторами и с компенсированным напряжением смещения усилителем, связанным с входным сигналом биквадратного фильтра, в котором в нечетной фазе тактовых импульсов при закороченном усилителе сохраняется напряжение смещения, при четной фазе тактовых импульсов сохраненное напряжение смещения компенсирует смещение усилителя, прореживатель, соединенный с фильтром защиты от наложения спектров, для дискретизации предварительно отфильтрованного сигнала, снимаемого с фильтра защиты от наложения спектров, и для получения прореженного фильтрованного сигнала, и фильтр нижних частот для приема прореженных выборок фильтрованного сигнала и для получения выходного уровня.
2. Детектор уровня по п.1, отличающийся тем, что фильтр защиты от наложения спектров является фильтром защиты от наложения спектров с временной дискретизацией для получения выборок предварительно отфильтрованного сигнала.
3. Детектор уровня по п.1, отличающийся тем, что фильтр защиты от наложения спектров имеет амплитудной частотную характеристику, позволяющую ослабить высокочастотные составляющие выпрямленного сигнала на частотах вблизи целых кратных частоте выборки прореживания.
4. Детектор уровня по п.1, отличающийся тем, что частоту выборки прореживания прореживателя выбирают такой, чтобы свести к минимуму общую объединенную площадь выполнения интегральной схемы фильтра защиты от наложения спектров и фильтра нижних частот.
5. Детектор уровня по п.1, отличающийся тем, что фильтр нижних частот выполнен в виде фильтра нижних частот с временной дискретизацией, имеющего полосу пропускания для пропускания прореженных выборок фильтрованного сигнала на частотах, которые ниже частот входного сигнала.
6. Детектор уровня по п.1, отличающийся тем, что фильтр нижних частот имеет конфигурацию компенсирующего смещения фильтра нижних частот с переключаемыми конденсаторами, с автоматической установкой на нуль для уменьшения связанного с входным сигналом фильтра нижних частот смещения усилителя, при закорачивании которого в четной фазе тактовых импульсов, имеющих более низкую частоту, чем частота тактовых импульсов биквадратного фильтра, сохраняется его напряжение смещения, а в нечетной фазе этих тактовых импульсов сохраненное напряжение смещения компенсирует напряжение смещения усилителя фильтра нижних частот.
7. Детектор уровня по п.1, отличающийся тем, что детектор уровня выполнен в компандере, содержащем каскад с переменным коэффициентом усиления для усиления входного сигнала на основании уровня, получаемого от фильтра нижних частот.
8. Способ детектирования уровня входного сигнала, выполняемого схемой, полностью интегрированной в кристалле интегральной схемы, заключающийся в том, что выпрямляют входной сигнал для получения выпрямленного сигнала, отличающийся тем, что осуществляют фильтрацию для защиты от наложения спектров выпрямленного сигнала для получения фильтрованного сигнала и компенсацию напряжения смещения, посредством автоматической установки на нуль фильтра для защиты от наложения спектров, посредством запоминания смещения в нечетной фазе тактовых импульсов и компенсации напряжения смещения в четной фазе тактовых импульсов, прореживают выборки предварительно отфильтрованного сигнала для получения прореженных выборок предварительно отфильтрованного сигнала и осуществляют низкочастотную фильтрацию прореженных выборок для получения уровня на выходе.
9. Способ по п.8, отличающийся тем, что при осуществлении фильтрации для защиты от наложения спектров фильтруют выпрямленный сигнал с амплитудно-частотной характеристикой, позволяющей ослабить высокочастотные составляющие выпрямленного сигнала на частотах, вблизи целых кратных частоте выборки прореживания.
RU95117157/09A 1993-11-09 1994-10-17 Детектор уровня и способ детектирования уровня входного сигнала RU2171007C2 (ru)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US14948193A 1993-11-09 1993-11-09
US08/149,481 1993-11-09

Publications (2)

Publication Number Publication Date
RU95117157A RU95117157A (ru) 1998-02-20
RU2171007C2 true RU2171007C2 (ru) 2001-07-20

Family

ID=22530475

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU95117157/09A RU2171007C2 (ru) 1993-11-09 1994-10-17 Детектор уровня и способ детектирования уровня входного сигнала

Country Status (12)

Country Link
US (1) US6023191A (ru)
JP (1) JP3232568B2 (ru)
KR (1) KR0179412B1 (ru)
CN (1) CN1072359C (ru)
AU (1) AU683506B2 (ru)
BR (1) BR9405747A (ru)
CA (1) CA2152497C (ru)
FR (1) FR2713848A1 (ru)
GB (1) GB2289132B (ru)
RU (1) RU2171007C2 (ru)
WO (1) WO1995013655A1 (ru)
ZA (1) ZA948521B (ru)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2818307C1 (ru) * 2023-11-27 2024-05-02 федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Донской государственный технический университет" (ДГТУ) Дискретно-аналоговый фильтр на переключаемых конденсаторах

Families Citing this family (26)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6268705B1 (en) * 1995-01-24 2001-07-31 International Business Machines Corporation Raster demodulation apparatus and method
GB9601885D0 (en) * 1996-01-31 1996-04-03 Wolfson Ltd Compandors
DE19630416C1 (de) 1996-07-26 1997-10-23 Sgs Thomson Microelectronics SC-Filter mit intrinsischer Anti-Aliasing-Funktion sowie damit ausgerüsteter Audiosignalprocessor
GB2324161B (en) * 1997-04-09 2001-11-28 Motorola Israel Ltd Method and apparatus for detecting peaks of a signal
KR200153217Y1 (ko) * 1997-05-08 1999-08-02 윤종용 디스플레이장치의 광대역 수평 사이즈 조절회로
KR100299139B1 (ko) * 1997-12-31 2001-11-14 윤종용 데시메이션여파기장치및방법
TW427053B (en) * 1999-03-10 2001-03-21 Nat Science Council Low voltage switched capacitor integrator having offset voltage compensation and the filter using the same
US6337645B1 (en) * 1999-03-23 2002-01-08 Microsoft Corporation Filter for digital-to-analog converters
US6937912B1 (en) 1999-04-16 2005-08-30 Orban, Inc. Anti-aliased clipping by band-limited modulation with step functions
FR2819600B1 (fr) * 2001-01-16 2003-04-11 Thomson Csf Procede et dispositif de generation d'un signal aleatoire a histogramme et spectre controles
US6891429B1 (en) * 2002-12-18 2005-05-10 Cypress Semiconductor Corporation Switched capacitor filter
GB2423429B (en) * 2003-10-10 2007-04-25 That Corp Low-power integrated-circuit signal processor with wide dynamic range
US6972620B2 (en) 2004-02-19 2005-12-06 Optical Communication Products, Inc. Post amplifier array integrated circuit
US7477079B2 (en) * 2004-09-10 2009-01-13 Cirrus Logic, Inc. Single ended switched capacitor circuit
GB0725111D0 (en) 2007-12-21 2008-01-30 Wolfson Microelectronics Plc Lower rate emulation
AU2009330744B2 (en) 2008-12-22 2015-04-09 S.P.M. Instrument Ab Method and apparatus for analysing the condition of a machine having a rotating part
EP2373971B1 (en) 2008-12-22 2022-01-26 S.P.M. Instrument AB An analysis system
EA020791B1 (ru) 2008-12-22 2015-01-30 С.П.М. Инструмент Аб Устройство, способ и компьютерный носитель информации для анализа состояния машины
EP4530597A3 (en) 2008-12-22 2025-04-09 S.P.M. Instrument AB An analysis system
AU2010245354A1 (en) 2009-05-05 2011-11-17 S.P.M. Instrument Ab An apparatus and a method for analysing the vibration of a machine having a rotating part
SE535559C2 (sv) 2010-01-18 2012-09-25 Spm Instr Ab Förfarande och anordning för analys av tillståndet hos maskin med roterande del
US10203242B2 (en) 2011-07-14 2019-02-12 S.P.M. Instrument Ab Method and a system for analysing the condition of a rotating machine part
US9491008B2 (en) * 2014-07-11 2016-11-08 Rambus Inc. On-chip AC coupled receiver with real-time linear baseline-wander compensation
CN104868856B (zh) * 2015-05-28 2018-03-23 北京凌阳益辉科技有限公司 一种非线性反馈电路及集成放大电路
AU2021252831A1 (en) 2020-04-09 2022-10-27 S.P.M. Instrument Ab System for controlling an internal state of a tumbling mill
EP4413267A4 (en) 2021-10-09 2025-09-10 Spm Instr Ab SYSTEM AND METHOD FOR CONTROLLING A PUMP BASED ON PUMP VIBRATIONS

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4480338A (en) * 1982-03-01 1984-10-30 Zenith Electronics Corporation Lowpass-highpass electronic switch
DE4039670A1 (de) * 1990-12-12 1992-06-17 Siemens Ag Kompressionsverstaerker mit offsetkompensation in schalter/kondensator-technik (sc-technik)

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6244597Y2 (ru) * 1979-12-05 1987-11-26
NL8202687A (nl) * 1982-07-05 1984-02-01 Philips Nv Decimerende filterinrichting.
JPS6397021A (ja) * 1986-10-13 1988-04-27 Mitsubishi Electric Corp 圧縮装置
JPS6413144A (en) * 1987-07-06 1989-01-18 Fuji Photo Film Co Ltd Photopolymerizable composition
US4837619A (en) * 1987-10-28 1989-06-06 North American Philips Corporation Scan rate conversion apparatus and method
JPH01143513A (ja) * 1987-11-30 1989-06-06 Matsushita Electric Ind Co Ltd 信号レベル圧縮，伸長装置
IT1238117B (it) * 1989-10-16 1993-07-07 Marelli Autronica Circuito a condensatori commutati, integrabile in tecnologia mos, con funzione di raddrizzatore a doppia semionda e di integratore
JPH04143513A (ja) * 1990-10-04 1992-05-18 Takagi Ind Co Ltd 燃焼器具からの排ガスの屋内流出による危険防止方法
US5264804A (en) * 1992-02-05 1993-11-23 Kabushiki Kaisha Toshiba Lowpass filter with improved D.C. offset performance
US5289059A (en) * 1992-06-05 1994-02-22 Nokia Mobile Phones, Ltd. Switched capacitor decimator
US5245299A (en) * 1992-06-15 1993-09-14 Motorola, Inc. Compandor with DC-coupled compressor

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4480338A (en) * 1982-03-01 1984-10-30 Zenith Electronics Corporation Lowpass-highpass electronic switch
DE4039670A1 (de) * 1990-12-12 1992-06-17 Siemens Ag Kompressionsverstaerker mit offsetkompensation in schalter/kondensator-technik (sc-technik)

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
ГАУСИ М. и др. Активные фильтры с переключаемыми конденсаторами. - М.: Радио и связь, 1986, с.26, рис.13. *

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2818307C1 (ru) * 2023-11-27 2024-05-02 федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Донской государственный технический университет" (ДГТУ) Дискретно-аналоговый фильтр на переключаемых конденсаторах

Also Published As

Publication number Publication date
GB9513639D0 (en) 1995-09-06
CA2152497A1 (en) 1995-05-18
WO1995013655A1 (en) 1995-05-18
FR2713848A1 (fr) 1995-06-16
AU8079494A (en) 1995-05-29
CA2152497C (en) 1999-01-12
JPH08505949A (ja) 1996-06-25
CN1116464A (zh) 1996-02-07
CN1072359C (zh) 2001-10-03
ZA948521B (en) 1995-06-26
AU683506B2 (en) 1997-11-13
BR9405747A (pt) 1995-12-05
KR0179412B1 (en) 1999-04-01
JP3232568B2 (ja) 2001-11-26
GB2289132B (en) 1997-06-18
GB2289132A (en) 1995-11-08
FR2713848B1 (ru) 1997-02-28
US6023191A (en) 2000-02-08

Similar Documents

Publication Publication Date Title
RU2171007C2 (ru) Детектор уровня и способ детектирования уровня входного сигнала
US5699006A (en) DC blocking apparatus and technique for sampled data filters
US4920510A (en) Sample data band-pass filter device
KR100621704B1 (ko) 대역통과 필터를 동조시키는 장치 및 방법
US4114115A (en) Compandor apparatus
RU95117157A (ru) Детектор уровня и способ регулировки уровня входного сигнала
US5734975A (en) Direct-coupled signaling receiver with PL/DPL detector
US12130397B2 (en) Seismic acquisition system based on frequency domain expansion mems sensor
US6021156A (en) Apparatus and method for improving signal-to-jamming ratio in a spread spectrum receiver
KR940004956A (ko) 듀티 사이클 제어회로
US7133478B2 (en) Device and method for detecting and suppressing noise
JPS607848B2 (ja) 自動音量調整装置
WO2000030403A3 (en) Dynamic bass control circuit with variable cut-off frequency
CN112051473A (zh) 高频局部放电信号检测系统及方法
KR100204539B1 (ko) 시그마 델타 모듈레이터
KR0122498Y1 (ko) 특정 대역의 티티엘 변환회로
RU2074515C1 (ru) Радиоприемное устройство с адаптивным подавлением помех
SU1548851A1 (ru) Устройство подавлени помехи с угловой модул цией
RU2115234C1 (ru) Устройство подавления помех для приемников широкополосных сигналов
SU1233262A1 (ru) Широкодиапазонный коммутируемый фильтр
SU794732A2 (ru) Радиоприемное устройство дл при-EMA СигНАлОВ C "плАВАющЕй" НЕСущЕйчАСТОТОй
SU690613A1 (ru) Управл емый фильтр
JP2000068769A (ja) 信号処理装置
SU1171987A1 (ru) Динамический фильтр
SU1305883A2 (ru) Устройство дл контрол отношени сигнал/помеха

Legal Events

Date Code Title Description
MM4A The patent is invalid due to non-payment of fees

Effective date: 20081018