DE3309882C2

DE3309882C2 - Einrichtung zur Ermittlung der Einfallsrichtung elektromagnetischer Wellen

Info

Publication number: DE3309882C2
Application number: DE19833309882
Authority: DE
Inventors: Friedhelm K. 3000 Hannover Sender
Original assignee: Prakla Seismos GmbH
Current assignee: Geco Prakla GmbH
Priority date: 1983-03-17
Filing date: 1983-03-17
Publication date: 1986-04-17
Also published as: FR2542874A1; FR2542874B1; DE3309882A1

Abstract

Ein neues Verfahren zur Ermittlung der Einfallsrichtung elektromagnetischer Wellen wird durch eine Kombination von Verfahrensschritten des Abtast- und des Interferometerverfahrens geschaffen und zeichnet sich durch eine mit geringem Aufwand erzielbare hohe Genauigkeit aus. Die Erfindung betrifft auch eine Einrichtung zur Ausführung des Verfahrens unter Benutzung elektromagnetischer Wellen im UKW- und Mikrowellenbereich.

Description

Die Erfindung betrifft eine Einrichtung zur Ermittlung der Einfallsrichtung elektromagnetischer Wellen,

ίο insbesondere Mikrowellen, gemäß Oberbegriff des Anspruches 1.

Peilverfahren, mit denen die Einfallsrichtung elektromagnetischer Felder äußerst genau bestimmt werden kann, sind vor allem für Vermessungszwecke wichtig. So

is. muß z. B. bei der Seevermessung die Richtung zu einem Objekt mit hoher Präzision ermittelt werden. Ähnliche Ansprüche werden bei geophysikalischen Aufschlußarbeiten auf See gestellt bei denen z. B. der Ablagewinkel eines Schleppkörpers zum Mutterschiff ständig mit großer Genauigkeit erfaßt werden muß. Die für Funkpeilverfahren verwendeten Systeme können in zwei Gruppen eingeteilt werden, nämlich:

1. die für Rundumpeilverfahren zu verwendenden Adcock-, Doppler-, Kreuzrahmenpeiler usw, und

2. schwenkbare Sektorpeiler, wie Abtast-, Monopuls- und Interferometerpeiler.

Rundumpeilverfahren haben den Vorteil eines feststehenden Antennensystems, sind aber empfindlich gegen Störwellen, die über Reflektoren in der Umgebung einfallen. Der dadurch auftretende Mehrwegeempfang kann erhebliche Peilfehler verursachen.

Um derartige Störungen weitgehend auszuschalten, können die erwähnten schwenkbaren Sektorpeiler mit scharfbündelnden Richtantennen eingesetzt und damit die Einfaüsrichtung ermittelt werden, aus der die Nachsteuerinformation für das Antennensystem abgeleitet wird.

Ein zu dieser Gruppe gehörendei Abtastpeiler arbeitet mit mechanisch oder elektrisch periodisch schwenkbarer Antennenkeule, und die im Schwenkbereich auftretenden Unterschiede in der Empfangsamplitude werden zur Ermittlung des Richtfehlers herangezogen.

Beim Monopulspeiler weist das Antennensystem winkelmäßig leicht versetzte Antennenkeulen auf, und der Richtfehler wird dadurch ermittelt, daß für die Antennensignale gleichzeitig Summen- und Differenzsignale gebildet werden. Zur Auswertung werden die Amplitu-

so den und Phasen der Summen- und Differenzsignale verglichen. Das Verfahren ist sehr aufwendig, eignet sich aber sehr gut für Impulsradarsysteme, bei denen die Einfallsrichtung verschiedener Echos zu ermitteln ist.
Beim Interferometerpeiler wird für eine einfallende Wellenfront der Phasen- bzw. Laufzeitunterschied mit Bezug auf zwei räumlich getrennte Antennen ermittelt, z. B. mittels Hochfrequenz-Phasendifferenzmessung oder Laufzeit-Differenzmessung im Nanosekundenbereich, woraus die Einfallsrichtung abgeleitet werden kann. Dieses Verfahren erlaubt sehr hohe Meßgenauigkeiten, ist aber normalerweise technisch sehr aufwendig. Aus der GB-PS 4 95 595 ist eine Einrichtung zur Ermittlung der Einfallrichtung elektromagnetischer Wellen bekannt, bei der zwei gleiche parallel nebeneinander angeordnete Antennen von einem aus der Signalverarbeitung der Antennensignale gewonnenen Anzeigesignal gemeinsam nachsteuerbar sind, so daß der Einfallwinkel der Signale ermittelt werden kann. Das Anzei-

gesignal wird dabei durch multiplikative Mischung des einen Antennensignals mit dem um 90° in der Phase verschobenen zweiten Antennensignal gewonnen. Zur Erzielung eines ausreichenden Signals ist eine phasen- und amplitudenmäßig hochpräzise Verstärkung in den Signalwegen der beiden Antennen erforderlich. Insbesondere beim Einsatz von Mikrowellen wird diese bekannte Einrichtung daher sehr aufwendig, wenn genaue Ergebnisse erzielt werden sollen.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Einrichtung anzugeben, die auch im Mikroweilenbereich eine hochpräzise Ermittlung der Einfallsrichtung von elektromagnetischen Wellen gestattet, ohne daß ein hoher Aufwand erforderlich ist.

Diese Aufgabe wird durch die Merkmale des An-Spruchs 1 gelöst Weitergehende Ausgestaltungen sind in Unteransprüchen angegeben.

Gegenüber bekannten Einrichtungen ist zur Verstärkung und Signalverarbeitung der Antennensignale nur ein Verstärkerkanal notwendig. Daher ergibt sich bei geringem Aufwand eine hohe Genauigkeit, die sich insbesondere im UKW und Mikroweiienbereieh zeigt.

Weitere Vorzüge und Merkmale der Erfindung ergeben sich aus den Ansprüchen sowie aus der nachfolgenden Beschreibung und den Zeichnungen, in denen bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung beispielsweise erläutert und dargestellt sind. In den Zeichnungen ist

Fig. 1 ein vereinfachtes Blockschaltbild einer Grundausführungsform der erfindungsgemäßen Einrichtung, F i g. 2 eine Darstellung benutzter Signalformen,

F i g. 3 und 4 je ein Teilblockschaltbild praktischer Ausführungsformen der Erfindung,

F i g. 5 eine um 90° gedrehte Ansicht der in der Einrichtung nach F i g. 4 verwendeten Antennenanordnung und

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Eine zur Ermittlung der Einfallsrichtung geeignete Einrichtung, Fig. 1, weist zwei Antennen 1, 2 auf, die parallel nebeneinander mit Zwischenraum auf einer Drehachse i4 befestigt sind. Der Abstand der Antennen 1, 2 voneinander senkrecht zur jeweiligen Peilrichtung, die hier durch zwei parallele Pfeile links von Jen Antennen angedeutet ist, beträgt vorzugsweise etwa 1,6 Wellenlängen. Je größer die Basis, d. h. der Abstand der Antennen, desto größer ist die Auflösung, aber mit entsprechender Mehrdeutigkeit des Ergebnisses, wenn der Unterschied zwischen den Strahlen eine halbe Wellenlänge oder ein Vielfaches davon beträgt. Bei dem angegebenen Abstand entsprechen 180° Wellendifferenz einer mechanischen Schwenkung der Antennen von 180°. F i g. 6 zeigt eine andere Möglichkeit, um zwei Antennen 38, 29 parallel nebeneinander anzuordnen, derart, daß sie gemeinsam durch Drehung der Achse 14 mittels eines Servomotors 12 gedreht werden können.

Die Antennen 1,2 empfangen von einem Sender oder einem Reflektor Signale, von denen das Empfangssignal der Antenne 1 mittels eines Phasenschiebers oder Verzögerungsgliedes 3 um V₄ Wellenlänge, -X h. um 90°, in der Phase verzögert wird.

Das Verzögerungsglied ist im einfachsten Fall eine yiertelwellenlänge-Umwegleitung oder ein breitbandiges 90^o-Hybridelemerit. Ferner ist in beiden Antennenleitungen je ein steuerbarer 180°-Phasenschieber 4 bzw. 5 angeordnet. Diese Schaltungselemente können einfaehe Ringmischer sein. Vorteilhaft können auch sog. Bi-Phase-Modulatoren eingesetzt werden, welche eine Phasenverschiebung von ±90° in Abhängigkeit von einem Ansteuersignal bewirken.

Die Ausgangsleitungen der Phasenschieber 4, 5 führen zu einem Summierglied 6, in dem die von den Phasenschiebern kommenden Signale addiert werden. Das Summensignal des Summiergliedes 6 wird einem an dessen Ausgang anschließenden Empfangssystem 7 mit Amplitudendemodulator zugeführt. Als Empfangssystem kann ein bekannter AM-Empfänger benutzt werden, der üblicherweise für Funksprech- oder Rundfunkempfang eingesetzt wird. Dem NF-Demodulatorausgang des Empfangssystems 7 ist ein Synchron-Demodulator S angeschlossen, für den ein Vierquadrantenmultiplizierer verwendet und der deshalb nachfolgend als Multiplizierer bezeichnet wird. Statt einem Vierquadrantenmultiplizierer kann auch eine einfache FET-Schaltmatrix verwendet werden.

In einem Code-Generator 9 werden Steuersignale für den Mulziplizierer 8 und für die beic/en Phasenschieber 4,5 erzeugt und über die dargestellten Leitungen diesen Schaltungselementen zugeführt. Die Taktfrequenz dieser Steuersignale liegt im Tonfrequ'. ./bereich, vorzugsweise in einem Bereich um etwa ί krii.

Die Steuersignale sind schematisch in F i g. 2 dargestellt. Das Vorzeichen für die Multiplikation wird mit dem Taktsignal aus 9 laufend umgeschaltet. Dabei werden dir beiden Bi-Phase-Modulatoren 4, 5 in diesem Beispiel mit der halben Taktfrequenz jeweils um einen Takt gegenseitig verschoben angesteuert. Daraus ergibt sich, daß bei positiven Vorzeichen für den Multiplikator beide Modulatoren die gleiche Phasenlage haben, nämlich beide entweder auf 0 oder 180° geschaltet sind. Bei negativem Vorzeichen sind die Phasenlagen jeweils gegenphasig, d. h. die Phasenverschiebung des einen Modulators beträgt 0°, die des anderen 180°.

Die Ausgangssignale der beiden Modulatoren 4, 5 werden im Summierglied 6 vektoriell addiert. Für den Fail, daß die Eingangssignal der beiden Modulatoren 43 gleiche Phasenlage und Amplitude haben und beide Modulatoren gleich, d. h. beide auf 0 oder i80° geschaltet sind, steht am Ausgang des Summiergliedes 6 die doppelte Eingangsspannung zur Verfugung. Sind beide Modulatoren verschieden, d. h. einer auf 0°, der andere auf 180° geschaltet, so heben sich die Spannungen am Summierglied wegen der Gegenphasigkeit auf. Wenn eine der Eingangsspannungen der Modulatoren 4, 5 um 90° gegenüber der anderen Phase verschoben ist, so ergibt sich nach der vektoriellen Addition im Summierglied 6 eine Summenspannung vom 1,4fachen der Eingangsspannung. Der Betrag dieser Summenspannung ist unabhängig von der wechselseitigen Schaltstellung der Modulatoren 4, 5, da das Vorzeichen der 90°-Phasenverschiebung nicht eingeht. Dies ist der Fall, wenn beide Antennen gleichphasige Signale empfangen, wobH d:.i Eingangssignal für den Modulator 4 durch das Verzögerungsglied 3 um 90° gegenüber dem Eingangssignal des Modulators 5 gedreht wird.

In Fig.2 zeigt A das Vorzeichen für die Multiplikation und die davon abhängige Phasenlage der beiden Modulatoren 4 b^w. 5, siehe B bzw. C. Die Diagramme D. E und Fbetrefren die Ausgangsspannung am Empfänger 7, und zwar bezieht sich entsprechend den Zusammenfassungen von B und G;die;'Ausgang5spännung bei D auf gleichphasige, bei E auf uni ~9Ö? phasenverschobene und bei Fauf gegenphasige Bi-Phasemodulator-Eingangsspannungen.

Bei genauer Ausrichtung der Antennen 1, 2 auf den angepeilten Sender stehen an den Eingängen der Modu·· latoren 4,5 um 90° phasenverschobene Signalspaflnun-

gen, so daß am Ausgang des Multiplizierers 8 keine Gleichspannung vorhanden ist Bei Winkelabweichungen in der Ausrichtung weicht die Phasenverschiebung von 90° ab. Am Ausgang des Multiplizierers 8 entsteht dann eine Gleichspannung mit richtungsabhängigen Vorzeichen und einem der Winkelabweichung proportionalen Betrag. Diese Gleichspannung wird als Richtspannung zur genauen Ausrichtung der Antennen I₁ 2 benutzt. Diese Richtspannung wird über ein analoges oder digitales Filter 10, das für eine stabile Regelcharakteristik (PID-Verhalten) sorgt, und über einen Servoverstärker 11 dem Servomotor 12 zugeführt, der die Antennen 1,2 auf den Sollwert nachrichtet. Ein an den Servomotor 12 angeschlossener Winkelcodierer 13 wandelt den Drehwink^l in eine elektrische Größe um, die zur weiteren Bearbeitung und Auswertung aufgezeichnet werden kann.

Die Einrichtung läßt sich sehr kompakt aufbauen, wenn im Mikrowellenbereich gearbeitet wird. Bei Betrieb mit sehr hohen Frequenzen, etwa 9 GHz und mehr, sind aber die Bi-Phase-Modulatoren sehr aufwendige Bauelemente.

Eine trotzdem sehr einfache Einrichtung für die Ausführung des Verfahrens mit Mikrowellen ist in Fig.3 dargestellt. Die Antennen sind in diesem Fall mit Schottky-Deiekiordioden ausgestattete Empfangskaminern 15 und 16, die symmetrisch zu einer mit einer Gunn-Diode ausgestatteten Sendekammer 17 angeordnet sind. Die Einrichtung 15, 16, 17 entspricht einem um eine zusätzliche Detektorkammer erweiterter Radarmodul der Art, die in Bewegungsdetektoren verwendet werden, z. B. für Türöffner und Alarmanlagen und als sog. Doppler-Radarmodule im Handel sind. Die beiden mit Mikrowellen-Detektordioden ausgestatteten Empfangskammern 15, 16 sind symmetrisch zu der Sendekammer 17, die die Gunn-Diode enthält, angeordnet. Zur Herstellung werden von einem aus den Teilen 15 „„Λ 17 U,,., iC ..r,A 17 U„a»l,»nJo_n \Λ~Λ·Λ » R Λοι- Toil

16.17, abgetrennt und der übrige Teil mit der Schottkydiode an einen kompletten Radarmodul mit entsprechend ausgeführter Zwischenwand angesetzt. Beide Empfangskreise erhalten eine kohärente Oszillatorspannung. Die Ausgänge der Empfangskammern 15,16 sind jeweils mit einem Pufferverstärker 18 bzw. 19 verbunden. Die Pufferverstärker 18. 19 sind für eine niedrigere Zwischenfrequenz ausgelegt, die z. B. im Bereich von etwa 10—150MHz betragen kann, und ermöglichen eine optimale Anpassung der nachfolgenden Bi-Phase-Modulatoren 21. 22. Der 90°-Phasenschieber 20 ist ebenfalls für die Zwischenfrequenz ausgelegt und liegt zwischen dem Pufferversiärker 18 und dem Modulator 21. Die Ausgänge der Modulatoren 21, 22, die in gleicher Weise wie in dem Beispiel der F i g. 1 gesteuert sind, sind mit einem Summierglied 23 verbunden, und die weiteren Bauteile der Einrichtung entsprechen ebenfalls dem Beispiel der F i g. 1. Der Empfänger ist für die Zwischenfrequenz ausgelegt, für die ein entsprechend günstiger Wert gewählt werden kann. Die Kammern 15. 16 haben einen verhältnismäßig großen Öffnungswinkel. Die Einrichtung läßt sich aber sehr wirtschaftlich herstellen und arbeitet in einem Bereich bis etwa 5 km mit guter Genauigkeit.

Bei größeren Anforderungen an Genauigkeit und Reichweite und gleichzeitig geringerer Empfindlichkeit gegen störende Reflexionen empfiehlt sich ein Mikrov/eüensystem gemäß F i g. 4 u. 5, bei dem als Antennen z. B. Hornantennen 24, 25 mit anschließenden Hohlleitern 24a. 25a verwendet werden. Ein Sendeoszillator 26a ist mit einem Hohlleiter 34a verbunden, der zwei symmetrische Richtkoppelschleifen 26 enthält, die die im Sendeoszillator erzeugte Überlagerungsfreqüenz kohärent auf die Mischdioden 246, 256 einkoppeln. An den Sendeoszillator-Hohlleiter 34a kann auch eine weitere Hornantenne 34 anschließen. Normalerweise wird der Hohlleiter 34a aber bei 33 reflektionsfrei abgeschlossen. Die für das Verfahren erforderliche 90°-Phasenverzögerung wird in diesem Fall durch eine definierte Längendifferenz erzielt. Der Hohlleiter 25a ist um den Abschnitt 29 langer als der Hohlleiter 24a. Der Abschnitt 29 hat eine Länge, die ein ungradzahliges Vielfaches einer '/4-Hohlleiterwellenlänge der Mikrowellen-Arbeitsfrequenz beträgt.

An die Hohlleiter 24a, 25a sind wie beim Beispiel der F i g. 3 Zwischenfrequenz-Pufferverstärker 27, 28 angeschlossen, denen die Bi-Phase-Modulatoren 30,31 nachgeschaltet sind.

Mit der dargestellten Einrichtung wird eine Phasenverschiebung von 90 bzw. 270" zwischen Empfangssignalen erzielt. Das Auswertesystem ist das gleiche, wie in Fig. 1 beschrieben. Um die Zwischenfrequenz mit der erforderlichen Genauigkeit zu erzeugen und konstant zu halten, wird vorteilhaft durch den Empfänger, der an das Summierglied 32 anschließt, siehe auch Beispiel gem. Fig. 1, zusätzlich eine Regelspannung zum Nachziehen des Mikrowellen-Oszillators 26a erzeugt. Dabei wird eine Technik benutzt, die bei UKW-Rundfunk- >.iiid Fernsehempfängern allgemein üblich und bekannt ist.

Die Hornantenne 34, siehe F i g. 4 und dieser Darstellung gegenüber um 90° gedrehte Fig.5, kann anstelle des Abschluß-Widerstandes 33 an den Hohlleiter 34a angeschlossen werden, um vorteilhaft das Signal des Überlagerungs-Oszillators an die Gegenstation abzustrahlen. Damit besteht eine einfache Möglichkeit zur Datenübertragung oder zur Ausführung einer zusätzlichen Zweiv/eg-Entfernungsmessung.

Die Winkelpeilgenauigkeit wird durch die Stabilität der Phasenverschiebung aller Hochfrequenzkomponenten von den Antennen bis zum Summierglied bestimmt. Besonders kritisch hierfür ist die Ausführung des 90°-Phasenschiebers, der nur in einem der beiden Hochfrequenzkreise liegt, da sein Temperatur- und Frequenzgang nicht durch symmetrisches Verhalten in beiden Kreisen kompensiert wird. Daher empfiehlt sich auch eine gelegentliche Kontrolle und erneute Eichung des Meßsystems, um stets Winkelmessungen mit höchster Genauigkeit auszuführen.

■ Eine für die Überprüfung des Meßsystems vorteilhafte Anordnung ist in F i g. 6 dargestellt. Auf der Drehachse 14 der Antennen 38, 39, in diesem Beispiel VHF-Antennen mit einer Reichweite von etwa 5-10 km und vorzugsweise für Reichweiten von etwa 3 km, ist ein Richtfernrohr 35 so angeordnet, daß es durch einen Feintrieb 36 um die Achse 14 geschwenkt werden kann. Eine Indexskala 37, die am Trägerkreis des Fernrohrs 35 angeordnet ist, gestattet, den Drehwinkel des Fernrohrs 35 um die Achse 14 und gegenüber einem Ausgangspunkt in Bruchteilen von einem Grad abzulesen. Die Indexskala 37 ist dabei so geeicht, daß ihr Nullwert dem geeichten Einstellwinkel der Antenne zum Winkelencoder 13 entspricht. Damit kann, wenn die Gegenstation optisch sichtbar ist, die Abweichung der optischen von der elektrischen Achse des Meßsystems ermittelt werden. Hierzu wird nach dem automatischen Einrasten des elektronischen Servosystems das Fadenkreuz des Fernrohrs 35 mittels des Feintriebs 36 mit dem Ziel in Dek-

kung gebracht. Der zu korrigierende Fehlerwinkel kann auf der Indexskala 37 abgelesen und als Korrekturwert eingegeben werden.

Stattdessen kfcnn die Antennenachse mit Bezug auf die Drehachse auch mechanisch korrigiert werden. Ferper ist eine elektrische Korrektur durch einen zusätzlichen einstellbaren Phasenschieber in einem der beiden Antpjlaenkreise möglich.

Das Fernrohr wird zusätzlich benutzt, um an einem festen Aufstellungsort das Gerät einzumessen, indem z. B. optisch die Winkel gegenüber verrnsssenen Landmarken bestimmt werden.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

—-—'— ^:—^: — ^:

30

45

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Claims

Patentansprüche:

1. Einrichtung zur Ermittlung der Einfallsrichtung elektromagnetischer Wellen, insbesondere Mikrowellen, mit einer durch einen steuerbaren Antrieb drehbaren Antennenanordnung mit zwei gleichen parallel nebeneinander angeordneten Antennen (1, 2; 15,16; 24,25), die gemeinsam um eine im wesentlichen rechtwinklig zur Antennenrichtung stehende Achse drehbar sind, mit einer Schaltungsanordnung zur Ableitung eines einen Extremwert aufweisenden Anzeigesignals aus den Empfangssignalen, wobei das Anzeigesignal zur Nachsteuerung der Antennenanordnung dem steuerbaren Antrieb (12) zugeführt ist, und bei dem das empfangene Signal der einen Antenne um 90° in der Phase gedreht wird, dadurch gekennzeichnet, daß das Empfangssignal der einen Antenne (2,16,24) und das um 90° phasenverschobene Signal der anderen Antenne (1, 15, 25) jeweils einem 180° Phasenschieber (4, 5; 21, 22; 30,31) zugeführt werden, die gegeneinander um einen Takt verschoben mit der halben Taktfrequenz eines Taktsignalgenerators (9) umgeschaltet werden, wobei die Ausgänge der Phasenschieber einem Summierglied (6.23, 32) zugegeführt sind, dem ein mit der Taktfrequenz angesteuerter Synchrondemodulator (8) nachgeschaltet ist, an dessen Ausgang das Anzeigesignal anliegt.

2. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischem dem Summierglied (6,23,32) und dem Sy: :hrondemodulator (8) ein AM-Empfänger zur Zwischenfrequenz-Umetzung eingeschaltet ist.

3. Einrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß jede Antenne eine mit einer Detektordiode ausgerüstete Erp.pfar.gskamrner (15, 16) aufweist, und die Empfangskammern symmetrisch zu einem gemeinsamen Oberlagerungsoszillator (17) angeordnet sind und über symmetrisch angeordnete Koppelglieder ein kohärentes Oszillatorsignal erhalten.

4. Einrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen jeder Empfangskammer (15, 16) und dem jeweiligen 180° Phasenschieber (21,22) ein für eine wählbare Zwischenfrequenz ausgelegter Pufferverstärker (18,19) zur Anpassung der Phasenschieber geschaltet ist.

5. Einrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das 90° Phasenverzögerungsglied zwischen dem Pufferverstärker (18) und dem 180° Phasenschieber (21) des der einen Antenne (15) zugeordneten Zweiges liegt und für die Zwischenfrequenz ausgelegt ist.

6. Einrichtung nach Anspruch 3 oder 4, gekennzeichnet durch Microwellenantennen (24, 25) mit anschließenden Hohlleitern (24a, 25a), wobei die Frequenz des Überlagerungsoszillators (26a^ über symmetrische Richtkoppelschleifen in beide Empfangsniischkreise angekoppelt wird und der eine Hohlleiter eine die Phasenverzögerung um 90° bewirkende^größere Länge als der andere Hohlleiter hat. ■'"'■'

7. Einrichtung nach Anspruchs, dadurch gekennzeichnet, daß an dem Überlagerungsoszillator (26a) über einen Hohlleiter (34a) eine als Sendeantenne dienende Microwellenantenne (34) angeschlossen ist.

8. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Taktsignal im Tonfrequenzbereich Hegt.