DE3301801A1

DE3301801A1 - Kommutatorloser gleichstrommotor

Info

Publication number: DE3301801A1
Application number: DE19833301801
Authority: DE
Inventors: Kinzo Yokohama Kanagawa Wada
Original assignee: Victor Company of Japan Ltd
Current assignee: Victor Company of Japan Ltd
Priority date: 1982-01-22
Filing date: 1983-01-20
Publication date: 1983-08-11
Also published as: US4511828A; JPS58127586A; DE3301801C2; JPH0522480B2

Description

Die Erfindung betrifft kommutatorlose elektrische Gleichstrommotoren, insbesondere solche, bei denen ein Rotor unabhängig von Unbeständigkeiten in der Charakteristik des Rotorpositionsdetektors weich angetrieben werden kann, und bei denen der Leistungsverbrauch der Schaltelemente niedrig ist.

Im allgemeinen werden sogenannte Hall-Motoren, welche Hall-Elemente verwenden, in großem Umfang als kommutatorlose elektrische Gleichstrommotoren verwendet. Wie jedoch unten in Verbindung mit der Zeichnung dargelegt werden wird, hat der herkömmliche Hall-Motor den Nachteil, daß Drehmomentwelligkeiten und ungleichmäßige Rotationen auftreten, wenn die Empfindlichkeiten der verwendeten Hall-Elemente nicht ausgeglichen sind, was zu einer instabilen Rotation des Motors führt. Wenn eine Unvereinbarkeit oder Unbeständigkeit des Temperaturkoeffizienten jedes Hall-Elementes vorliegt, kommt hinzu, daß die Winkel, welche den Intervallen entsprechen, in denen der Spulenstrom fließt, aufgrund der Änderung der Umgebungstemperatur ungleich werden, wodurch Drehmomentwelligkeiten und ungleichmäßige Rotation verursacht werden. Hinzu kommt, daß beim herkömmlichen Hall-Motor der erforderliehe gesamte Steuerstrom für die Hall-Elemente zweimal so groß ist wie derjenige Steuerstrom, welcher in bezug auf ein Hall-Element erforderlich ist, weil die Hall-Elemente in bezug auf die Stromversorgungsquelle parallel geschaltet sind. Dementsprechend ist der Stromverbrauch des herkömmlichen Hall-Motors hoch

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und dieser ist somit nicht für die Verwendung als Motor einer Einrichtung geeignet, welche eine Batterie als Strom- oder Leistungsquelle verwendet.

Hinzu kommt, z. B. bei einem Plattenspieler, daß es Fälle gibt, in denen die Aufzeichnungsplatte auf einem Drehtisch liegt, welcher direkt von einem Plattenspielermotor angetrieben wird, und daß die Rotation des Drehtellers durch die Hand des Benutzers unterbrochen wird, wenn dieser die Oberfläche der Aufzeichnungsplatte reinigt, während die Stromquelle den Schallplattenmotor antreibt, auch wenn diese Art des Betriebs eines Plattenspielers nicht erwünscht ist. In einem solchen Fall befindet sich der Rotor des Motors in einem arretierten Zustand (im folgenden als Rotorarretierungszustand bezeichnet), und den Leistungstransistoren werden große Ströme zugeführt. Diese den Leistungstransistoren zugeführten Ströme sind erheblich größer als diejenigen Ströme, welche den Leistungstransistören bei normaler Rotation des Rotors zugeführt werden, und die Kollektorverluste sind groß. Deshalb mußten Leistungstransistoren mit großen maximalen Kollektorverlusten verwendet werden, und die Kosten solcher Vorrichtungen waren hoch.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen neuen und vorteilhaften kommutatorlosen elektrischen Gleichstrommotor zu schaffen, welcher die Nachteile der bekannten Motoren vermeidet.

Dieser neue Motor soll insbesondere den Vorteil aufweisen, daß ein Winkel, welcher einem Intervall entspricht,

in dem ein Statorspulenstrom fließt, konstant ist, unabhängig von ungleichmäßigen Produktempfindlichkeiten jedes einzelnen Hall-Elements, von ungleichmäßigen Gleichstrompotentialen an den Spannungsanschlüssen der Hall-Elemente, von ungleichmäßigen Ausgangswellenformen der Hall-Elemente und dergl., und bei dem keine Drehmomentwelligkeiten und keine ungleichmäßigen Rotationen auftreten.

Aufgabe der Erfindung ist es ferner, einen kommutatorlosen elektrischen Gleichstrommotor zu schaffen, bei welchem der Rotorpositionsdetektor bezüglich der Leistungsquelle in Reihe geschaltet ist. Bei dem erfindungsgemäßen Motor kann der Steuerstrom für den Rotorpositionsdetektor klein sein, und dementsprechend ist der Leistungsverbrauch niedrig. Der erfindungsgemäße Motor ist somit effektiv und in Verbindung mit Einrichtungen zu verwenden, welche eine Batterie als Leistungsquelle haben.

Ferner soll der erfindungsgemäße kommutatorlose Gleichstrommotor eine Einrichtung zur Steuerung der Impedanzen des ersten und des zweiten Schaltelements entsprechend einer Spannung an einem gemeinsamen Anschluß aufweisen.

Bei dem erfindungsgemäßen Motor kann die Spannung an dem gemeinsamen Anschluß auf einen Wert festgelegt werden, welcher im wesentlichen dem halben Wert der Versorgungsspannungsquelle entspricht, und der maximale Stromverbrauch von 4 Schaltelementen kann im wesentlichen auf den halben Wert des maximalen Leistungsverbrauchs einer herkömmlichen Schaltung reduziert werden, welche nicht diese Impedanzsteuereinrichtung aufweist;

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(falls das Aalaufdrehmoment und der Anlaufstrom bei dem erfindungsgemäßen Motor und bei dem herkömmlichen Motor gleich sind).

Ferner soll ein kommutatorloser elektrischer Gleichstrommotor geschaffen werden, bei welchem Schaltelemente verwendet werden können, welche niedrige maximal zulässige Spannungen haben, wodurch die Kosten des Motors gegenüber denen bei herkömmlichen Motoren reduziert werden können.

Die Erfindung ist im folgenden anhand eines Ausführungsbeispiels und in Verbindung mit der Zeichnung näher beschrieben. Im einzelnen zeigen: 15

Fig. IA und IB eine allgemeine Draufsicht auf einen kommutatorlosen elektrischen Gleichstrommotor und ein Diagramm, welches die relativen Positionen der Statorspulen und der Hall-Elemen

te zeigt,

Fig. 2 ein Schaltdiagramm eines Beispiels

einer Antriebsschaltung eines herkömmlichen kommutatorlosen

elektrischen Gleichstrommotors,

Fig. 3(A) bis 3(E) graphische Darstellungen

entsprechender Signalwellenformen an jedem Teil der in Fig. 2 gezeigten

Schaltung,

Fig. 4 ein Schaltungsdiagramm einer

Ausführungsform einer Antriebsschaltung eines kommutatorlosen elektrischen Gleichstrommotors gemäß der vorliegenden Erfindung, und

Fig. 5(A) bis 5(G) graphische Darstellungen

der Signalwellenformen an jedem Teil der in Fig. 4 gezeigten

Schaltung.

Der in Fig. IA gezeigte allgemeine kommutatorlose elektrische Gleichstrommotor umfaßt einen Rotor 11, welcher einen Permanentmagneten mit 8 Polen hat, eine Rotationsachse 12, welche an dem Rotor befestigt ist und axial in ein Lager 13 gelagert ist, und Statorspulen L₁ t»is L₄, welche an einer Basisplatte 14 befestigt sind. Die Statorspulen L-, bis L₄ sind gegenüber

der magnetisiert en Oberfläche des Rotors 11 angeordnet. Die Spulen L₁ und L₂ und die Spulen L₃ und L₄ sind jeweils mit einem Unterschied von 3 Jf/2 Radian (3 pi/2 Radian) im elektrischen Winkel zueinander angeordnet, d. h. mit einer Phasendifferenz von 270°, wie es in Fig. IB dargestellt ist. Andererseits sind die Spulen L₂ und L₃ bzw. die Spulen L₄ und L₁ jeweils mit einem elektrischen Differenzwinkel von 5 pi/2 Radian angeordnet, also mit einer Phasendifferenz von 450°. Die Hall-Elemente 15 und 16 sind auf einer Basisplatte 14 mit einem elektrischen Winkelunterschied von pi/2 Radian angeordnet, das ist eine Phasendifferenz von 90°. Das Hall-Element 15 und die Spule L₄ bzw.

das Hall-Element 16 und die Spule L₁ sind jeweils mit einer elektrischen Winkeldifferenz von pi Radian angeordnet, das entspricht einer Phasendifferenz von 180°. In Fig. IB zeigen die in Klammern angegebenen Winkel die elektrischen Winkel an, und die ohne Klammern angegebenen Winkel zeigen die mechanischen Winkel an.

Eine herkömmliche- Antriebsschaltung für einen kommutatorlosen elektrischen Gleichstrommotor, welcher den oben beschriebenen Aufbau aufweist, ist in Fig. 2 dargestellt. Wenn den Stromanschlüssen der Hall-Elemente 15 und 16 ein Strom zugeführt wird, erscheinen an den Spannungsanschlussen 15a, 15b, 16a und 16b der Hall-Elemente 15 und 16 die Hall-Ausgangsspannungen ^el> eg, eg und e₄, wie es in Fig. 3(A) dargestellt ist. Die Transistoren Ql bis Q4 werden jeweils während einer partiellen Periode durchgeschaltet, welche etwa pi/2 einer negativen Spannungsperiode der entsprechenden Hall-Ausgangsspannungen C₁ bis e, entspricht,

d. h., während einer Periode, wenn die Spannungen

e. bis e₄ jeweils ihren niedrigsten Wert aufweisen. Transistoren Q5 bis Q8 werden aufgrund der eingeschalteten Zustände der Transistoren Ql bis Q4 durchgeschaltet.

Infolgedessen werden die in den Fig. 3(B) bis 3(E) gezeigten Ströme I₁ bis I₄ nacheinander und zeitlich gegeneinander versetzt den entsprechenden Statorspulen L₁ bis L₄ entsprechend der Rotation des Rotors 11 zugeführt, um diesen Rotor 11 in einer Richtung anzutreiben. In diesem Zustand werden die Amplituden der Spulenströme I₁ bis I₄ durch ein Geschwindigkeitsfehle rsignal gesteuert, welches der Rotationsgeschwindig-

keit des Rotors 11 entspricht und über einen Anschluß 17 erhalten wird, um die Rotationsgeschwindigkeit des Rotors 11 zu steuern.

Bei einem herkömmlichen Motor entsprechen die Perioden, während welcher die Spulenströme I₁ bis Ι_Δ den jeweiligen Statorspulen L₁ bis L₄ zugeführt werden, denjenigen Perioden, während welcher die Hall-Ausgangsspannungen e^ bis e* die niedrigsten Werte annehmen. Somit wird z.B.aufgrund ungleicher Produktempfindlichkeit und dergl. der Hall-Elemente 15 und 16 der Winkel, welcher einem Intervall entspricht, während dessen der Spulenstrom I₁ fließt, groß, falls die Amplitude der Hall-Ausgangsspannung e^ (eg) groß wird im Vergleich zur Amplitude, der Hall-Ausgangs spannung βρ (e₄). Dieses Phänomen tritt auch dann auf, wenn das Gleichspannungspotential an den Spannungsanschlüssen der Hall-Elemente 15 und 16 ungleich sind, oder falls die Hall-Ausgangswellenformen ungleich sind. Diese unausgeglichenen Zustände verursachen eine Zunahme der Drehmomentwelligkeit und der ungleichmäßigen Rotation und sie verursachen insofern Probleme, als der Motor nicht zwangsläufig und gleichmäßig angetrieben werden kann.

Um die beschriebenen unerwünschten Effekte auf ein Minimum zu reduzieren, ist der Motor so ausgelegt, daß die Winkel, welche den Intervallen entsprechen, in denen die Spulenströme I₁ bis I₄ fließen, bei einer vorbestimmten Umgebungstemperatur durch einen Widerstand 18 korrigiert werden können. Falls jedoch die Hall-Elemente z. B. aus Indium-Antimon bestehen, ändern sich die Ausgangsspannungen und die Eingangswider-

stände der Hall-Elemente mit einer Rate von etwa -2%/°C bis -3%/°C entsprechend der Umgebungstemperatur. Darüber hinaus sind die Temperaturkoeffizienten der verschiedenen Hall-Elemente unterschiedlich. Aus diesem Grund werden diejenigen Winkel, welche den Intervallen entsprechen, in denen die Spulenströme I^ bis I₄ fließen, entsprechend der Änderung der Temperatur ungleich, und es war unmöglich, die Drehmomentwelligkeit und die ungleichmäßige Rotation vollständig zu eliminieren.

Ferner sind bei der beschriebenen herkömmlichen Antriebsschaltung die Hall-Elemente 15 und 16 parallel zu der Spannungsquelle geschaltet, und der gesamte Steuerstrom für die Hall-Elemente muß zweimal so groß wie der Steuerstrom für ein einziges Hall-Element sein. Der Leistungsverbrauch wurde somit hoch, wie es oben beschrieben wurde, und der Motor war nicht geeignet zur Verwendung in einer Einrichtung, welche eine Batterie als Stromquelle verwendet.

Wenn der Motor als Antriebsmotor eines Plattenspielers verwendet wird, wie es oben beschrieben wurde, und wenn der Rotor sich in dem sogenannten Arretierungszustand befindet, in welchem die Rotation des Motors mit Gewalt unterbrochen ist, werden Ströme in einer Größenordnung von 500 mA, welche dieselben Ströme sind wie diejenigen, welche den Leistungstransistoren •Q5 bis Q8 zugeführt werden, den Transistoren Q5 bis Q8 zugeführt. Andererseits liegen die bei normaler Rotation des Rotors den Transistoren Q5 bis Q8 zugeführten Ströme im Bereich von 30 mA. Folglich sind im

- .13 -

Arretierungszustand die den Leistungstransistoren zugeführten Ströme sehr groß im Vergleich zu denjenigen Strömen, welche den Leistungstransistoren bei normaler Rotation des Rotors zugeführt werden, und die Kollektor-Verluste der Leistungstransistoren sind groß. Deshalb werden als Leistungstransistoren solche Transistoren verwendet, deren Charakteristiken so sind, daß sie im Rotorarretierungszustand große Kollektorverluste überstehen. Wenn man einen Widerstand einer Statorspule mit RIO, den ihr zugeführten Anlaufstrom mit I ₁

sx *

und eine Spannungsquelle der herkömmlichen Schaltung mit E bezeichnet, kann ein Widerstand Rl, welcher mit den Emittern der Transistoren Q5 bis Q8 verbunden ist, vernachlässigt werden, da RIO ^ Rl. Folglich wird ein Kollektorverlust Ρ_β1 in einem der Transistoren Q5 bis Q8 dann, wenn der Rotor 11 sich im Rotorarretierungszustand befindet, zu:

^Pcl = isl(E 20

- -RlQ(I₈₁ _ E/2R10)² + E2/4R10

Somit kann ein maximaler Kollektorverlust P_cml definiert werden durch die folgende Gleichung (1).

^Pcml - ^e2/^4R10 (1)

Dieser maximale Kollektorverlust P_cml ist zweimal so groß wie der maximale Kollektorverlust einer Schaltung in einem Rotor gemäß der vorliegenden Erfindung, was im folgenden beschrieben wird. Folglich hatte die herkömmliche Schaltung den Nachteil, daß Transistoren mit großem Kollektorverlust als Leistungstransisto-

ren verwendet werden mußten, und die Kosten einer solchen Schaltung waren hoch.

Die vorliegende Erfindung hat diese Nachteile der herkömmlichen Schaltung überwunden und im folgenden wird ein Ausführungsbeispiel der Erfindung in Verbindung mit Fig. 4 beschrieben.

Die Fig. 4 zeigt ein Schaltdiagramm einer Ausführungsform eines kommutatorlosen elektrischen Gleichstrommotors gemäß der vorliegenden Erfindung. In dieser Fig. 4 sind die Befestigungspositionen der Hall-Elemente 15A und 15B und der Statorwicklungen L₁ bis L₄ dieselben wie diejenigen der Hall-Elemente 15 und 16 und der Statorspulen L. bis L₄ in den Fig. IA und IB, und diejenigen Teile, welche den entsprechenden Teilen in den Fig. IA und IB gleich sind, tragen dieselben Bezugszeichen.

Die einen Enden der Spulen L₁ bzw. L_Q sind mit den Kollektoren der PNP-Transistören Q13 bzw. Q14 verbunden. Die Basen der NPN-Transistoren QIl und Q12 sind mit den Spannungsanschlüssen 15Aa bzw. 15Ab des Hall-Elements 15A, und die Kollektoren der Transistoren QIl und Q12 sind mit den Basen der Transistoren Q13 bzw. Q14 verbunden. Die Emitter der Transistoren QIl und Q12 sind gemeinsam mit einem Kollektor eines Transistors Q15 verbunden. Die anderen' Enden der Spulen L- und L₃ sind gemeinsam mit einem Emitter des Transistors Q15 und außerdem mit den einen Enden der Spulen L_? bzw. L₄ verbunden. Ein Verbindungspunkt zwischen

den anderen Enden der Spulen L₁ und L₃ unter dem Emitter des Transistors Q15 und den einen Enden der Spulen L₂ und L₄ ist als Verbindungspunkt 23 in Fig. 4 dargestellt.
5

Die anderen Enden der Spulen L₂ und L₄ sind mit den Kollektoren der NPN-Transistören Q6 bzw. Q8 verbunden. Die Basen der PNP-Transistören Q2 und Q4 sind mit den Spannungsanschlüssen 16Aa bzw. 16Ab des Hall-Elements 16A verbunden, und die Emitter der Transistoren Q2 und Q4 sind gemeinsam mit einem Kollektor eines Transistors Q9 verbunden. Die Kollektoren der Transistoren Q2 und Q4 sind mit den Basen der Transistoren Q6 bzw. Q8 verbunden.

Widerstände R2 und R3 sind zwischen den Versorgungsquelle nanschiUssen 20a und 20b und der Basis des Transistors Q15 an einem Verbindungspunkt 21 dieser Widerstände R2 und R3 geschaltet. Ein Stromanschluß des Hall-Elements 15A ist mit einem positiven Anschluß 20a der Leistungsquelle über einen Widerstand R7 verbunden, während der andere Anschluß des Hall-Elements 15A mit einem Stromanschluß des Hall-Elements 16A verbunden ist. Der andere Stromanschluß des Hall-Elements 16A ist über einen Widerstand R6 mit dem negativen Anschluß 20b der Stromversorgungsquelle verbunden. Die Emitter der Transistoren Q6 und Q8 sind direkt mit einem Koppelpunkt 22 verbunden, während ein Emitter eines Transistors QlO über einen Widerstand R4 mit dem Koppelpunkt 22 verbunden ist. Dieser Koppelpunkt 22 ist über den Widerstand Rl mit dem Anschluß 20b der Stromversorgungsquelle verbunden. Emitter und

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Basis des Transistors Q9 sind über entsprechende Widerstände R5 und R8 mit dem Anschluß 20a der Stromversorgungsquelle verbunden. Der Kollektor und die Basis des Transistors QlO sind mit der Basis des Transistors Q9 bzw. mit dem Anschluß 17 verbunden.

Wenn den Stromanschlüssen der Hall-Elemente 15A und 16A Ströme zugeführt werden und der Rotor rotiert, werden an den Spannungsanschlüssen 15Aa bzw. 15Ab des Hall-Elements 15A Hall-Spannungen e.^ und e~~ erzeugt, welche in Fig. 5(A) dargestellt sind, und an den Spannungsanschlüssen 16Aa und 16Ab des Hall-Elements 16A erscheinen die in Fig. 5(B) dargestellten Hall-Spannungen e₁₂ und e₁₄.

In den Fig. 5(A) bis 5(G) gibt die horizontale Achse θ den Rotationswinkel des Rotors als elektrischen Winke1 an.

Der Transistor QIl ist während einer hohen Spannungsperiode der Hall-Spannung e^ durchgeschaltet, das ist eine Periode, welche dem Bogenmaß pi Radian im elektrischen Winkel entspricht, wenn e-- > e₁₃, und er ist während der anderen Perioden gesperrt. Der Transistor Q12 ist während einer hohen Spannungsperiode der Hall-Spannungen e₁₃, wenn e*g > ©ii ist, eingeschaltet, und er ist während der anderen Perioden gesperrt. Während einer niedrigen Spannungsperiode der Hall-Spannung E-ρ, also während einer Periode, welche in einem elektrischen Winkel pi Radian entspricht, wenn e₁₂ <

e<₄, ist der Transistor Q2 durchgeschaltet, und während der anderen Perioden ist er gesperrt. Zusätzlich

ist der Transistor Q4 während einer niedrigen Spannungsperiode der Hall-Spannung e_14> wenn e₁₄ < e₁₂, durchgeschaltet, und während der anderen Perioden ist er
gesperrt* Entsprechend sind die Transitoren Q13 und Q14 während der hohen Spannungsperioden der Hall-Spannungen e^ und e^g durchgeschaltet und während der niedrigen Spannungsperioden der Hall-Spannungen e*- und e,₃
gesperrt. Andererseits sind die Transistoren Q6 und Q8 während der niedrigen Spannungsperioden der Hall-Spannungen e₁₂ und e₁₄ durchgeschaltet, und während der hohen Spannungsperioden der Hall-Spannungen e₁₂ und e₁₄ sind sie gesperrt.

Wie in den Fig. 5(C) bis 5(F) dargestellt ist, sind die Transistoren Q13 und Q8 durchgeschaltet und die • Transistoren Q6 und Q14 z. B. während einer Periode gesperrt, in welcher der Rotationswinkel des Rotors innerhalb eines elektrischen Winkelbereichs zwischen Null und pi/2 Radian liegt. Folglich fließt während dieser Periode ein Strom von dem positiven Anschluß 20a der Stromversorgung durch den Transistor Q13,
die Spulen L₁ und L₄, den Transistor Q8 und den Widerstand R- zu dem negativen Anschluß 20b der Stromversorgungsquelle. Es fließt somit ein Strom i. durch die Spule L₁ und ein Strom i₄ fließt durch die Spule

L₄. Während der darauffolgenden Periode, bei welcher der Rotationswinkel im elektrischen Winkelbereich
zwischen pi/2 und pi Radian liegt, sind die Transistoren Q13 und Q6 durchgeschaltet, und die Transistoren

Q14 und Q8 sind gesperrt. Während dieser folgenden
Periode fließt somit ein Strom von dem positiven
Anschluß 20a der Stromversorgungsquelle über den

Transistor Q13, die Spulen L₁ und L₂, den Transistor Q6 und den Widerstand Rl zu dem negativen Anschluß 20b der Stromversorgungsquelle. Das heißt, der Strom I₁ fließt durch die Spule L₁ und ein Strom i₂ fließt durch die Spule L₂. Während anderer Perioden fließen die Ströme I₁ und i_4> welche in den Fig. 5(C) bis 5(F) dargestellt sind, durch die entsprechenden Spulen L₁ bis L₄, in ähnlicher Weise wie es oben beschrieben wurde. Die Fig. 5(C) bis 5(F) sind so dargestellt, als wenn die Ströme jeweils innerhalb einer extrem kurzen Zeitdauer geschaltet sind, diese Figuren dienen jedoch lediglich zur Erleichterung des Verständnisses der Schaltung der Ströme, und die tatsächliche Schaltung der Ströme wird langsamer durchgeführt.

Andererseits werden in den Spulen L₁ bis L₄ gegenelektromotorische Kräfte ER₁, ER₂, ER₃ bzw. ER₄ erzeugt, welche in Fig. 5(G) dargestellt sind, bei den in Fig. 5(G) dargestellten Wellenformen werden die gegenelektromotorischen Kräfte ER₁ bzw. ER~ bezüglich der Kollektoren der Transistoren Q13 und Q14 gemessen, und die gegenelektromotorischen Kräfte ER„ und ER₄ werden jeweils bezüglich des gemeinsamen Koppelpunktes 23 der Spulen gemessen.

Während der Rotor 11 rotiert, werden die Kollektorströme der Transistoren QlO und Q9 entsprechend einer Spannungsdifferenz zwischen einem Geschwindigkeitsfehlersignal Vg, welches dem Anschluß 17 zugeführt wird, und einer AnSchlußspannung V₁ des Widerstands Rl gesteuert. Andererseits werden die Emitterströme der Transistoren

QIl und Q12 in Übereinstimmung mit dem Kollektorstrom des Transistors Q15 gesteuert. In diesem Fall wird der Kollektorstrom des Transistors Q15 entsprechend einer Spannungsdifferenz zwischen einer Vorspannung Vg bei dem Koppelpunkt 21, welche durch die Spannungsteilung durch die Widerstände R2 und R3 erhalten wird, und einer Spannung V₃ bei dem gemeinsamen Koppelpunkt 23 der Spulen gesteuert. Die folgende Gleichung gilt zwischen der Basis-Emitter-Spannung V₁₅ des Transistors Q15 und den Spannungen Vp und V₃.

^V2 - ^V15 * ^V3

Wenn die Spannung V₃ dazu neigt, aufgrund der Änderung des Geschwindigkeitsfehlersignals V_g niedriger (höher) als eine Spannung (V₂ - V₁₅) zu werden, treten Änderungen der Stromverstärkung der Transistoren Q6 und Q8 (Q13 und Q14) und dergl. auf, der Kollektorstrom des Transistors Q15 wird stark (schwach) und die Emitter-Kollektor-Impedanzen der Transistoren Q13 und Q14 fallen (wachsen). Infolgedessen wird die Spannung V₃ so gesteuert, daß sie hoch (niedrig) wird, und die Spannung V₃ an dem gemeinsamen Koppelpunkt 23 wird ständig auf einen im wesentlichen konstanten

25. Wert gesteuert. Die Impedanzen der Transistoren Q13 und Q14 werden somit entsprechend der Differenz zwischen der Spannung V₃ an dem gemeinsamen Koppelpunkt und der Spannung V₂ gesteuert. Andererseits gehen die Transistoren Q6 und Q8 in Übereinstimmung mit

.30 den Transistoren Q2 und Q4, welche entsprechend den Hall-Spannungen e^₂ und e₁₄ gesteuert werden, wiederholt in den durchgeschalteten und in den gesperrten Zustand

über. Die Emitterströme der Transistoren Q6 und Q8 werden entsprechend dem Transistor QlO gesteuert, welcher seinerseits durch das ankommende Geschwindigkeitsfehlersignal V_gJ welches dem Anschluß 17 zugeführt wird, aus seinem Durchschaltzustand gesteuert wird.

Das Geschwindigkeitsfehlersignal wird·der Basis dieses Transistors QlO zugeführt, und die Spannung V₁ wird, in Übereinstimmung mit den Spulenströmen i* bis i₄, dem Emitter dieses Transistors QlO über den Widerstand R4 zugeführt. Folglich sind die Amplituden der Spulenströme I^ bis i- in Übereinstimmung mit dem Geschwindigkeitsfehlersignal Vg und den Strömen, welche durch die Spulen L₁ bis L₄ fließen.

15, Bei der erfindungsgemäßen Ausführungsform sind die Transistoren Q13, Q14, Q6 und Q8, welche durch die Ausgangsspannungen e.^, e₁₂, e₁₃ bzw. e₁₄ der Hall-Elemente 15A und 16A und der Spulen L₁ bis L₄ geschaltet werden, so angeschlossen, wie es in Fig. 4 gezeigt ist. Wie man aus den in den Fig. 5(A) und 5(B) gezeigten Hall-Spannungen e^ bis e₁₄ und aus den in den Fig. 5(C) bis 5(F) dargestellten Spulenströmen i. bis i₄ sieht, koinzidieren die Schaltpunkte, bei welchen die Pegel der Spulenströme ί_χ bis I₄ geschaltet werden,

²^ mit den Nulldurchgängen der Hall-Spannungen e~ bis e₄. Aus diesem Grund bewirken ungleiche Produktempfindlichkeit en der Hall-Elemente 15A und 16A, ungleiche Gleichstrompotentiale an den Spannungsanschlüssen der Hall-Elemente, ungleiche Ausgangswellenformen

^ow der Hall-Elemente und dergl. keine Änderungen der Winkel, welche den Intervallen entsprechen, in welchen die Spulenströme fließen. Bei der Ausführungsform

der Erfindung werden somit Welligkeiten des Drehmoments, ungleiche Rotation und dergl., welche aufgrund von Ungleichmäßigkeiten der Hall-Elemente 15A und 16A auftreten könnten, verhindert.
5

Gemäß der vorliegenden Erfindung können die Steuerströme für die Hall-Elemente 1/2 so groß wie die Steuerströme sein, welche bei der in Fig. 2 gezeigten herkömmlichen Schaltung erforderlich sind, weil die Hall-Elemente 15A und 16A in Serie zwischen den Stromversorgungsanschlüssen liegen. Die Ausführungsform der vorliegenden Erfindung eignet sich somit insbesondere für batteriegetriebene Motoren.

Im folgenden werden die maximalen Kollektorverluste besprochen. Es wird angenommen, daß die Anlaufdrehmomente und die Anlaufströme bei der Ausführungsform gemäß der Erfindung die gleichen wie bei einem herkömmlichen Motor sind. Falls der Widerstand einer der Statorsp.ulen bei der Ausführungsform gemäß der Erfindung mit R20 bezeichnet wird, gilt die folgende Gleichung, weil die AnIaufströme konstant durch die beiden Spulen fließen, welche gemäß der Erfindung in Reihe geschaltet sind, und die Anlaufströme bei der Ausführungsform der Erfindung dieselben wie bei dem herkömmlichen Motor sind.

R20 « RlO/2 (2)

Falls bei dem Ausführungsbeispiel der Erfindung die Anzahl der Spulenwicklungen einer Spule mit Np und der Durchmesser der Wicklung mit R₂ und falls die

Anzahl der Spulenwicklungen der Spulen eines herkömmlichen Motors mit N₁ und der Durchmesser der Wicklung mit T₁ bezeichnet werden, wobei der Ausnutzungsfaktor konstant ist, gilt die folgende Gleichung 5

T₁N₁ = r₂N₂ (3)

Falls das Anlaufdrehmoment des herkömmlichen Motors mit Tg₁ und das Anlaufdrehmoment des erfindungsgemäßen Motors mit T_g2 bezeichnet werden, können diese Drehmomente durch die folgenden Gleichungen (4) und (5) beschrieben werden, wobei K eine Konstante ist.

T_c, = [^ [(KN₁ cos6d9)/(u/2)] ^Sl ^j-t& ^L

« 4K/ir/₀ N₁ cos6d6

= (4ΚΝ_Ί/π)[εχηθ] V*
χ 0

= (4KN₁/TT). (1//2)

¹ (4)

J* [ KN₂(sin θ+ cose)de /(π/2)] = (2KN₉·/Γ/π) Γ¹^² sin (θ + π/4) de = (2KN₉./Τ/π) [-cos( θ+ π/4).]^π/2

^λ ο

= 4ΚΝ₂/π (5)

Entsprechend der Bedingung Tg₁ = T_g2 und in Übereinstimmung mit den Gleichungen (4) und (5) kann die folgende Gleichung gebildet werden.

»2 -.V* (6)

Folglich kann aus den Gleichungen (3) und (6) die folgende Gleichung (7) gebildet werden.

Die Charakteristiken der Spulen werden so ausgewählt, daß die Gleichungen (6) und (7) erfüllt werden, wobei die Anlaufdrehmomente und die AnIaufströme bei dem Motor gemäß der vorliegenden Erfindung und bei dem herkömmlichen Motor gleich werden.

Danach wird der maximale Kollektorverlust P_cm2 der

Leistungstransistoren Ql bis Q4 unter den obigen Bedingungen bestimmt, wobei der Rotor 11 sich im Rotorarretierungszustand befindet. Ein in Fig. 4 PQ durch die beiden in Reihe geschalteten Statorwicklungen fließender Strom i_g2 kann durch die folgende Gleichung beschrieben werden

i_S2 = EZ(Rl + 2R2O)

Somit gilt für Rl « R2O die Gleichung (8):

i_S2 = EZ2R2O (8)

OQ Der Einfachheit halber wird angenommen, daß die KoIlektorsät t igung sspannung en der Transistoren Q6 und Q8

Null sind. In diesem Fall ist die maximale Basisspannung des Transistors QlO so eingestellt, daß der Anlaufstrom ig₂, wie er in Gleichung (8) definiert ist, hindurchfließt. Andererseits sind die Widerstände R2 und R3 so bemessen und ausgewählt, daß die Spannung V₃ an dem gemeinsamen Koppelpunkt im wesentlichen den halben Wert der Spannung E annimmt.

Durch diese Auswahl der Schaltungskonstanten werden die Kollektorverluste der Transistoren Q13, Q14, Q6 und Q8 maximal, wenn die Spulenströme I₁ bis i₄ entsprechend den Ausgangswerten der Hall-Elemente 15A und 16A geschaltet werden, d. h. an der Stelle, wenn der halbe Wert des Anlaufstroms i_g2 durch einen der beiden Transistoren fließt, welche parallel geschaltet sind, während die andere Hälfte des Stroms i_g2 durch den anderen dieser beiden parallel geschalteten Transistoren fließt. Ein Punkt, bei welchem θ = pi/2 Radian, entspricht einem Zustand, bei welchem aufgrund des Einschaltzustands der Transistoren Q13 und Q8 ein Wechsel von einem ersten Zustand, in welchem die Spulenströme I₁ und I₄ fließen, zu einem zweiten Zustand stattfindet, bei welchem aufgrund der Einschaltzustände der Transistoren Q13 und Q6 die Spulenströme I₁ und i₂ fließen, wie es in den Fig. 5(D) und 5(F) gezeigt ist. In diesem Zustand fließt der halbe Strom desjenigen Anlaufstromes i_g2, welcher durch den Transistor Q13 fließt, durch den Transistor Q6, während die andere Hälfte des Stroms i_g2 durch den Transistor Q8 fließt.

Der Kollektorverlust P_ des Transistors Q8 (oder

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Q6) kann durch die folgende Gleichung (9) beschrieben werden, wobei 0 < M < 1 gilt:

P_c2 =. (E/2 - R20.M.i_S2)Mi_S2 (9)

Durch Einsetzen der Gleichung (9) in die Gleichung (8) erhält man die folgende Gleichung (10).

P „ = [E/2 - R20-R20-(E/2R20)](ME/2R20) c2 '

= (E/2 - ME/2)-(ME/2R20).

= (E²/4)(1 - M).(M/R20)

= (E²/4R20)-(M - M²)

= (E²/4R20)[-(M - 1/2)² + 1/4] (i₀)

Der Kollektorverlust P_{c2 W}i_rd maximal, wenn in Gleichung

(10) M = 1/2, d. h., wenn der halbe Wert des Stroms ig₂ durch den Transistor Q6 und die andere Hälfte

durch den Transistor Q8 fließen. Wenn die, Bedingung M = 1/2 in die Gleichung (10) eingesetzt wird, nimmt der Kollektorverlust P_cm2 deshalb den folgenden Wert an:

P_cm2 = E²/16R20 (11)

Durch Einsetzen der Gleichung (2) in die Gleichung

(11) erhält man ferner die Gleichung

P_cm2 = E²/8R10 (12)

Wie man aus den Gleichungen (1) und (12) sieht, beträgt

dann, wenn der Rotor 11 der Ausführungsform gemäß der Erfindung sich im Rotorarretierungszustand befindet, der maximale Kollektorverlust P_cm2 der Leistungstransistoren Q13, Q14, Q6 und Q8 den halben Wert des maximalen Kollektorverlustes P_cml der Leistungstransistoren der herkömmlichen Schaltung.

Es ist deshalb möglich, als Leistungstransistoren solche Transistoren zu verwenden, welche erheblich kleinere Kollektorverluste haben, und dadurch die Kosten der Schaltung im Vergleich zu denjenigen der herkömmlichen Schaltung erheblich zu senken.

Der Transistor Q15 und die Widerstände R2 und R3 in Fig. 4 können fortgelassen werden. In diesem Fall ist ein Widerstand zwischen den gemeinsamen Emittern der Transistoren QIl und Q12 geschaltet. Die Widerstandswerte der Widerstände R6 und R7, welche mit den Hall-Elementen 15A und 16A verbunden sind, werden in geeigneter Weise ausgewählt, so daß die Spannung V3 am gemeinsamen Koppelpunkt 23 etwa den Wert E/2 annimmt.

Die Spannung V3 an dem gemeinsamen Koppelpunkt 23 ist nicht auf die Spannung E/2 beschränkt, sie kann vielmehr in geeigneter Weise ausgewählt werden. In diesem Fall können die Basisströme der Transistoren Q13 und Q14 effektiv auf ein erforderliches Minimum beschränkt werden, obgleich die maximalen Kollektorverluste der Transistoren Q13, Q14, Q6 und Q8 nicht auf ein Minimum eingestellt werden können. Diese effektive Begrenzung der Basisströme der Transistoren Q13 und Q14 ist nicht nur effektiv bei der Reduzierung

des Leistungsverbrauchs. Es ist auch möglich, Rauschen und Vibrationen zu unterdrücken, welche beim Schalten der Spulenströme in den Spulen erzeugt werden, weil es in diesem Fall etwas länger dauert, die Ströme der Transistoren Q13 und Q14 zu schalten.

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Claims

VICTOR COMPANY OF JAPAN, LTD., Yokohama-Shi, Japan Kommutatorloser Gleichstrommotor Patentansprüche: IO 15

1.1 Kommutatorloser Gleichstrommotor, mit einem Rotor, welcher einen Permanentmagneten enthält, ersten und zweiten Hall-Elementen zur Erfassung des Rotationswinkels des genannten Rotors entsprechend einem magnetischen Feld, welches von dem Permanentmagneten des Rotors erzeugt wird, und mit vier Statorspulen zur Rotation des Rotors,

dadurch gekennzeichnet, daß ferner vorgesehen sind:

erste und zweite Schaltelemente (Q13, Q14), welche zwischen einem Anschluß der genannten ersten und zweiten Statorspulen (L₁, L₃) geschaltet sind, welche gegenelektromotorische Kräfte von wechselseitig entgegengesetzten Polaritäten umfassen, ein positiver Anschluß (20a) einer Stromversorgungsquelle, und ein anderer Anschluß der genannten ersten und zweiten Statorspulen,

ίου ι

welche gemeinsam mit einem Anschluß der dritten und vierten Statorspulen (L₂, L₄) verbunden sind, welche gegenelektromotorische Kräfte von wechselseitig entgegengesetzten Polaritäten erzeugen; dritte und vierte Schaltelemente (Q6, Q8), welche zwischen dem anderen Anschluß der dritten und vierten Statorspulen und einem negativen Anschluß (20b) der Stromversorgungsquelle geschaltet sind; eine erste Impedanzsteuereinrichtung, welche einen ersten Transistor (QIl) und einen zweiten Transistor (Q12) umfaßt, welche jeweils zwischen einem Spannungsanschluß des genannten ersten Hall-Elements (15A) und einem Spannungsanschluß der genannten ersten und zweiten Schaltelemente geschaltet ist, und ein erstes Impedanzsteuere lerne nt (Q15), welches mit dem ersten und dem zweiten Transistor verbunden ist, zur Steuerung der Impedanz des ersten Schaltelements und des zweiten Schaltelements durch den ersten und den zweiten Transistor;

und eine zweite Impedanzsteuereinrichtung, welche einen dritten und einen vierten Transistor (Q2, Q4) umfaßt, welche zwischen einem Spannungsanschluß des genannten zweiten Hall-Elements (16A) und einem Spannungsanschluß des genannten dritten und vierten Schaltelements angeschlossen sind, und ein zweites Impedanzsteuerelement (Q9), welches mit dem dritten und dem vierten Transistor verbunden ist und zur Steuerung der Impedanzen des dritten Schaltelements und des vierten Schaltelements durch den dritten Transistor und den vierten Transistor dient, wobei das erste Schaltelement, die erste Statorspule, die dritte Statorspule und das dritte Schaltelement in Reihe

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geschaltet sind und das genannte zweite Schaltelement, die zweite Statorspule, die vierte Statorspule und das vierte Schaltelement zwischen dem positiven Anschluß und dem negativen Anschluß der Stromversorgungsquelle in Reihe geschaltet sind.

2. Kommutatorloser Gleichstrommotor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ferner Spannungsteilerwiderstände (R2, R3) zwischen dem positiven und dem negativen Anschluß der Spannungsquelle vorgesehen sind, um eine Spannungsteilung durchzuführen, daß das erste Impedanzsteuere lerne nt einen fünften Transistor (Q15) umfaßt, dessen Basis mit einem Verbindungspunkt (21) des genannten Spannungsteilerwiderstands verbunden ist, dessen Kollektor mit dem genannten ersten und dem genannten zweiten Transistor verbunden ist und dessen Emitter über die vierte Statorspule mit einem gemeinsamen Koppelpunkt (23) des ersten Transistors verbunden ist. 20

3. Kommutatorloser Gleichstrommotor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Impedanzen des ersten Schaltelements und des zweiten Schaltelements in Übereinstimmung mit einer Differenz zwischen einer ersten Spannung (V_?) bei dem Koppelpunkt (21) der genannten Spannungsteilerwiderstände und einer zweiten Spannung (V₃) bei dem genannten gemeinsamen Koppelpunkt (23) so gesteuert werden, daß die zweite Spannung bei dem gemeinsamen Koppelpunkt konstant wird.

4. Kommutatorloser Elektromotor nach Anspruch 1,

00Ό I OU I

dadurch gekennzeichnet, daß ein Stromanschluß des ersten Hall-Elements über einen Widerstand (R7) mit dem positiven Anschluß der Stromquelle verbunden ist, daß der andere Stromanschluß des genannten ersten Hall-Elements mit einem Stromanschluß des genannten zweiten Hall-Elements verbunden ist, und daß der andere Stromanschluß des genannten zweiten Hall-Elements über einen weiteren Widerstand (R6) mit dem genannten negativen Anschluß der Stromquelle verbunden ist.