DE3237619A1

DE3237619A1 - Verfahren und vorrichtung zur digitalen datenuebertragung

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Publication number: DE3237619A1
Application number: DE19823237619
Authority: DE
Inventors: Karl Dipl.-Phys. Dr. 3550 Marburg Meinzer
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1982-10-11
Filing date: 1982-10-11
Publication date: 1984-04-12
Also published as: US4646323A; EP0106647A2; EP0106647A3; JPS59131247A; DE3237619C2; CA1226905A

Abstract

1 Verfahren und Vorrichtung nach der Erfindung betreffen die digitale Nachrichtenübertragung. Ein Datenstrom a[tief]i wird zu einem schmalbandigen Signalspektrum umgeformt und nach Übertragung zu â[tief]i demoduliert. Sendeseitig wird aus einem (technischen) Deltafunktionsspektrum mit einem Filter (12, 36) ein rechteckförmiges Sendespektrum S(kleines Omega) erzeugt. Empfangsseitig findet ein Filter (20, 44) der Charakteristik H(kleines Omega) = S*(kleines Omega) Anwendung. Die empfangenen Datensymbole werden gemäß periodischen Nullstellen der Autokorrelationsfunktion kleines Zeta(t) des Signalspektrums entkoppelt. Der Formfaktor beider Filter liegt bevorzugt im Bereich 1 < F kleiner/gleich 3. Dank ihrer Flankensteilheit wird die Wirksamkeit der Autokorrelationsfunktion kleines Zeta(t) zeitlich begrenzt. Durch Daten-Phasenversatz lassen sich mehrphasige Sendesignale für optimale Bandnutzung gewinnen.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zur digitalen Datenübertragung nach dem Oberbegriff der Ansprüche 1 und 8.

Für die Übermittlung von digitalen Daten, z.B. mit Nachrichtensendern oder über Kabel, benötigt man in der Regel Modulationstechniken, um die Übertragung in ein bestimmtes Frequenzband zu legen. Die diskontinuierliche Natur der Daten bewirkt, dass dabei Signalspektren entstehen. Ihr Verlauf weist typisch einen langsamen Abfall mit steigendem Abstand von der Bandmitte auf, beispielsweise entsprechend einer Potenz von

sin (kleines Omega - kleines Omega[tief]o)

___________________________________________

kleines Omega - kleines Omega[tief]o.

Bei herkömmlichen Modulationsverfahren ist man von den theoretischen Grenzen weit entfernt, was Bandbreite und Leistungsbedarf anbetrifft. Das Verhältnis von Energie/Bit (E[tief]b) zur spektralen Rauschleistung (N[tief]o), d.h. der Rauschabstand, konnte im Laufe der Zeit zunehmend verbessert werden.

Frühere Vorschläge gingen dahin, die Signalspektren durch günstigere Formen der Datenimpulse innerhalb der Bitdauer einzuengen. Der verbesserte Abfall des Spektrums bei größeren Frequenzabständen wird hier jedoch durch erhöhte Bandbreite in der Nähe der Bandmitte erkauft. Beispiele sind unter den Bezeichnungen Minimalumtastung (minimum shift keying, MSK) und als pulsgeformte Varianten der 90°-Phasenumtastung (quadrature phase shift keying, QPSK) bekannt geworden. Auch im weiteren Zuge der Entwicklung glaubte man, die breiten Spektren von MSK und den verschiedenen PSK-Varianten als unabänderlich hinnehmen zu müssen, da man die Symboldauer als auf eine Bitperiode beschränkt ansah. Man hat auch versucht, durch eine Symbolausdehnung über eine Bitdauer hinaus die Bandbreite zu verringern. Hierbei müssen im Nachhinein jedoch die Datensymbole durch eine geeignete Linearkombination der empfangenen Bits getrennt werden. Infolgedessen verschlechtert sich das E[tief]b/N[tief]o-Verhalten. Wegen des ungünstigen Verhältnisses zwischen Aufwand und Leistung haben diese als "partial response signaling" und "correlative coding" bekannt gewordenen Verfahren kaum Einsatzbereiche gefunden.

Es ist ein wichtiges Ziel der Erfindung, unter Überwindung der Nachteile des Standes der Technik eine Verbesserung der Spektrumsökonomie zu erreichen, d.h. eine Herabsetzung des Bandbreitenbedarfs bei der Übermittlung digitaler Daten ohne Beeinträchtigung der Übertragungsqualität.

Das Grundprinzip der Erfindung ist im kennzeichnenden Teil von Anspruch 1 angegeben. Ausgestaltungen des Verfahrens sind Gegenstand der Unteransprüche 2 bis 7.

Die Hauptmerkmale der erfindungsgemäßen Vorrichtung sind im kennzeichnenden Teil von Anspruch 8 aufgeführt. Weiterbildungen sind in den Unteransprüchen 9 bis 18 charakterisiert.

Nach der Erfindung geht man so vor, dass die zu übermittelnden digitalen Daten einem Modulationsvorgang in der Frequenzdomäne unterworfen werden, gegebenenfalls unter Umsetzung auf eine Zwischenfrequenz, wobei das erzeugte, möglichst rechteckige Sendespektrum in der Empfangsanlage wieder in den Datenstrom rückverwandelt wird. Zweckmäßig werden sowohl sende- als auch empfangsseitig geeignete Filter eingesetzt. Das Sendespektrum entspricht einer Deltafunktion, d.h. Impulsen, die insbesondere 5 10 mal kürzer als die Bit-Abstände sind. Die Impulsantwort der beiden hintereinandergeschalteten Filter hat in Bitdauer-Abständen Nullstellen, die zur Symboltrennung benutzt werden können. Daher findet kein Übersprechen statt, da in jeder Bitdauer-Zeiteinheit die Entkoppelung stattfindet, sofern man nur die Datenrate dem Nullstellenabstand anpasst. Die zwangsläufig gegebene endliche Flankensteilheit der technischen Filter wird erfindungsgemäß so gewählt, dass die Impulsantwort exponentiell abfällt, jedenfalls außerhalb eines Bereiches von +/- 5 Bitperioden. Dadurch ist die große (theoretisch unendliche) Ausdehnung der Datenimpulse kein Hindernis für die Datenübertragung, trotz unvermeidlicher technischer Toleranzen. Fehlerwahrscheinlichkeiten von P[tief]e = 10[hoch]-6 ohne Codierung sind mit einem Leistungsbedarf E[tief]b/N[tief]o = 10,5 dB möglich, was dem besten der bekannten Verfahren entspricht. Während diese jedoch Kanalabstände von 2 4 pro Bitperiode kaum zu unterschreiten gestatten, erlaubt die Erfindung eine Kanalstaffelung zu 0,6 0,7 pro Bitperiode, so dass der Frequenzbedarf um einen Faktor von 3 bis 6 gesenkt wird.

Nachfolgend wird die Erfindung in erster Linie anhand der Phasenumtastung (phase shift keying, PSK) erläutert. Auch bei nichtkohärenten Verfahren wie Frequenzumtastung (frequency shift keying, FSK) ergeben sich jedoch bedeutsame Vorteile. Verfahren und Vorrichtung nach der Erfindung sind mit fast allen Modulationstechniken kombinierbar, wobei der erforderliche Aufwand - bei gleicher Fehlerrate - sogar vielfach geringer als herkömmlich ist. Besonders bei sehr hohen Datenraten im 100-Mbit-Bereich ist es günstig, dass die benötigten Elemente im Gegensatz zu bisherigen Verfahren während der Bitdauer keine Manipulationen erfordern und daher bezüglich der Grenzfrequenz unkritischer sind.

Für das theoretische Verständnis der Erfindung wird zugrundegelegt, dass an den Sendereingang üblicherweise binäre Daten gelangen, also zwei Spannungszustände, die sich meist periodisch ändern. Der Einheits-Datenimpuls ist mithin ein Rechteck, und sein Spektrum ist durch die Fouriertransformation gegeben:

(1)

(2)

Erfindungsgemäß werden nun die Rollen von Frequenz und Zeit vertauscht:

(3)

(4)

Dieser zeitliche Verlauf (Fig. 4) scheint zunächst ein solches Vorgehen auszuschließen, da sich die einzelnen Datensignale überlappen und somit eine gegenseitige Beeinflussung vorhanden ist. Außerdem verschwindet das Signal im Bereich - unendlich bis unendlich nicht, so dass eine unendliche Verzögerung der Daten auftreten könnte. Nach der Erfindung wird jedoch das Sendespektrum durch ein Filter geleitet, dessen Verlauf einem wie in (3) entspricht. Der Empfänger hat ein Filter mit einer Charakteristik H*(kleines Omega) = S(kleines Omega), die mithin der zu S(kleines Omega) konjugiert komplexen Funktion entspricht. Dies ist ein sog. angepasstes Filter (matched filter) mit dem man - bei weißem Rauschen - die bestmögliche Störbefreiung erreicht.

Der Sendevorgang ist nun als Filterung eines Modulationssignals mit einem konstanten Spektrum aufzufassen, nämlich der DIRACsche Deltafunktion. Die Impulsantwort A(t) der beiden hintereinander geschalteten Filter von Sender und Empfänger berechnet sich durch die Fouriertransformation H(kleines Omega) mal H*(kleines Omega) = H[hoch]2(kleines Omega), d.h. mit

(5)

als Filterspektrum ergibt sich

(6).

Infolge dieser Gleichheit der spektralen Verläufe erhält nach dem Satz von Chintschin am Ausgang des Empfängerfilters die Autokorrelationsfunktion des gesendeten Signals

(7).

Diese Funktion hat periodische Nullstellen im Abstand T[tief]b. Datenimpulse, die zu den Zeiten der Nullstellen gesendet werden, beeinflussen sich nicht. Alle T[tief]b-Zeiteinheiten kann daher ein neuer Datenimpuls gesendet werden, ohne dass es zum Übersprechen zwischen den einzelnen Symbolen kommt. Die große zeitliche Ausdehnung der Datenimpulse stört gar nicht, wenn man die Datenrate entsprechend dem Nullstellenabstand der Autokorrelationsfunktion wählt. Deren große zeitliche Ausdehnung könnte allerdings dazu führen, dass kleine Differenzen zwischen Datenrate und Filterbandbreite starkes Symbol-Übersprechen und große zeitliche Verzögerungen bewirken. Dem wirkt die Erfindung durch Ausnutzung der endlichen Flankensteilheit technischer Filter entgegen. Ihre Durchlaßcharakteristik weicht vom ideal rechteckigen Verlauf ab. Die Erfindung bedient sich realisierbarer Filter, deren Formfaktor (das Verhältnis der Bandbreite bei 60 dB zu derjenigen bei 6 dB) den Wert 2 nicht wesentlich überschreitet. Nun hat im Bereich +/- 4 T[tief]b die Autokorrelationsfunktion einen sehr ähnlichen Verlauf wie das ideale Filter und insbesondere den gleichen periodischen Verlauf der Nullstellen; die Periodizität ist durch die inverse 3-dB-Bandbreite des Filters gegeben. Bei +/- 5 T[tief]b und mehr verschwindet A(t) exponentiell und somit wesentlich schneller als beim idealen Filter. Dadurch ist auch bei sehr steilen Filtern nach etwa 10 T[tief]b das Signal soweit abgeklungen, dass der Rest technisch bedeutungslos wird.

Man erkennt, dass erfindungsgemäß die Möglichkeit geschaffen wird, Zeit und Frequenz bei der Modulation zu vertauschen und die Periodizität der Autokorrelationsfunktion zur Entkopplung der Datensymbole bei einem nahezu rechteckigen spektralen Verlauf mit technisch realisierbaren Filtern auszunutzen. Das Problem der sehr großen zeitlichen Ausdehnung der Funktion sind t / t wird bei realen Filtern durch deren exponentiellen Abfall der Impulsantwort gegenstandslos.

Weitere Merkmale, Einzelheiten und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus den Ansprüchen sowie aus der folgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen anhand der Zeichnung. Darin zeigen:

Fig. 1 ein Blockdiagramm eines Daten-Übertragungsverfahren,

Fig. 2 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Vorrichtung,

Fig. 3 ein Blockschaltbild einer abgewandelten Ausführungsform einer Vorrichtung nach der Erfindung,

Fig. 4 bis Fig. 9 zeitliche Spektralverläufe.

Die in den Zeichnungen benutzten Symbole sind in der anhängenden Legende aufgeschlüsselt.

Das Schema der Fig. 1 erläutert die digitale Datenübertragung allgemein. Die an einem Eingang 10 gewöhnlich in binärer Form anstehenden Daten a[tief]i mit der Bitperiode T[tief]b werden zunächst mit einem Modulationsprozeß auf die gewünschte Frequenz umgesetzt, gegebenenfalls auf eine Zwischenfrequenz. Hierzu dient eine Modulationsstufe 12, die von einem Generator 14 aus eine Modulationsfrequenz kleines Omega[tief]M erhält. Hierdurch wird das Signalspektrum S(kleines Omega) erzeugt, das auf einem Übertragungsweg oder Kanal 16 mit einer Sendeleistung von P = E[tief]b/T[tief]b zu empfangen ist. Empfangsseitig ist eine Filterung 20 vorgesehen, die auch von einer Rauschquelle 18 beaufschlagt wird und ein Filterspektrum H(kleines Omega) hat, welche dem konjugiert komplexen Signalspektrum S*(kleines Omega) gleich ist. Auf diese Weise wird eine Autokorrelationsfunktion kleines Rho(t) erzeugt, welche einer Entscheidungseinrichtung 22 zugeführt wird. Von dort gelangen die gewonnenen Daten â[tief]i an einen Datenausgang 24.

Eine Vorrichtung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens kann gemäß Fig. 2 so aufgebaut sein, dass der über einen Dateneingang 10 einlaufende Datenstrom a[tief]i einem differentiellen Encoder 32 zugeführt wird, der codierte Daten an einen Frequenzumsetzer oder Modulator 34 weiterleitet. Dieser moduliert nach einer Deltafunktion, worunter im Rahmen der Anmeldung nicht ein streng DIRACscher Nadelimpuls, sondern eine technische Annäherung mit einem Impuls verstanden wird, dessen Dauer 5 bis 10 mal kürzer als die Bitperiode T[tief]b ist. Mit einem Deltasignal kleines Delta(t-t[tief]i) liefert der Umsetzer 34 modulierte Signale a[tief]i mal kleines Delta (t-t[tief]i) an einen Tiefpaß 26, d.h. an ein sendeseitiges Filter mit dem Spektrum H*(kleines Omega). Das von diesem Tiefpaß 26 ausgehende Signalspektrum S(kleines Omega) wird einem Frequenzumsetzer 38 zugeführt, so dass ein um die Mittenfrequenz kleines Omega[tief]M versetztes Signalspektrum S(kleines Omega[tief]M+kleines Omega) entsteht. Dieses wird nun auf einem Nachrichtenkanal 16 übertragen.

Im Empfänger 40 kommt das erhaltene Signalspektrum S(kleines Omega[tief]M+kleines Omega) zusammen mit weißem Rauschen N[tief]o an. In einem Frequenzumsetzer 42 bzw. in geeigneten Mischstufen erfolgt die kleines Omega[tief]M-Rücksetzung. Das Signalspektrum S(kleines Omega) gelangt nun an einen Tiefpaß 28, der als empfangsseitiges Filter das Spektrum H(kleines Omega) hat und die Autokorrelationsfunktion kleines Rho(t) erzeugt. Sie wird einem Abfragetor 46 zugeführt, das gemäß einer Deltafunktion kleines Delta(t-t[tief]i) gesteuert wird. Man erhält demodulierte Signale die in einem differentiellen Decoder 48 decodiert werden. Die gewonnenen Daten â[tief]i können am Datenausgang 24 abgenommen werden.

Man erkennt, dass in einer Vorrichtung gemäß Fig. 2 eine Rechteck-Spektrum-Modulation im Bereich der Datenfrequenzen (baseband) stattfindet. Versuche haben gezeigt, dass mit einer solchen

Vorrichtung bei einer Datenrate von 10 kBit/s ein Leistungsbedarf E[tief]b/N[tief]o = 11 dB mit einseitiger Bandbreite von 5 kHz erreicht wurde; bei 7,5 kHz wurde eine 70-dB-Signalunterdrückung festgestellt.

Eine abgewandelte Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Vorrichtung ist in Fig. 3 dargestellt. Sie ermöglicht es, die Rechteck-Spektral-Modulation mit hochfrequenten Filtern bei Zwischenfrequenzen durchzuführen, die einen Frequenzversatz kleines Omega[tief]M+kleines Omega[tief]b/4 haben. Der Aufbau entspricht im wesentlichen demjenigen von Fig. 2, doch ist die Anordnung von Frequenzumsetzer 38 und Bandpaß 36 auf Seiten des Senders 30 und von Bandpaß 44 sowie Frequenzumsetzer 42 auf Seiten des Empfängers 40 vertauscht. Bei sehr hohen Datenraten kann man durch geeignete Wahl der Zwischenfrequenz die Filter 36, 44 auch direkt ohne Modulator (38, 42) mit der Deltafunktion kleines Delta(t-t[tief]i) anstoßen.

Verwendet man einen geeigneten Frequenz- oder Daten-Phasenversatz (offset), so sind gestaffelte Mehrphasen-Modulationen ohne zusätzlichen Aufwand zu erhalten. Außer dem Empfänger-Abfragetor 46 und dem Deltaimpuls-Generator am sendeseitigen Modulator 34 sind keine Einrichtungen erforderlich, deren Zeitauflösung besser als die Datenrate zu sein brauchte. Infolgedessen entfallen die sonst üblichen Kompromisse, die man wegen der Unmöglichkeit schließen muß, z.B. im 100-MBit-Bereich eine Integrate-and-Dump-Schaltung zu realisieren. Weil nur eine periodische Abfrage des Empfangsfilters 44 notwendig ist, ist der Empfang des übertragenen Spektrums in der Regel einfacher als bei üblichen Modulationsverfahren. Auch bei extrem hohen Datenraten läßt sich die Bitfrequenz über die Nulldurchgänge am Ausgang des empfangsseitigen Filters 44 mit Standardmethoden gewinnen. Im übrigen können herkömmliche Schaltungsmittel verwendet werden, z.B. für die Trägerfrequenz-Regenerierung.

Der zeitliche Spektralverlauf der verschiedenen Modulationsverfahren einschließlich desjenigen nach der Erfindung ist aus den Fig. 5 bis 9 ersichtlich. Alle Abbildungen verwenden den gleichen Maßstab und beziehen sich auf Vier-Phasen-Modulation.

Fig. 5 zeigt den spektralen Nullstellen-Verlauf bei Minimalumtastung (MSK).

In Fig. 6 ist der übliche Spektralverlauf mit 90°-Phasenumtastung (quadrature phase shift keying, QPSK) dargestellt.

Für die Impulsform S(t) = ½ + ½ cos kleines Pi t/T[tief]b ist der QPSK-Verlauf in Fig. 7 gezeichnet.

Fig. 8 zeigt den Verlauf einer korrelativen Phasenumtastung (COR-PSK), wie sie von J. Noordanus unter dem Titel "New digital phase modulation methods to establish digital voice transmission in mobile radio networks with optimum spectrum efficiency" in Telecom 1979 Proceedings, 2.3.3.1 bis 2.3.3.7, beschrieben wurde.

In Fig. 9 ist der Spektralverlauf für das erfindungsgemäße Verfahren gezeichnet. Hier wie in den Fig. 5 bis 8 ist die Referenzbandbreite jeweils bei einem Absolutpegel von -40 dB genommen. Durch Vergleich mit Fig. 9 ergibt sich unmittelbar der durch die Erfindung erzielte große Bandbreitengewinn.

Eine Zwei-Phasen-Modulation erfordert eine weniger kritische Trägerfrequenz-Regenerierung, so dass sie sich besonders für niedrigere Datenraten eignet. Das Übertragungssignal hat keine konstante Hüllkurve und der Leistungs-Scheitelwert trägt etwa das Doppelte des Mittelwertes. Um die enge Bandbreite zu erzielen, ist lineare Verstärkung nötig.

Vier-Phasen-Modulation ohne Daten-Phasenversatz halbiert die benötigte Bandbreite nochmals. Der Hüllkurven-Verlauf ist ähnlich wie bei der Zwei-Phasen-Modulation, doch bestehen höhere Anforderungen an die Trägerfrequenz-Regenerierung.

Mit Daten-Phasenversatz ergibt sich bei Vier-Phasen-Modulation ebenfalls die volle Spektrumsökonomie, wobei der Schaltungsaufwand besonders einfach ist. Die Hüllkurve ist mehr oder weniger konstant, und auch Amplitudenbegrenzung bewirkt dank der geringen Schwankungen kaum nennenswerte Einflüsse auf die

Qualität des übertragenen Spektrums. Die Bitfehlerrate (bit error rate, BER) entspricht den besten herkömmlichen Modulationsverfahren. Bei sehr niedrigen Datenraten kann die zweiphasige Rechteck-Spektrum-Modulation wegen Referenzträger-Regenierungsproblemen und Frequenzunsicherheiten in der Praxis nahezu die gleiche Spektrumsökonomie bieten.

Sämtliche aus den Ansprüchen, der Beschreibung und der Zeichnung hervorgehenden Merkmale und Vorteile der Erfindung, einschließlich konstruktiver Einzelheiten, räumlicher und schaltungstechnischer Anordnungen sowie Verfahrensschritten, können sowohl für sich als auch in den verschiedensten Kombinationen erfindungswesentlich sein.

Legende P 372

a[tief]i = +/- 1 Daten(strom)

a[mit Welle][tief]i codierte Daten

kleines Delta(t-t[tief]i) Deltasignal

a[mit Welle][tief]i mal kleines Delta (t-t[tief]i) modulierte Signale

H*(kleines Omega) Filterspektrum

S(kleines Omega) Signalspektrum

kleines Omega[tief]M Mittenfrequenz

S(kleines Omega[tief]M+kleines Omega) Übertragungsspektrum

N[tief]o (weißes Rauschen)

H(kleines Omega) Filterspektrum

kleines Rho(t) Autokorrelationsfunktion

â[mit Welle][tief]i demodulierte (Antwort-)Signale

â[tief]i (Antwort-)Daten

F Formfaktor

E[tief]b Bitenergie

T[tief]b Bitperiode

P = E[tief]b : T[tief]b Sendeleistung

f-f[tief]M

_______ auf Bitfrequenz bezogene

f[tief]b Bandfrequenz

10 Dateneingang

12 Modulation

14 Modulationsfrequenzgenerator

16 Übertragungsweg/Kanal

18 Rauschquelle

20 Filterung

22 Entscheidung(seinrichtung)

24 Datenausgang

26 sendeseitiger Tiefpaß

28 empfangsseitiger Tiefpaß

30 Sender

32 differentieller Encoder

34 Modulator

36 Bandpaß/sendeseitiges Filter

38 Frequenzumsetzer

40 Empfänger

42 Frequenzumsetzer/Mischstufe

44 Bandpaß/empfangsseitiges Filter

46 Abfragetor

48 differentieller Decoder

Claims

1. Verfahren zur digitalen Datenübertragung mit Impulsen von vorgegebener Dauer mittels sendeseitiger Modulation für ein vorbestimmtes Frequenzband und empfangsseitiger Demodulation des Datenstroms, dadurch gekennzeichnet, dass bei oder nach der Modulation des Datenstroms ein schmalbandiges, vorzugsweise rechteckiges Signalspektrum erzeugt wird, dass die Datensymbole empfangsseitig gemäß periodischer Nullstellen der Autokorrelationsfunktion des Signalspektrums entkoppelt werden und dass die zeitliche Wirksamkeit der Autokorrelationsfunktion begrenzt wird, insbesondere auf ein Mehrfaches der Impulsdauer.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass sende- und empfangsseitig analoge und/oder digitale Filterungen zur Erzeugung und Demodulation des Signalspektrums vorgenommen werden.

3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass sendeseitig Deltafunktionsimpulse einer Filterung unterzogen werden, insbesondere Einzelimpulse, deren Dauer etwa 5 bis 10 mal kleiner als der Bit-Abstand ist.

4. Verfahren nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Filterung mit einer die empfangsseitige Impulsantwort exponentiell beeinflussenden Flankensteilheit durchgeführt wird.

5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Wirksamkeit der Autokorrelationsfunktion auf das Zehnfache der Impulsdauer begrenzt wird.

6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Datenrate auf den Nullstellenabstand der Autokorrelationsfunktion abgestimmt wird.

7. Verfahren nach wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Modulation des Datenstroms mit einer Umsetzung auf eine Zwischenfrequenz einhergeht.

8. Vorrichtung zur digitalen Datenübertragung mit Impulsen von vorgegebener Dauer mittels sendeseitiger Modulation für ein vorbestimmtes Frequenzband und empfangsseitiger Demodulation des Datenstroms, dadurch gekennzeichnet, dass Sender (30) und Empfänger (40) zwei hintereinandergeschaltete Filter (36; 44) aufweisen.

9. Vorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Formfaktor (F) der Filter (36, 44) im Bereich 1 < F kleiner/gleich 3 liegt.

10. Vorrichtung nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, dass der Sender (30) einen Deltaimpulsgenerator (34) und der Empfänger (40) ein Abfragetor (46) enthält.

11. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 8 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass empfangsseitig ein angepasstes Filter (44) vorhanden ist.

12. Vorrichtung nach wenigstens einem der Ansprüche 8 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass dem empfangsseitigen Filter (20 bzw. 40) eine Entscheidungs-Einrichtung (22, 48) nachgeordnet ist.

13. Vorrichtung nach wenigstens einem der Ansprüche 8 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Filter-Mittenfrequenz auf die Datenrate abgestimmt ist.

14. Vorrichtung nach wenigstens einem der Ansprüche 8 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Trägerfrequenz zu der Filter-Mittenfrequenz versetzt und eine Einrichtung zur Erzeugung mehrerer Tastzeitpunkte innerhalb der oder jeder Impulsdauer vorhanden ist, so dass jeweils mehrphasige Ausgangssignale entstehen.

15. Vorrichtung nach wenigstens einem der Ansprüche 8 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass zur Erzeugung zweiphasig-antipodaler Signale sendeseitig eine Polaritätssteuerung des Deltaimpulsgenerators (34) vorhanden ist.

16. Vorrichtung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass empfangsseitig eine Frequenzregelschleife mit Frequenzverdoppelung vorhanden ist.

17. Vorrichtung wenigstens nach Anspruch 14, gekennzeichnet durch eine Einrichtung zur Polaritätssteuerung mehrerer Impulse während der Impulsdauer, mit

Daten-Phasenversatz derart, dass vierphasige Sendesignale entstehen.

18. Vorrichtung wenigstens nach Anspruch 14 oder 17, dadurch gekennzeichnet, dass ein digitales Verzögerungsglied vorhanden ist, um durch Erzeugung eines Daten-Phasenversatzes von kleines Pi (180°) Sendesignale mit nahezu konstanter Hüllkurve zu gewinnen.