DE3234329C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Steuer- und Filterschaltung, insbesondere für die Speisung einer Fernmeldeleitung.

Die Erfindung geht aus von einer Steuer- und Filterschaltung nach der britischen Patentschrift 12 06 187, mit mindestens einer Filtereinrichtung mit einem Tiefpaßfilter, mit mindestens einem Ausgang und mit einer Steuerschaltung, die wahlweise eines von zwei Speisepotentialen über das Tiefpaßfilter an den Ausgang schaltet.

Diese Steuer- und Filterschaltung wird in einer Teilnehmeranschlußschaltung einer Fernsprechanlage benutzt, um Geräusche von der Fernsprechleitung fernzuhalten, die von den Relaiskontakten einer Steuerung verursacht werden. In dieser bekannten Schaltung hat das Tiefpaßfilter zwei Eingänge, die jeder mit einem von zwei Speisespannungspotentialen verbunden werden können, und zwei Ausgänge, die mit den Adern der Fernsprechleitung verbunden sind.

Ein Nachteil der bekannten Schaltung besteht darin, daß das Tiefpaßfilter zwei relativ große Spulen enthält und daher nicht als integriertes Halbleiterbauelement hergestellt werden kann.

Zur Rufstrom- und Schleifenstromspeisung ist die Verwendung einer als gesteuerte Konstantstromquelle wirkenden Stromquelle bekannt (DE 28 28 441 B1), die bei Übersteuerung eine Rufstromabschaltung veranlaßt, indem mittels einer Stromregeleinheit der Konstantstromquelle bei Betrieb in ihrem übersteuerten Bereich während zumindest eines Teils der Rufstromimpulsdauer eine Einspeiseeinheit in deren abwechselnden Betriebszustand zur Fortsetzung der Rufstromeinspeisung gesteuert wird. Wird während der Rufstromimpulsdauer die Stromregeleinheit in ihrem aktiven, also nicht übersteuerten Bereich betrieben, so wird die Einspeiseeinheit in deren andauernden Betriebszustand zur Einspeisung des Schleifenstromes gesteuert. Somit kann jeweils nur eines von zwei Speisepotentialen an eine Ader der Teilnehmerleitung gelangen.

Weiterhin ist eine Schaltungsanordnung zur Symmetrierung der Arbeitspunkte bei elektronisch gleichstromgespeisten Anschlußleitungen in Fernsprechvermittlungsanlagen bekannt (DE 30 32 970 A1), bei denen der Speisestrom aus Konstantstromquellen fließt, die jeweils einen Operationsverstärker mit nachgeschaltetem Transistor enthalten, die von einem weiteren Operationsverstärker gesteuert werden.

Ferner ist eine Schaltungsanordnung für eine eine Fernsprechleitung speisende Speisebrücke bekannt (DE 29 37 424 A1), die mittels eines im Symmetriepunkt der Leitung arbeitenden Verstärkers Transistoren zweier Konstantstromspeisequellen so steuert, daß deren Impedanzen für symmetrische Wechselstromsignale hoch und für unsymmetrische Wechselstromsignale niedrig sind.

Die technische Aufgabe der Steuer- und Filterschaltung nach der Erfindung besteht darin, wahlweise unterschiedliche Speisepotentiale an einen Ausgangswiderstand anzuschließen. Dabei sollen im Falle einer Fernmeldeleitung beim Wechsel der Speisepotentiale keine Knackgeräusche auf die Sprechadern gelangen.

Die Steuer- und Filterschaltung nach der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß jede Filtereinrichtung eine Reihenschaltung aus einem Integrator, einer Pufferstufe und dem Tiefpaßfilter enthält, wobei der Integrator so gesteuert ist, daß er im wesentlichen gleichzeitig jeweils das eine der beiden Speisepotentiale der Pufferstufe zuführt und das andere Speisepotential abtrennt. Nähere Ausgestaltungen der Erfindung sind den Unteransprüchen zu entnehmen.

Insbesondere in der Ausgestaltung nach Anspruch 8 ist es möglich, einen störungsfreien Wechsel der Speisespannung nach Betrag und Richtung zu erzielen.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand von in den beigefügten Zeichnungen dargestellten Ausführungsbeispielen erläutert.

Fig. 1 zeigt einen Titel der Teilnehmeranschlußschaltung einer Fernmeldevermittlungsanlage mit zwei übereinstimmenden Steuer- und Filterschaltungen nach der Erfindung,

Fig. 2 zeigt in einem Diagramm die Kurven der Spannungsänderungen an jedem der Ausgänge der beiden Steuer- und Filterschaltungen in Abhängigkeit von Änderungen der Eingangsspannung,

Fig. 3 zeigt Schaltungseinzelheiten der Steuer- und Filterschaltung nach Fig. 1,

Fig. 4 zeigt einen Teil der Kurven nach Fig. 2 in verändertem Maßstab.

Der in Fig. 1 dargestellte Teil einer Teilnehmeranschlußschaltung enthält im wesentlichen eine Speiseschaltung BR, die den übereinstimmenden Steuer- und Filterschaltungen CF, CF′ Bezugsspannungen liefert, eine Gabelschaltung H und Operationsverstärker OA 1, OA 2. Die Teilnehmeranschlußschaltung ist über eine Fernmeldeleitung L mit einem Fernsprechapparat S verbunden, der einen Gabelkontakt h hat. Die Steuer- und Filterschaltung CF, CF′ enthalten übereinstimmende Integratoren I bzw. I′, Tiefpaßfilter R, C 2 bzw. R′, C′ 2 und Pufferstufen BU bzw. BU′. Der Anschluß H 1 des Kondensators C 2 und der Anschluß H′ 1 des Kondensators C′ 2 der Tiefpaßfilter sind jeder über einen kleinen, vernachlässigbaren Widerstand der Gabelschaltung H mit Erdpotential verbunden, was später noch erläutert wird. Die Verbindungspunkte J, J′ der Widerstände R, R′ und Kondensatoren C 2 bzw. C′ 2 sind jeweils mit dem nichtinvertierenden Eingang der Operationsverstärker OA 1 bzw. OA 2 mit Spannungsverstärkung 1 verbunden. Diese Operationsverstärker können Speisegleichstrom in der einen oder in der entgegengesetzten Richtung von ihrer speisenden Spannungsquelle einspeisen, wenn sie die entsprechende Vorspannung an ihren nichtinvertierenden Eingängen haben und wenn der Gabelkontakt h des Fernsprechapparates S geschlossen ist (Zustand bei abgehobenem Handapparat).

Die Aufgabe des in Fig. 1 dargestellten Teils der Teilnehmeranschlußschaltung besteht darin, Knackgeräusche während eines Gesprächs zu unterdrücken, wenn für Zwecke der Signalisierung die Richtung des Speisestroms umgekehrt wird, indem die Polarität der Spannung umgekehrt wird, die dieser Teilnehmerleitung zugeführt wird.

Die Speiseschaltung BR enthält eine Reihenschaltung zwischen Erdpotential und negativem Speisepotential. Diese Reihenschaltung besteht aus zueinander parallelgeschalteten Zenerdioden Z 1, Z 2 in Serie mit zugehörigen Schaltern SW 1, SW 2, aus einem Widerstand R 1 und aus zueinander parallelgeschalteten Zenerdioden Z′ 1, Z′ 2 in Serie mit zugehörigen Schaltern SW′ 1, SW′ 2. Durch die Wahl unterschiedlicher Nennspannungen für die Paare von Zenerdioden Z 1, Z′ 1 und Z 2, Z′ 2 und durch Schließen des Schalterpaares SW 1, SW′ 1 oder SW 2, SW′ 2 werden den Eingängen IN, IN′ der Integratoren I und I′ unterschiedliche Bezugsspannungen zugeführt. Die schematisch als Kontakte dargestellten Schalter SW 1, SW 2, SW′ 1, SW′ 2 können z. B. Transistoren sein, dies ist nicht in Einzelheiten dargestellt, da es für die Erfindung von untergeordneter Bedeutung ist.

Der Integrator I stimmt mit dem Integrator I′ überein und enthält eine aus zwei Hälften CS 1, CS 2 bestehende Stromquelle (CS′ 1 und CS′ 2 beim Integrator I′). Wenn eine der Hälften leitet, ist die andere Hälfte gesperrt. Eine bestimmte Hälfte wird leitend gemacht, indem dem gemeinsamen Steuereingang IC eine entsprechende Steuerspannung zugeführt wird. Die Steuerkreise sind schematisch durch gestrichelte Linien, Pfeile und Inverter IV 2 (IV′ 2 bei Integrator I′) in der Nähe der Stromquellensymbole angegeben. Diese Steuerkreise und ihre Funktion werden später noch in Einzelheiten erläutert.

Wenn z. B. eine negative Spannung gegenüber Erdpotential dem Steuereingang IC zugeführt wird, dann werden die Stromquellen CS 2 und CS′ 1 im Integrator I bzw. I′ eingeschaltet und die Stromquellen CS 1 und CS′ 2 durch die Inverter IV 1 und IV 2 abgeschaltet. Entsprechend werden die Stromquellen CS 1 und CS′ 2 eingeschaltet und die Stromquellen CS′ 1 und CS 2 abgeschaltet, wenn dem Steuereingang IC Erdpotential zugeführt wird. Durch das Einschalten der Stromquelle CS 2 wird abgesehen von der Einschaltspannung des Transistors Q 1 der Kondensator C 1 negativ aufgeladen und auf eine Spannung in der Nähe der Spannung am Eingang IN′ gebracht, weil der Transistor Q 1 dann leitend wird, wobei sein Basisstrom über den Eingang IN′ aus der Speiseschaltung BR bezogen wird. Wegen der Stromquelle CS 2 ist der Ladestrom konstant, so daß die Spannung am Kondensator C′ 1 linear mit der Zeit abnimmt. Zu Beginn, wenn der Kondensator C′ 1 im symmetrischen Teil der Schaltung völlig entladen ist, wird er auf eine Spannung aufgeladen, die im wesentlichen mit der Spannung am Eingang IN übereinstimmt. Bei normaler Funktion wird der Kondensator C′ 1 von einer negativen Spannung auf obige Spannung entladen, während der Kondensator C 1 negativ geladen wird, weil der Transistor Q′ 2 leitend wird. Die Spannung am Kondensator C′ 1 ändert sich ebenfalls linear mit der Zeit. Wenn die Stromquellen CS 1 und CS′ 2 eingeschaltet werden, dann werden entsprechend die Kondensatoren C 1 und C′ 1 entladen bzw. geladen.

Die Pufferstufen BU, BU′ werden später im Einzelnen beschrieben. Sie haben hohe Eingangswiderstände und wirken deshalb als Puffer zwischen den Integratoren I, I′ und den Tiefpaßfiltern R, C 2 bzw. R′, C′ 2. Wie ebenfalls später noch näher erläutert wird, glätten die Tiefpaßfilter die Unstetigkeiten in den Spannungskurven an den Ausgängen der Integratoren. Diese Unstetigkeiten erscheinen, wenn der Teilnehmerleitungsstrom zum Zwecke der Signalisierung umgekehrt wird. Sie haben Knackgeräusche im Hörer des Fernsprechapparats S zur Folge.

Die an den Verbindungspunkten J und J′ erscheinenden Ausgangssignale der Tiefpaßfilter werden den nichtinvertierenden, hochohmigen Eingängen der Operationsverstärker OA 1 bzw. OA 2 zugeführt. Diese Verstärker sind als Spannungsfolger (Verstärker mit Verstärkungsfaktor 1) angeschlossen, so daß die Eingangsspannungswerte am niederohmigen Ausgang Ti bzw. Ri dieser Verstärker erscheinen. Wenn die Spannung am Verbindungspunkt J höher ist als am Verbindungspunkt J′, dann fließt ein Strom in der Fernmeldeleitung L vom Anrufende Ti zum Rufende Ri und wenn die Polarität der Spannung umgekehrt ist, dann fließt ein Strom in entgegengesetzter Richtung. Dieser Leitungsstrom fließt jeweils von Erdpotential zum negativen Batteriepotential über die Ausgangsstufen der Klasse B der Operationsverstärker OA 1 und OA 2. Operationsverstärker mit solchen Ausgangsstufen sind aus der Literatur bekannt, z. B. aus dem Buch "Analysis and design of analog integrated circuits" von P. R. Gray und R. G. Meyer, herausgegeben im Verlag John Wiley and Sons, 1977, ISRN 0-471-01367-6, Kapitel 5.5. Auf Seite 303 ist eine vereinfachte Übersicht des Operationsverstärkers mit der Kennummer 741 dargestellt, der Eine Ausgangsstufe der Klasse B hat. Wenn das Potential am Anrufende Ti höher ist als das Potential Ri, dann fließt der Leitungsstrom vom Erdpotential im Operationsverstärker OA 1 über die Fernmeldeleitung L zum negativen Batteriepol im Operationsverstärker OA 2.

Fig. 2 zeigt einen solchen Potentialwechsel im Zeitpunkt t. Das Potential am Anrufende Ti wechselt allmählich von einem kleinen negativen Wert V 1, der durch den Spannungsabfall an der Zenerdiode Z 1 entsteht, zu einem negativen Potentialwert V 2, der durch die Zenerdiode Z′ 1 definiert ist, wenn man annimmt, daß die Schalter SW 1 und SW′ 1 geschlossen sind. Gleichzeitig ändert sich die Spannung am Rufende Ri vom Wert V 2 zum Wert V 1 in ähnlich stetiger Weise. Im Gesprächszustand betragen diese Potentiale etwa V 1 = -4 V und V 2 = -44 V. Anstelle der Spannungen V 1 und V 2 können die Spannungen V 3 und V 4 angelegt werden (definiert durch die Zenerdioden Z 2 und Z′ 2), und die zugehörigen Schalter SW 2 bzw. SW′ 2 geschlossen werden, um genügend Spannung an den Ausgangsstufen der Operationsverstärker zur Verfügung zu haben, wenn ein Gebührenimpuls (16 KHz) die Speisegleichspannung überlagert.

Wie oben bereits erwähnt wurde, sind die Kondensatoren C 2 und C′ 2 über einen niederohmigen Widerstand mit Erdpotential verbunden, z. B. über einen Ausgangswiderstand eines nicht dargestellten Operationsverstärkers in der Gabelschaltung H, während der Wechselstromwiderstand zwischen den Anschlüssen H 1 und H′ 1 relativ hoch ist, so daß Sprachfrequenzsignale von und zur doppeltgerichteten Fernmeldeleitung über die Sende- oder Empfangszweige der Gabel ausgesandt oder empfangen werden können. Mehr Einzelheiten über die Gabelschaltung werden nicht erläutert, weil dies für die Erfindung irrelevant ist. Die Sprachfrequenzsignale werden über die Kondensatoren C 1 und C′ 1 zur Fernmeldeleitung L ausgesandt oder von dieser empfangen.

In Fig. 3 ist nur der Integrator I in Einzelheiten dargestellt, weil die Integratoren I und I′ einander identisch sind. Der Integrator I enthält die in Fig. 1 mit den Bezugszeichen CS 1 und CS 2 bezeichneten Stromquellen. Die Stromquellen CS 1 und CS 2 werden in Fig. 3 hauptsächlich durch die Transistoren Q 7 und Q 8 bzw. Q 11 und und Q 10 gebildet, wobei die Transistoren Q 10 und Q 11 eine Spiegelschaltung darstellen. Die basisgekoppelten Transistoren Q 4, Q 5 und die Transistoren Q 6 und Q 9 gehören gleichermaßen zur Stromquelle CS 1 und zur Stromquelle CS 2. Wenn man die Basisströme der Transistoren Q 6 und Q 7 außer acht läßt, dann sind die Kollektorströme der basisgekoppelten Transistoren Q 3 (in der Pufferstufe BU), Q 4 und Q 5 gleichgroß wie der Kollektorstrom des Transistors Q 9. Dieser Kollektorstrom wird durch die Stromverstärkung und den Basisstrom des Transistors Q 9 bestimmt, wobei dieser Basisstrom durch die Spannung am Anschluß B und durch die Werte der Widerstände R 6 und R 7 bestimmt wird. Die Basisströme der Transistoren Q 3, Q 4 und Q 5 fließen über den Emitter-Kollektorkreis des Transistors Q 6 zum Batteriepotential. Der Kollektorstrom des Transistors Q 5 fließt entweder im Emitter-Kollektorkreis des Transistors Q 7 oder im Emitter-Kollektorkreis des Transistors Q 8 und des kollektorgekoppelten Transistors Q 11, je nach dem, ob der Transistor Q 8 gesperrt oder leitend ist, in dem ihm eine entsprechende Spannung am Steuereingang zugeführt wird. Wenn der Transistor Q 8 leitend ist, dann fließt der Strom in dem Stromkreis zum Batteriepotential, der den Transistor Q 8 und den kollektorgekoppelten Transistor Q 11 enthält und der in dem Stromzweig gespiegelt wird, der den Transistor Q 10 und den Widerstand R 3 enthält. In diesem Fall wird der Kondensator C 1 negativ über den Widerstand R 3 und den Transistor Q 10 geladen, bis der Transistor Q 1 leitend wird, wie oben angegeben. Wenn dies eintritt, dann wird der im Kollektoremitterkreis des Transistors Q 10 fließende Strom über den Kollektoremitterkreis des Transistors Q 1 geliefert.

Im anderen Fall, wenn der Transistor Q 8 durch Zuführung eines Erdpotentials an den Anschluß IC gesperrt ist, dann fließt obiger Kollektorstrom des Transistors Q 5 im Emitter-Kollektorkreis des Transistors Q 7, über den Widerstand R 2 und den Kondensator C 1, der entladen wird, bis der Transistor Q 2 leitend wird. Wenn dies auftritt, dann wird der Kollektorstrom des Transistors Q 7 über die Diode D 2 und den Emitter-Kollektorkreis des Transistors Q 2 zum Batteriepotential abgeleitet. Die Dioden D 1 und D 2 sind Schutzdioden für die Basisemitterverbindungen der Transistoren Q 1 bzw. Q 2.

Die Pufferstufe BU enthält den oben erwähnten Transistor Q 3, den Eingangstransistor Q 16 und eine Ausgangsstufe der Klasse B mit den Transistoren Q 14 und Q 15, deren in Reihe geschaltete Basisemitterstrecken durch in Reihe geschaltete Transistoren Q 12 und Q 13 überbrückt sind. Eine solche Ausgangsstufe der Klasse B ist auf den Seiten 291 bis 308 des oben genannten Buches beschrieben.

Zusammengefaßt arbeitet die Pufferstufe BU folgendermaßen: Der Kollektorstrom des Transistors Q 3 ist gleichgroß wie der Gleichstrom, der durch die Stromquellenteile CS 1 und CS 2 fließt. Er fließt zur Batterie über die Parallelschaltung jeder der in Reihe geschalteten Dioden der Transistoren Q 12, Q 13, der Basisemitterstrecke der Transistoren Q 14 und Q 15 und der Emitter-Kollektorstrecke des Emitterfolgers Q 16. Wenn z. B. die Kondensatorspannung absinkt, dann folgt der Emitter des Transistors Q 16 und der Transistor Q 15 wird mehr und mehr leitend, während der Transistor Q 14 gesperrt wird. Außerdem wird die Spannung des Emitters des Transistors Q 15 der Spannung am Emitter des Transistors Q 16 folgen. Entsprechend wird der Transistor Q 14 leitend, wenn die Spannung am Kondensator C 1 absinkt, während der Transistor Q 15 gesperrt wird und die Emitterspannung am Transistor Q 14 folgt dem Emitter des Transistors Q 16. Auf diese Art und Weise gibt es keine gegenseitige Beeinflussung zwischen den Ausgangs- und Eingangswiderständen des Integrators und des Tiefpaßfilters.

In Fig. 4 zeigt die Kurve Ti die Spannung am Ausgang des Filters R, C 2 oder am Ausgang Ti des Operationsverstärkers OA 1, wenn der Kondensator C 1 von einer Spannung V 1 auf eine Spannung V 2 negativ aufgeladen wird. Da der Lade- oder Entladestrom des Kondensators C 1 konstant ist, ändert sich die Spannung an diesem Kondensator linear über die Zeit während eines Zeitintervals D.

Für den Verlauf der Spannung VC 1 am Kondensator C 1 als Funktion der Zeit gilt:

oder

wobei I der konstante Strom ist, der den Kondensator im Zeitintervall D von einem Spannungswert V 1 auf einen Spannungswert V 2 auflädt. Daraus folgt:

VC 1 = V 2, t ≧ D,

wobei

die in gestrichelter Linie gezeichnete Grenzfunktion Ra ist. Die Spannung VC 1 am Kondensator C 1 ist in dünner, ausgezogener Linie dargestellt.

Zur Ermittlung des Ausgangssignals des nachfolgenden Filters aufgrund eines solchen Eingangsspannungssignals wird darauf hingewiesen, daß für t ≧ D gilt:

wobei

die Grenzfunktion R′a ist, die man durch Verschiebung der Grenzfunktion Ra um das Zeitintervall D erhält.

Da die Gleichspannung V 1 das Filter beinahe unbedämpft passiert, ergibt sich die Ausgangsspannung des Filters durch Überlagerung der Ausgangsspannung der Differenz

zu V 1. Die Ausgangsspannung der Differenz v ist gleich der Differenz der Ausgangsspannungen zu den Grenzfunktionen Ra und R′a. Diese Ausgangsspannungen sind durch die Funktionen Ti 1 und Ti 2 angegeben. Die Funktion Ti 1 zeigt die obige Differenz (5) überlagert zur Spannung V 1.

Die Funktion Ti 2 ist gleich der Funktion Ti 1 verzögert um das Zeitintervall D. Das Ausgangssignal (Funktion Ti 1) des Filters bei einem Eingangssignal entsprechender Grenzfunktion Ra ergibt sich zu

wobei K der Steigungskoeffizient der Grenzfunktion Ra ist, nämlich

T ist die Zeitkonstante R · C 2 des Tiefpaßfilters. Obige Gleichung (6) findet man auch in der Literatur, z. B. auf Seite 48 des Buches "Pulse, Digital, and Switching Waveforms" von Hillmann und Taub, Verlag McGraw-Hill Book Company, Inc. 1965.

Bezugszeichenliste

Claims (12)

1. Steuer- und Filterschaltung, insbesondere für die Speisung einer Fernmeldeleitung mit mindestens einer Filtereinrichtung mit einem Tiefpaßfilter, mit mindestens einem Ausgang und mit einer Steuerschaltung, die wahlweise eines von zwei Speisepotentialen über das Tiefpaßfilter an den Ausgang schaltet, dadurch gekennzeichnet, daß jede Filtereinrichtung (CF) eine Reihenschaltung aus einem Integrator (I), einer Pufferstufe (BU) und dem Tiefpaßfilter (R, C 2 ) enthält, wobei der Integrator (I) so gesteuert ist, daß er im wesentlichen gleichzeitig jeweils das eine der beiden Speisepotentiale (V 1, V 2) der Pufferstufe (BU) zuführt und das andere Speisepotential abtrennt (Fig. 1).

2. Steuer- und Filterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Integrator (I) Stromquellen (CS 1, CS 2) und einen kapazitiven Widerstand (C 1) enthält, die durch die Steuerschaltung in einen Ladekreis (CS 2, C 1) eingeschaltet werden, um eines der beiden Speisepotentiale (V 1) an den Ausgang (Verbindungspunkt J) zu bringen, oder die in einen Entladekreis (CS 1, C 1) eingeschaltet werden, um den Ausgang auf das andere Speisepotential (V 2) zu bringen. (Fig. 1, 2).

3. Steuer- und Filterschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromquellen (CS 1, CS 2) in Reihe zum kapazitiven Widerstand (C 1) liegen und einen Teil des Entlade- (CS 1, C 1) bzw. des Ladekreises (CS 2, C 1) bilden, wobei der Verbindungspunkt der Stromquellen (CS 1, CS 2) mit dem kapazitiven Widerstand (C 1) über die Pufferstufe (BU) und das Tiefpaßfilter (R, C 2 ) mit dem Ausgang verbunden ist.

4. Steuer- und Filterschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Ladekreis (CS 2, C 1) in einer Speiseschaltung (BR) zwischen zwei Speisepotentiale angeschlossen ist und Spannungsabgreifmittel (Z 1, Z 2, Z′ 1, Z′ 2, Q 1, Q 2) enthält, um die Spannung am Verbindungspunkt der ersten und zweiten Stromquelle (CS 1, CS 2) auf dem einen oder dem anderen Wert der Speisespannungen (V 1, V 2) festzuhalten.

5. Steuer- und Filterschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromquellen (CS 1, CS 2) eine gemeinsame Stromlieferschaltung (Q 4, Q 5, Q 6, Q 9) enthalten, die wahlweise dem einen oder anderen Emitter zweier emittergekoppelter Transistoren (Q 7, Q 8) den Strom zuführt, je nach dem, ob der eine (Q 8) oder der andere (Q 7) Transistor leitend gemacht wird, wobei diese beiden Transistoren ein Bestandteil des erwähnten Lade- bzw. Entladekreises sind.

6. Steuer- und Filterschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Pufferstufe (BU) einen Emitterfolgerverstärker der Klasse B enthält, der von den Stromquellen (CS 1, CS 2) gespeist wird.

7. Steuer- und Filterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Tiefpaßfilter (R, C 2) ein RC-Filter ist, das einen Reihenwiderstand (R) und einen Kondensator (C) im Querzweig aufweist, deren Verbindungspunkt (J) den Ausgang der Filterschaltung (CF) bildet.

8. Steuer- und Filterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sie eine erste (C) und eine zweite (CF′) Filterschaltung mit je einem Ausgang enthält, daß die beiden Ausgänge über einen Ausgangswiderstand, z. B. eine Fernmeldeleitung (L), verbunden sind, und daß die Steuerschaltung so ausgestaltet ist, daß sie im wesentlichen gleichzeitig den einen Potentialwert (V 1) an den einen Ausgang und den anderen Potentialwert (V 2) an den anderen Ausgang anlegen kann.

9. Steuer- und Filterschaltung nach Anspruch 7 und Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgangswiderstand eine Fernmeldeeinrichtung (L) ist, daß die den Verbindungspunkten (J, J′) abgewandten Enden der Kondensatoren (C 2, C′ 2) in den Querzweigen der Tiefpaßfilter (R 2, C 2; R′, C′ 2) mit einem ersten (H 1) und zweiten (H′ 1) Anschluß einer Gabelschaltung (H) verbunden sind, mittels der Wechselstromsignale von und zur Fernmeldeleitung über die Kondensatoren (C 2, C′ 2) übertragen werden.

10. Steuer- und Filterschaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgänge der Filterschaltungen (CF, CF′) über Operationsverstärker (OA 1, OA 2) mit den beiden Adern der Fernmeldeleitung (L) verbunden sind.

11. Steuer- und Filterschaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Operationsverstärker (OA 1, OA 2) einen Spannungsverstärkerfaktor 1 haben, daß ihr nichtinvertierender Eingang mit dem jeweiligen Ausgang der Filterschaltungen (CF, CF′) verbunden ist, und daß der Ausgang der Operationsverstärker jeweils mit einer Ader der Fernmeldeleitung (L) verbunden ist.

12. Steuer- und Filterschaltung nach Anspruch 4 und Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Wechselstromsignale unterschiedlichen Typs sind, z. B. Sprachfrequenzsignale und 16 kHz-Zählimpulse, und daß in der Speiseschaltung (BR) Schalter (SW 1, SW′ 1, SW 2, SW′ 2) angeordnet sind, um den Wert der jeweiligen Speisespannung dem Typ der Wechselstromsignale anzupassen.