DE3141420C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Hörgerät nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Ein aus der US-PS 41 19 814 bekanntes Hörgerät dieser Art enthält neben einer Stromquelle ein Mikrofon, einen Verstärker und einen Hörer, die in einem Gehäuse angeordnet sind. Dabei kann der Verstärker mit einer Filterschaltung versehen sein, um einzelne Frequenzgebiete zu unterdrücken oder hervorzuheben. Dies erfolgt etwa dadurch, daß zwischen Mikrofon und Telefon ein Transistorverstärker liegt mit einer Stufe, die ein frequenzbestimmendes Netzwerk enthält. Letzteres kann im Sinne eines aktiven Filters zweiter Ordnung eine abgestimmte Mehrfachkopplung enthalten. So wird (Mehr-, insbesondere) Zwei-Kanalcharakteristik erhalten, bei der die Frequenz, welche zwischen den Kanälen liegt, verschiebbar ist.

Vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Weiterbildung vorgenannter Schaltung unter Ausbildung einer Klangwippe. Unter einer Klangwippe, Klangwaage oder mit einer anderen Bezeichnung "L-N-H-Klangblende" versteht man u. a. bei Hörgeräteverstärkern eine Beeinflussung des elektrischen Frequenzganges mit nur einem Bedienelement (Dreh- oder Schiebewiderstand). Meist ist die Übertragung in der mechanischen Mittelstellung des Bedienelements breitbandig "N", in jeweils einer Endstellung sind die Höhen "L" oder die Tiefen "H" jeweils abgesenkt (um maxiamal 6 dB/Oktave). Für Hörgeräte hat es sich aber als wünschenswert erwiesen, die Absenkung zu vergrößern, damit durch den größeren Variationsbereich der Klangblende der Frequenzgang des Hörgerätes besser dem Hörverlust des Hörbehinderten angepaßt werden kann.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, bei Hörgeräten nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 die mögliche Tiefenabsenkung zu erweitern. Diese Aufgabe ist erfindungsgemäß durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angegebenen Maßnahmen gelöst. Vorteilhafte Ausbildungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.

Indem erfindungsgemäß das Signal in einem Zweig der Filterschaltung (Frequenzfilter) gegenüber demjenigen im anderen Zweig wenigstens angenähert 180° phasenverschoben ist, daß sich im breitbandigen Signalweg (Breitbandkanal) ein veränderbarer Widerstand befindet, daß die Verstärkung im Hochpaßfilter positiv ist und wenigstens 5 bis 10 dB beträgt und daß der Breitbandkanal Signale in beiden Richtungen übertragen kann, indem er nur passive Bauteile enthält, wird es möglich, die Wirksamkeit einer Klangwippe für Hörgeräte zu verbessern.

Die Wirkungsweise und weitere Einzelheiten sowie Vorteile der Erfindung werden nachfolgend anhand der in den Figuren dargestellten Ausführungsbeispiele erläutert.

In der Fig. 1 ist das Blockschaltbild eines Hörgerätes mit einer Schaltung gezeichnet, die nach der Erfindung verbessert ist,

in der Fig. 2 ist mit dem Vorverstärker verbundene Frequenzfilter, bestehend aus einem Breitband-Kanal und einem Hochpaßfilter, herausgezeichnet,

in der Fig. 3 in einem Diagramm der in einem Hörgerät mit der Schaltung nach Fig. 2 erreichbare Frequenzgang,

in den Fig. 4 bis 8 sowie 5 bis 9 die entsprechenden Darstellungen von Schaltungen, bei denen das Filter abgewandelt ist, und

in der Fig. 10 eine Schaltung, bei der für die Veränderung der Frequenz statt eines veränderbaren Widerstandes ein elektrisch gesteuerter Widerstand benutzt ist.

In der Fig. 1 ist aus einer Signalquelle 1 ein Mikrofon 2 eingeschaltet, welches als elektroakustischer Wandler am Eingang des Hörgerätes liegt. Statt des Mikrofons 2 kann über einen Wahlschalter 5, meist O-T-M-Schalter genannt, auch ein Wandler für elektromagnetische Schwingungen d. h. eine Induktionsspule 3 (Hörspule) oder ein galvanischer Eingang 4, z. B. "Audio-Eingang", als Quelle der Signale eingeschaltet sein. Der galvanische Eingang 4 kann, wie dargestellt, parallel zum Mikrofon 2 liegen. Er kann aber auch zur Hörspule geschaltet sein. Die ankommenden Signale werden an einen Vorverstärker 6 abgegeben, an den ein Frequenzfilter 7 angeschlossen ist. Hierauf folgt ein Lautstärkeregler 8 und an dessen Abgriff 8′ ein Endverstärker 9, von dem die elektrischen Signale an einen Hörer 10 als elekroakustischen Ausgangswandler gelangen. Bei einem derart aufgebauten Hörgerät werden die am Mikrofon 2 ankommenden Schallereignisse in elektrische Signale umgewandelt, die dann in der Verstärkungsanordnung 6 bis 9 in ihrer Frequenz und Amplitude abgewandelt werden, so daß über den Hörer 10 einem Schwerhörigen Schallsignale zugeführt werden können, die ihm ein Hören bzw. eine verbesserte Wahrnehmung von Schallereignissen ermöglichen.

In der detaillierten Darstellung nach Fig. 2 ist sind Vorverstärkerstufe 6 und das Frequenzfilter 7 mit einem Breitbandkanal 7 a und dem Frequenzfilter 7 b aus dem Gerät nach Fig. 1 herausgezeichnet. In dieser Anordnung wird an Punkte 11 und 12 die Signalquelle 1 angeschlossen. Vom Punkt 11 wird dem Vorverstärker 6 über einen Koppelkondensator 13 das Signal breitbandig der Basis 14 eines Transistors zugeführt. Der Transistor 15 erhält an seinem Kollektor 16, der an den Potentialpunkt 17 angeschlossen ist, über den Arbeitswiderstand 18 Gleichspannung von einer bei 19 angeschlossenen Betriebsspannungsquelle, d. h. einer z. B. 1,3-V-Batterie, zugeführt. Der Minuspol liegt am Punkt 20. Der Emitter 21 des Transistors 15 ist mit der gemeinsamen Masseleitung 22 verbunden. Vom Punkt 17 erhält die Basis 14 über einen Kollektor-Basis-Widerstand 23 den zum Betrieb notwendigen Basisstrom zugeführt. Im Transistor 15 wird das Signal, das der Basis 14 zugeführt wird, breitbandig verstärkt und steht am Punkt 17 zur Verfügung. Der Widerstand 23 führt auch einen Teil des verstärkten Wechselspannungssignals zurück auf die Basis 14. Dies führt zu einer erwünschten Gegenkopplung, weil das Signal in der Emitter-Grundschaltung um 180° phasengedreht ist, zu einer dynamischen Stabilisierung.

Am Punkt 17 verzweigt sich der Weg des Signals im Frequenzfilter auf einen Breitbandkanal 7 a und ein Hochpaßfilter 7 b. Der Breitbandkanal 7 a besteht aus einem Stellwiderstand 24 und einem Abblockkondensator 25. Das Signal gelangt frequenzunabhängig zu einem Punkt 45, dem Ausgang des Frequenzfilters 7. Das Signal kann in seiner Amplitude durch Verändern der Stellung des Abgriffs 26 beeinflußt werden. Dabei ergibt eine Stellung des Abgriffs 26 am Anschlag 26′ einen Widerstand von 0 Ohm und damit größte Amplitude, d. h. der Weg des Signals ist offen. Bei einer Stellung des Abgriffs 26 am Anschlag 26′ ergibt sich wegen Unterbrechung unendlich großer Widerstand und damit kein Signaldurchgang, d. h. der Weg ist gesperrt.

Das Hochpaßfilter 7 b ist als aktives Filter mit einem Transistor 26 als Verstärkungselement versehen. Es ist im Prinzip eine Reihenschaltung von zwei Hochpässen, d. h. RC-Filtern 27, 28 und 29, 8, und einem Bandpaß (der Transistorstufe), die jedoch so miteinander verkoppelt sind, daß sich insgesamt ein Hochpaß mit 18 dB/Oktave Anstieg, Linie 56, Fig. 3 bis zur Eckfrequenz f _o , Linie 58, ergibt. Oberhalb von f _o der Eckfrequenz 58 ist die Amplitude des übertragenen Signals frequenzunabhängig. Das Signal erreicht das Hochpaßfilter 7 b vom Punkt 17 und durchläuft zunächst das erste RC-Glied, bestehend aus dem Kondensator 27 und dem Widerstand 28. Das zweite RC-Glied wird aus dem Kondensator 31 und dem dynamischen Eingangswiderstand R _{ET 30} des Transistors 30 gebildet. Im Transistor 30 wird das Signal der Basis 33 zugeführt und steht am Kollektor 34 mit größerer Amplitude zur Verfügung; der Kollektor 34 ist mit dem Punkt 35 verbunden.

Der Transistor 30 erhält seine Betriebsspannung über den Arbeitswiderstand 36 aus der Spannungsversorgung des Hörgerätes über den Anschlußpunkt 19 und liegt mit seinem Emitter 42 an der Leitung 22. Aus der sich einstellenden Kollektorgleichspannung am Punkt 35 wird über den Kollektor-Basis-Widerstand 32 der Arbeitspunkt des Transistors 30 eingestellt. Durch geeignete Dimensionierung des Widerstandes 32 erhält man den gewünschten Eingangswiderstand.

Außerdem ist vom Punkt 35 der Kondensator 40 nach dem Verbindungspunkt 41 geschaltet. Dieser Kondensator begrenzt den Frequenzanstieg 56 (s. Fig. 3) des Hochpaßfilters 7 b, so daß oberhalb der Frequenz 58, d. h. der Grenzfrequenz f _o , das gesamte Hochpaßfilter 7 b frequenzunabhängig überträgt.

An den Punkt 35 ist ein dritter Hochpaß angehängt, gebildet aus dem Kondensator 29 und dem Lautstärkesteller 8, so daß das Hochpaßfilter 7 b insgesamt drei Hochpässe und damit einen Anstieg von 3 × 6=18 dB/Oktave aufweist.

Während nach der eingangs der Beschreibungseinleitung genannten US-PS 41 19 814 die Dimensionierung der Bauteile so gewählt ist, daß die Amplituden der Signale von Hochpaß- und Bandpaßfilter gleich sind und oberhalb der Übergangsfrequenz f _s in jeder Stellung des veränderlichen Widerstandes 24 ein konstantes, frequenzunabhängiges Signal am Punkt 45 auftritt, ist hier für die Klangwippe mit vergrößerter Tiefenabsenkung die Dimensionierung so festgelegt, daß im Durchlaßbereich des Hochpaßfilters (die Eckfrequenz f _o übersteigende Frequenzen) die Amplitude des Signals am Punkt 45 um 5 bis 10 dB größer ist als die am Punkt 17 (falls der Widerstand 24 auf "unendlich", d. h. am Endanschlag 26′′, eingestellt ist).

Die Eckfrequenz f _o kann näherungsweise berechnet werden:

R₂₈=Wert des Widerstandes 28, C₂₇=Kapazität des Kondensators 27; R₈=Gegenstand des Bauteils 8, C₂₉=Kapazität des Kondensators 29, R _{ET 30}=Widerstand durch die Eigenschaften des Transistors T₃₀ und die Dimensionierung der Bauteile 32 und 36 festgelegter dynamischer Eingangswiderstand, C₃₁=Kapazität des Kondensators 31.

Bei dieser näherungsweisen Berechnung bleibt unberücksichtigt, daß sich die RC-Glieder gegenseitig beeinflussen. Sie reicht aber zur Grobabschätzung aus. Überdies läßt sich bei einem Versuchsaufbau die richtige Dimensionierung leicht feststellen.

Die Klangwaage, Klangwippe, L-N-H-Klangblende mit nach der Erfindung erweiterter Tiefenabsenkung wirkt nun so, daß durch Verändern des Widerstandes 24 eine tiefenbetonte = Absenkung der hohen Frequenzen (Widerstand 24 = null, Anschlag 26′), eine lineare, frequenzunabhängige Wiedergabe (z. B. Mittenstellung des Schleifers), sowie eine steil tiefenabgesenkte Durchlaßkurve (Widerstand 24 sehr hochohmig bis Widerstand unendlich) eingestellt werden kann.

Im Hochpaßfilter 7 b der Fig. 4 ist das RC-Glied 27-28 (aus Fig. 2) weggelassen, so daß hier gegenüber der Schaltung von Fig. 2 ein Anstieg von 6 dB/Oktave weniger zum Tragen kommt. Das Gesamthochpaßfilter 7 b hat also nur eine Steigung von 12 dB/Oktave (Linie 56 in Fig. 5).

Bei einer Ausführung nach Fig. 6 ist die Transistorstufe in 7 b durch Mehrfachkopplung als versteilerter Hochpaß mit insgesamt 12 dB/Oktave Steigung ausgebildet; das RC-Glied 29-8 erhöht den Gesamtanstieg auf 18 dB/Oktave (Linie 56 in Fig. 7).

Bei der Schaltung dieser Transistorstufe wird der Transistor 30 durch den Arbeitswiderstand 36 mit Betriebsspannung versorgt, der Kollektor-Basis-Widerstand 32 stellt den Arbeitspunkt ein. Durch die gleichzeitig erfolgte dynamische Gegenkopplung über den Widerstand 32 wird ein bestimmter Wechselspannungs-Eingangs-Widerstand am Transistor 30 erreicht. Dieser Eingangswiderstand bildet mit dem Kondensator 31 ein RC-Glied. Gleichzeitig wird die am Widerstand 60 abfallende Wechselspannung, erzeugt durch den Emitterstrom des Transistors 30, über den Widerstand 61 auf den Punkt 62 zurückgeführt. Diese - gleichphasige - Spannungsrückführung erhöht den dynamischen Eingangswiderstand der Schaltung, der virtuell zwischen Punkt 62 und der Masseleitung 22 liegt. So wird das zweite RC-Glied durch den Kondensator 27 und diesem dynamischen Widerstand gebildet.

Die Schaltung nach Fig. 8 entsteht durch Weglassen der Bauteile 27 und 61. Der Widerstand 60 dient hier zum Einstellen der erforderlichen Verstärkung, er kann auch den Wert "0" annehmen. Damit ist das Hochpaßfilter 7 b auf eine Verstärkerstufe mit hochgelegter unterer Grenzfrequenz

(C₃₁=Kapazität des Kondensators 31; R _BT =dynamischer Eingangswiderstand des Transistors 30) reduziert, an die das RC-Glied 29-8 angehängt ist. Der Unterschied zwischen den Schaltungen nach den Fig. 4 und 8 ist nur, daß bei der Schaltung nach Fig. 4 bei optimaler Dimensionierung aller Bauteile mit Hilfe des Kondensators 40 eine kleinere Verrundung in der Umgebung des Punktes 45′ erreicht werden kann als nach der Schaltungsvariante nach Fig. 5.

In den Schaltungen nach den Fig. 2 bis 8 kann der Stellwiderstand 24 gemäß Fig. 10 durch den Transistor 63 (beide Leitfähigkeitstypen sind möglich) ersetzt werden:
Der Emitter 64 wird galvanisch an den Punkt 17 angeschlossen, der Kollektor 65 am Punkt 67, dieser über den Widerstand 68 an der Masseleitung 22, die Basis 66 erhält vom Abgriff 69 des Spannungsteilers 71 eine Gleichspannung. Dieses Potentiometer 71 ist über die beiden Anschlagwiderstände 70 und 62 mit den Punkten 19 (+Batt.) und 20 (-Batt.) verbunden. Durch Verschieben des Abgriffs 69 kann die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 63 hoch- oder niederohmiger eingestellt werden. Ein Verschieben in Richtung +Batt. öffnet einen Transistor der Leitfähigkeitsart 63′, ein Verschieben in Richtung -Batt. einen der Art wie 63. Das gesamte Stellglied 73 kann durch eine elektronische Schaltung ersetzt werden.

Nachfolgend werden die graphischen Frequenzgänge, Fig. 3 bis 9, der in den Fig. 2 bis 5 gezeichneten Frequenzfilter beschrieben. Alle Diagramme zeigen die Frequenzabhängigkeit der Verstärkung der Frequenzfilter 7.

Auf der Ordinate ist die elektrische Verstärkung

(U₄₅=Signalspannung am Ausgang 45 des Frequenzfilters 7, U₁₇=Signalspannung am Eingang 17 des Frequenzfilters 7) in dB, auf der Abszisse der Logarithmus der Frequenz aufgetragen. In Höhe des Ordinatenwertes "0 dB" läuft parallel zur Abszisse die Linie 54 (Frequenzgang des Breitbandkanals).

Links der Linie 58, durch den Abszissenwert der Eckfrequenz f _o , steigt der Frequenzgang 56 des Hochpaßkanals 7 b bis f _o um 12 oder 18 dB/Oktave je nach Zahl der RC-Glieder an, rechts von der Linie 58 ist der Frequenzverlauf eben. Um die Frequenz f _o tritt eine Verrundung auf. Die Frequenz f _o kann definiert werden als der Punkt, an dem sich die Geraden 56 und 59 in Punkt 55′ schneiden. Die Frequenz f _s und damit die Linie 53 ist definiert durch den Schnittpunkt der Kurve 56-59 mit der 0-dB-Geraden. Die Linie 57-57′ zeigt den Verlauf bei einer mittleren Einstellung des Abgriffs 26, d. h. bei linearem Frequenzgang.

Beschreibung der Wirkungsweise des Filters

• a) Unterhalb der Übertragungsfrequenz f _s :
  Hier im Sperrbereich des Filters 7 b kann mit dem Breitbandkanal 7 a über den veränderlichen Widerstand 24 die Sperrtiefe des Frequenzfilters 7 eingestellt werden.
• b) Für Frequenzen oberhalb der Frequenz f _s ; Linie 53, ist das Signal am Punkt 45 erfindungsgemäß größer (mindestens 5-10 dB) als am Punkt 17.

Ist nun in erster Näherung

(U₄₅=Signalspannung am Punkt 45, U₁₇=Signalspannung am Punkt 17, R₂₄=Größe des Widerstandes 24, R₁₈=Größe des Widerstandes 18), so wird über den Breitbandkanal 7 a das Signal vom Punkt 45 auf Punkt 17 zurückgekoppelt. Da eine Transistorstufe in Emittergrundschaltung das Signal um 180° dreht, ist die Spannung, die zurückgekoppelt wird, gegenphasig zur Eingangsspannung (am Punkt 17), d. h. es tritt eine Subtraktion zwischen beiden Signalen am Punkt 17 auf. Die Verstärkung des Frequenzfilters 7 nimmt bei den obengenannten Bedingungen ab, die Linie 54 fällt um ca. 6 dB/Okatve ab:
54′, wenn die Signalfrequenz f größer als die Übergangsfrequenz f _s ist: f < f _s . Dies gilt ebenso für die Schaltungsvarianten 3 bis 5. Hier sind die Hochpaßfilter abgewandelt, nicht aber das Prinzip, so daß für hohe Frequenzen das Signal am Punkt 45 größer ist als am Punkt 17. Da alle diese Hochpaßfilter eine Transistorstufe in Emittergrundschaltung enthalten, ist auch die Bedingung, Phasendrehung um 180°, erfüllt.

Das Wichtigste an diesem Schaltungsprinzip ist, daß das Signal am Hochpaßausgang 45 um 180° zum Eingang gedreht ist und daß die Spannung am Punkt 45 höher ist als am Punkt 17 (für Widerstand 24 sehr groß = Tiefen abgesenkt).

Damit kommt zum Ausdruck, daß das Filter auch mehrere Verstärkerstufen (oder integrierte Schaltkreise) enthalten kann; wichtig ist nur, daß das Signal am Ausgang gegenphasig oder annähernd gegenphasig zum Eingangssignal auftritt, daß der Breitbandkanal für Signale in beiden Richtungen durchlässig ist (d. h. von 17 nach 45 und von 45 nach 17; d. h. dieser Kanal darf keine Verstärkerstufen enthalten), so daß der Breitbandkanal für f < f _s als Überbrückung der tiefen Frequenzen, für f < f _s als Signalrückführung im Sinne einer Gegenkopplung wirken kann.

Claims (3)

1. Hörgerät mit einem elektroakustischen Eingangswandler der an elektrischen Verstärkermitteln liegt, die das verstärkte, vom Eingangswandler stammende Signal an einen elektroakustischen Ausgangswandler abgeben und die einen Lautstärkerregler sowie ein Frequenzfilter enthalten, das eine Strecke mit zwei Signalwegen darstellt, von denen einer breitbandig ist und der andere ein Hochpaßfilter aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß das Signal in einem Weg des Frequenzfilters (7) gegenüber demjenigen im anderen Weg wenigstens angenähert 180° phasenverschoben ist, daß sich im breitbandigen Signalweg (Breitbandkanal 7 a) ein veränderbarer Widerstand (24) befindet, daß die Verstärkung im Hochpaßfilter (7 b) positiv ist und wenigstens 5 bis 10 dB beträgt und daß der Breitbandkanal (7 a) Signale in beiden Richtungen übertragen kann, indem er nur passive Bauteile enthält.

2. Hörgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß im Sperrbereich des Hochpaßfilters (7 b) mit dem Breitbandkanal (7 a) über den veränderbaren Widerstand (24) die Sperrtiefe des Frequenzfilters (7) einstellbar ist und daß bei hohen Frequenzen über den Breitbandkanal eine Zurückkopplung erfolgt derart, daß das Signal am Ausgang gegenphasig oder annähernd gegenphasig zum Eingangssignal auftritt und der Breitbandkanal für Signale in beiden Richtungen durchlässig ist.

3. Hörgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der veränderliche Widerstand (24) durch einen elektrisch gesteuerten Widerstand, etwa einen Transistor (63) oder einen integrierten Schaltkreis (IC), ersetzt ist.