DE3128732C2 - Spannungsdifferenzdetektorschaltung - Google Patents
SpannungsdifferenzdetektorschaltungInfo
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Description
Die Erfindung betrifft elektronische Schaltkreise und insbeson
dere Metalloxidhalbleiter-Schaltkreise (nachfolgend "MOS" abgekürzt) zum
Vergleich der relativen Größe zweier unabhängig voneinander veränderli
cher Spannungen.
Elektronische Schaltungen zum Messen oder Vergleichen von Span
nungen sind bekannt. Die meisten dieser Schaltungen haben jedoch den
Nachteil, daß sie unnötig kompliziert sind oder schwierig als inte
grierte Schaltkreise herstellbar sind (DE-OS 28 11 074; DE-OS 28 16 577;
DE-AS 25 39 911; US-PS 4.063.119).
Ferner sind Anordnungen bekannt zum Einschalten einer Hilfs
spannungsquelle für den Fall, daß eine Hauptspannungsquelle ausfällt.
Solche bekannten Anordnungen umfassen typischerweise entweder mechani
sche Schalter oder Relais oder komplizierte elektronische Schaltkreise.
Viele solche bekannte Anordnungen waren entweder gar nicht oder nur mit
Schwierigkeiten als integrierte Schaltkreise herstellbar.
Schließlich ergibt sich bei Mikroprozessoren und anderen elek
tronischen Schaltkreisen, wie löschbaren Halbleiterspeichern, die Ge
fahr, daß eine Unterbrechung oder ein Ausfall der Versorgungsleistung
wertvolle Daten und Informationen verlorengehen lassen kann. Dies macht
eine Wiederholung der Eingabe solcher Informationen erforderlich, sofern
sie überhaupt noch verfügbar sind, was eine mindestens potentielle zei
taufwendige und deshalb teure Arbeit ist.
Aufgabe der Erfindung ist es, eine als integrierter Schaltkreis
ausführbare Spannungsdifferenzdetektorschaltung zu schaffen, die insbe
sondere ein Signal zum Einschalten einer Hilfsspannungsquelle liefern
kann. Die erfindungsgemäß vorgesehene Lösung der Aufgabe ist im Patent
anspruch 1 definiert; die Unteransprüche definieren zweckmäßige Weiter
bildungen des Gegenstandes der Erfindung.
Wie erwähnt, ist die Schaltung gemäß der Erfindung eine brauch
bare Einrichtung zum Steuern einer Sekundär-Leistungsquelle, um diese
beinahe sofort einzuschalten, wenn eine Primär-Leistungsquelle ausfällt.
Die Schaltung gemäß der Erfindung ist deshalb anwendbar zum Steuern ei
ner Reserve-Leistungsbatterie in Mikroprozessorschaltungen, die flüch
tige Speicher aufweisen, aus denen sonst die Information verlorenginge,
wenn die Primär-Leistungsquelle ausfiele.
Die Schaltung gemäß der Erfindung ist jedoch außerdem brauchbar
zum Schaffen eines wieder-triggerbaren monostabilen Schaltkreises mit
Präzisionsverzögerung.
Ausführungs- und Anwendungsbeispiele des Gegenstandes der Er
findung sind in den beigefügten Zeichnungen dargestellt und werden
nachstehend unter Bezugnahme auf diese im einzelnen erläutert.
Fig. 1 ist ein schematisches Schaltungsdiagramm einer ersten
Ausführungsform der Schaltung gemäß der Erfindung,
Fig. 2 ist ein Zeitdiagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise
der Schaltung gemäß Fig. 1,
Fig. 3 zeigt ein Anwendungsbeispiel für die Schaltung nach Fig.
1 bei der Steuerung einer Reserve-Batterie-Leistungsquelle für einen
flüchtigen Reserve-Randomspeicher ("RAM"),
Fig. 4 zeigt die Schaltung gemäß der Erfindung in der Anwendung
zum Ausbilden eines wieder-triggerbaren monostabilen Schaltkreises zum
Erzeugen einer genauen Verzögerung, und
Fig. 5 ist ein Zeitdiagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise
der Schaltung nach Fig. 4.
Fig. 1 zeigt das Schema einer Ausführungsform der Schaltung ge
mäß der Erfindung. Wie in Fig. 1 erkennbar, sind die MOS-Transistoren 11
und 12 an eine erste Spannung V1 und eine Bezugsspannung VSS gelegt. VSS
ist typischerweise Massepotential. Es versteht sich jedoch, daß andere
Potentiale ebenfalls gewählt werden können. Transistor 11 ist ein Ver
armungsmodus-MOS-Transistor, bei dem das Gate mit der Source kurzge
schlossen ist. Der mit Transistor 11 in Serie geschaltete Transistor 12
hat Drain und Gate an Gate und Source des Transistors 11 angeschlossen,
während die Source des Transistors 12 am Potential VSS liegt. Bekannt
lich bilden die so kombinierten Transistoren 11 und 12 eine Stromquelle,
die einen Strom IREF von dem Knoten 1 und über Knoten 2 zu Knoten 7
(VSS) fließen läßt.
Gemäß Fig. 1 sind zwischen das Potential V2 und VSS zusätzliche
MOS-Transistoren 13 und 14 geschaltet. Der Transistor 14 ist ebenfalls
ein Verarmungsmodus-MOS-Transistor, und in der bevorzugten Ausführungs
form der Schaltung gemäß der Erfindung ist er an den Transistor 11 an
gepaßt. Das heißt die typischerweise in Form eines integrierten
Schaltkreises ausgeführten Transistoren 11 und 14 werden so fabriziert,
daß sie in ihrer Größe im wesentlichen identisch und einander nahe sind.
Gate und Source des Transistors 14 sind miteinander kurzgeschlossen,
während das Gate von Transistor 13 an das Gate von Transistor 12 ange
schlossen ist. Die Source von Transistor 13 liegt am Potential VSS.
Wie weiter in Fig. 1 erkennbar, sind die MOS-Transistoren 15 und
16 in Serie zwischen die Potentiale VS und VSS gelegt, wobei der Drain
von Transistor 16 am Potential V2 und die Source von Transistor 15 am
Potential VSS liegt. Das Gate von Transistor 16 liegt am Potential V1,
während das Gate von Transistor 15 an den Drain von Transistor 13 und
die kurzgeschlossene Source-Gate-Kombination von Transistor 14 gelegt
ist.
Während in bestimmten Ausführungsformen der Schaltung gemäß der
Erfindung der Knoten 4 verwendet werden kann, um ein Ausgangssignal ab
zugreifen, kann es in anderen Ausführungsformen wünschenswert sein, zwei
weitere Transistoren zu der Schaltung hinzuzufügen, nämlich den Transi
stor 17 und den Transistor 18, die einen Inverter bilden, um den Ausgang
vom Knoten 4 zu invertieren. Wie in Fig. 1 erkennbar, sind die Transi
storen 17 und 18 in Serie geschaltet, mit dem Drain des Anreicherungs
modus-Transistors 18 an das Potential V2 angeschlossen und der Source
des Transistors 17 an Potential VSS. Die Source und das Gate von Tran
sistor 18 sind miteinander kurzgeschlossen und liegen am Drain des
Transistors 17, während das Gate des Transistors 17 am Knoten 4 liegt,
d. h. verbunden ist mit dem Drain des Transistors 15 und der Source des
Transistors 16. Ein Ausgangssignal wird vom Knoten 5 abgegriffen, d. h.
vom Drain des Transistors 17 und den miteinander verbundenen Gate- und
Source-Elektroden von Transistor 18.
Die Wirkungsweise der Schaltung nach Fig. 1 läßt sich am ein
fachsten verstehen, wenn auf Fig. 2 bezuggenommen wird, die die Bezie
hung zwischen Spannung und Zeit für die Knoten 1 bis 5 in Fig. 1 dar
stellt. Die Potentiale V2 und VSS in Fig. 2 werden als konstant ange
nommen; Potential V2 deshalb, weil es als eine Sekundär-Leistungsquelle,
beispielsweise eine Batterie, unterstellt wird, und das Potential VSS,
weil es sich hier typischerweise um Massepotential handelt. Die ver
schiedenen Spannungs-/Zeit-Beziehungen nach Fig. 2 wurden mit den glei
chen Bezugszeichen versehen wie die zugehörigen Knoten, an denen diese
Verläufe zu messen sind.
Um den Betrieb der Schaltung nach Fig. 1 zu erläutern, wird an
genommen, daß das Potential V1 ein höher als V2 liegendes Gleichpoten
tial sei. Diese Bedingung ist dargestellt für die Zeitperioden to bis t1
in Fig. 2. Die Differenz zwischen den Potentialen V1 und VSS bewirkt,
daß ein Strom durch die Transistoren 11 und 12 fließt, während die
Differenz zwischen den Potentialen V2 und VSS bewirkt, daß ein Strom
durch die Transistoren 13 und 14 fließt. Da die Transistoren 11 und 14
aneinander angepaßt sind, und da das Potential V1 höher liegt als das
Potential V2, wird auch der Strom am Knoten 2 größer sein als der Strom
am Knoten 3. Das höhere Potential von V1 relativ zu V2 hält den Transi
stor 16 durchgeschaltet mit dem Ergebnis, daß der Knoten 4 auf etwa das
Potential V2 angehoben ist. Der hochliegende Knoten 4 schaltet den
Transistor 17 durch, womit der Knoten 5 auf etwa das Potential VSS ge
hoben wird mit der Folge, daß das Ausgangspotential niedrig liegt. Der
Knoten 3 liegt niedrig, weil der Knoten 2, welcher das Gate von Transi
stor 13 steuert, auf etwa einer konstanten Spannung gehalten wird, un
abhängig vom Potential V2. Die Transistoren 17 und 18 können als Aus
gangstreiber angesehen werden.
Es sei nun angenommen, daß das Potential V1 abzufallen beginnt.
Dies ist in Fig. 2 als Spannungs-Zeit-Beziehung zwischen den Zeitpunkten
t1 und t2 dargestellt. Die Ursache kann in einem Leistungsausfall liegen
oder dem Versagen irgendeiner Quelle, welche die Potentialdifferenz
zwischen den Potentialen V1 und VSS liefert, und erscheint in Fig. 2 als
abfallender Abschnitt der Spannungs-Zeit-Kurve für Knoten 1. Mit dem
Abfall des Potentials V1 erreicht es einen vorgewählten Spannungspegel,
bei dem sich die Bedingungen für die Schaltung nach Fig. 1 ändern. Die
ser vorgewählte Spannungspegel kann so gewählt werden, daß er höher
liegt als die Spannung V2, gleich der Spannung V2 ist, oder unter V2
liegt durch entsprechende Einstellung der Abmessungen von Transistoren
11, 12, 13 und 14 während der Herstellung des integrierten
Schaltkreises. Für die dargestellte Ausführungsform nach Fig. 2 war
erwünscht, daß der Ausgang des Knotens 5 auf den hohen Pegel umschaltet,
etwa zu dem gleichen Zeitpunkt, wenn das Potential V₁ gleich dem Potential
V₂ wird. Dies wird erreicht durch Fertigung der Transistoren 11 und 14
derart, daß der Umschaltvorgang beginnt, wenn das Potential V₁ geringfügig
höher liegt als V₂, um die Laufzeitverzögerung durch die Transistoren
15, 16, 17 und 18 gemäß Fig. 2 in Betracht zu ziehen. In der bevorzugten
Ausführungsform, bei der die Schaltung zum Erfassen des Abfalls
einer Stromquelle verwendet wird, ist dies üblicherweise bedeutungslos.
In dieser Ausführungsform können die Transistoren 11, 12, 13 und 14 so gepaart
werden, daß das Schalten am Knoten 5 beginnt, wenn die Potentiale
V₁ und V₂ gleich sind. Dies ist zulässig, weil die Abfallzeit von V₁ hinreichend
lang ist, so daß die Laufzeitverzögerung für die Transistoren
15, 16, 17 und 18 ohne Bedeutung ist. Wenn V₁ und V₂ gleich sind, wird
das Potential an den Knoten 2 und 3 gleich.
Wenn V₁ auf das gleiche Potential abfällt wie V₂, hat jeder
der Transistoren 11 und 14 den gleichen Potentialabfall, und Entsprechendes
gilt für die Transistoren 12 und 13. Mit weiter abfallendem
Potential V₁ nimmt die Leitung des Transistors 16 ab, so daß die
Spannung am Knoten 4 abfällt. Der Transistor 13 sperrt durch das absinkende
Potential am Knoten 2, womit das Potential am Knoten 3 ansteigt
und den Transistor 15 durchschaltet, der seinerseits den
Knoten 4 auf Massepotential zieht. Der niedrige Pegel am Knoten 4
schaltet den Transistor 17 ab und bewirkt, daß der Knoten 5 auf das
Potential V₂ ansteigt. Solange das Potential V₁ niedriger ist als
V₂, d. h. für den Zeitraum t₂ bis t₃, wird der Knoten 2 auf niedrigem
Pegel gehalten, der Knoten 3 auf hohem, der Knoten 4 auf niedrigem
und demgemäß der Knoten 5 auf hohem Pegel.
Wenn das Potential V₁ wieder nach einem Zeitpunkt t₄ ansteigt,
beispielsweise weil die Primär-Leistungsversorgung am Knoten 1 wieder
zur Verfügung steht, erzeugt die Schaltung wieder ein Tiefpegelsignal
am Knoten 5. Dies tritt ein, weil mit zunehmendem V₁ das Potential von
Knoten 2 und Knoten 4 wieder hochgezogen wird durch das Durchschalten
der Transistoren 11 und 16. Das Potential am Knoten 3 fällt ab, weil
der zunehmende Strom durch den Transistor 13 den Knoten 3
in Richtung Masse zieht. Das niedrige Potential am Knoten
3 schaltet den Transistor 15 ab, während das höhere Potential
am Knoten 4 den Transistor 17 durchschaltet. Der Knoten 5
kehrt deshalb wieder zum niedrigeren Status zurück.
Die gleitende Impedanz des Transistors 16, der als
Last für eine Verstärkerstufe wirkt, bestehend aus Transistoren
15 und 16, resultiert aus den Änderungen in der Leitung der
Transistoren, weil das Gate-Potential als eine Funktion von
V1 zunimmt. Ein hohes V1 impliziert ein hohes Last/Treiber-
Verhältnis, während ein niedriges V1 ein hohes Treiber/Last-
Verhältnis impliziert. Wenn V1 größer ist als V2, wird die
Impedanz des Transistors 16 verringert mit dem Ergebnis, daß
der Knoten 4 auf Hochpotential geht, während das ansteigende
Potential am Knoten 2 das Potential am Knoten 3 herunter
zieht, um den Transistor 15 zu sperren.
Eine Anwendung der Schaltung nach Fig. 1 ist schema
tisch in Fig. 3 dargestellt. Die Aufgabe der Schaltung nach
Fig. 3 besteht darin, eine Batterie 21 mit einem flüchtigen
Reserve-RAM (externer Schaltkreis 22) zu verbinden, falls das Potential V1 der
Primär-Leistungsquelle unter das Potential der Batterie
VBatt abfällt. Unter Normalbedingungen ist das Potential
V1 um die Spannungsabfälle über zwei Dioden (24 und 25)
höher als die Potentialdifferenz über der Batterie 21, und
die Batterie 21 ist demgemäß im Dauerladezustand. Wie in
Verbindung mit Fig. 1 erläutert, liegt deshalb der Knoten 5
auf niedrigem Pegel und hält den Transistor 23 gesperrt,
was in Verbindung mit der Diode 24 verhindert, daß das
Batterie-Potential an das RAM 22 angelegt wird. Der Transistor
23 kann entweder ein Anreicherungs- oder ein Verarmungs
modustransistor sein.
Es sei nun angenommen, daß die Leistungsquelle,
welche das Potential V1 liefert, versagt. Wie Fig. 2 zeigt, wird etwa zu
dem Zeitpunkt, zu welchem das Potential V1 auf das Potential VBatt ab
fällt, der Knoten 5 hochgezogen und schaltet damit den Transistor 23
durch, womit die Batterie 21 an das RAM 22 angeklemmt wird.
Ein weiterer Anwendungsfall für die Schaltung nach Fig. 1 ist in
Fig. 4 dargestellt. Die Schaltung gemäß Fig. 4 dient als wieder-trig
gerbarer monostabiler Schaltkreis zum Erzeugen eines Ausgangssignals mit
Präzisionsverzögerung. In Fig. 4 arbeitet die Kombination der Transi
storen 33, 34 und 35 als eine Wilson-Quelle 51 oder als Vorspann-Netz
werk. Die Transistoren 36, 37, 38, 39, 40 und 41 dienen als Verriege
lung. Die Schaltung nach Fig. 1 ist in Fig. 4 mit den gleichen Knoten
bezifferungen wie in Fig. 1 markiert. Die Potentiale V1 und V2 sind
ebenfalls in Fig. 4 angedeutet.
Es sei angenommen, daß ein hochliegender Impuls an die Start
leitung angelegt wird. Die abfallende Kante dieses Impulses startet die
Zeitverzögerung durch Ausschalten des Transistors 13. Während der hoch
liegenden Periode des Startimpulses hat der Transistor 31 die Poten
tialdifferenz über dem Kondensator 43 auf Null zurückgesetzt. Der
Startimpuls verbindet auch den Ausgang von der Verriegelung zum Poten
tial VSS durch, indem der Transistor 41 durchgeschaltet wird. Das Signal
Ausg. liegt demgemäß hoch und der Transistor 32 ist gesperrt. Nach
Beendigung des Startimpulses beginnt die Wilson-Quelle 51 das Potential
des Knotens 8 rampenartig zu verringern (siehe Fig. 5). Der Transistor
42 folgt dem Potential des Knotens 8. Wenn das Potential am Knoten 1 der
Schaltung 10 dasselbe ist wie das Potential V2, das am Knoten 6 der
Schaltung 10 anliegt, wird der Knoten 5 in der in Verbindung mit Fig. 1
erläuterten Weise hochgezogen. Damit wird der Transistor 38 einge
schaltet und zieht den Knoten 9 nach unten. Das niedrige Potential am
Knoten 9 zusammen mit dem Fehlen eines Startimpulses hält die Transi
storen 40 und 41 gesperrt, womit der Ausgangspegel auf hohes Niveau ge
bracht wird. Der hochliegende Ausgang schaltet den Transistor 32 durch
und setzt das Potential über Kondensatoren 43 zurück, welches erhalten
bleibt bis zum nächsten Startimpuls.
Fig. 5 ist ein Zeitdiagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise
gemäß Fig. 4. Es ist anzumerken, daß die Dauer der Verzögerung, d. h. der
Zeitperiode, in der das Ausgangspotential niedriger ist als das Poten
tial V2, einstellbar ist durch Verändern der Kapazität von Kondensator
43 oder durch Ändern der Kennlinien der Transistoren 33, 34 oder 35. Die
Anstiegsflanke des Startimpulses setzt den Ausgang auf niedrigen Pegel,
während die Abfallflanke die Verzögerungszeit einleitet, d. h. die Zeit
periode, während der der Ausgang niedrig gehalten wird.
Claims (10)
1. Aus MOS-Transistoren aufgebaute Schaltungsanordnung zum
Erzeugen eines Steuersignals, wenn die Differenz zwischen einer ersten
Spannung (V1) und einer zweiten Spannung (V2) auf einen vorbestimmten
Wert absinkt, gekennzeichnet durch
- - einen zwischen die erste Spannung und eine Referenzspannung (VSS) geschalteten zwei in Serie liegende Transistoren (11, 12), die als Widerstände geschaltet sind, umfassenden Schaltungszweig (11, 2, 12) mit einem Abgriff (2) zwischen beiden Transistoren (11, 12),
- - einen zwischen die zweite Spannung und die Referenzspannung geschal teten invertierenden Verstärker (Transistor 13), dessen Gate mit dem Abgriff (2) des einen Referenzstrom führenden Schaltungszweigs (11, 2, 12) verbunden ist, und
- - einen ersten Inverter, der zwischen die zweite Spannung und die Referenz spannung gelegt ist und zwei in Serie liegende Transistoren (15, 16) umfaßt, wobei das Gate des einen Transistors (16) mit der ersten Spannung (V1) beaufschlagt ist und das Gate des anderen Transistors (15) an den Ausgang des Verstärkers (Transistor 13) angeschlossen ist, wäh rend an dem zwischen den beiden Transistoren liegenden Inverterausgang (4) das Steuersignal abgreifbar ist, das bei Erreichen des vorbestimmten Wertes der Spannungsdifferenz von der zweiten Spannung auf die Referenz spannung springt.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch ei
nen zweiten Inverter (17, 18), der an den ersten Inverter angeschlossen
ist zum Erzeugen eines zweiten Inverter-Ausgangssignals, das invertiert
ist relativ zu dem Ausgangssignal des ersten Inverters.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß der Verstärker einen weiteren Transistor (14) umfaßt, der mit seinem
Drain an dem zweiten Spannungspegel (V2) liegt, während sein Gate und
seine Source an das Gate des anderen Transistors (15) angeschlossen
sind.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet,
daß der zweite Inverter umfaßt:
- - einen Transistor (17), der mit seiner Source an der Referenzspannung (VSS) liegt, an seinem Gate mit dem Ausgangssignal des ersten Inverters beaufschlagt ist und dessen Drain mit Gate und Source eines zusätzlichen Transistors (18) verbunden ist, um das zweite Inverterausgangssignal zu liefern, und der mit seinem Drain an der zweiten Spannung liegt.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet,
daß das zweite Inverter-Ausgangssignal an einem Schalttransistor (23)
liegt, um den zweiten Spannungspegel an einen externen Schaltkreis (22)
anzuschließen.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet,
daß eine erste und eine zweite Diode (24, 25) zwischen die erste und die
zweite Spannungsklemme geschaltet sind, und daß der Schalttransistor
parallel zur zweite Diode zwischen den zweiten Spannungspegel und den
externen Schaltkreis (22) gelegt ist.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet,
daß der externe Schaltkreis (22) einen flüchtigen Halbleiterspeicher
umfaßt.
8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet,
daß einer der seriengeschalteten Transistoren (11) und der weitere
Transistor (14) aneinander angepaßt sind.
9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet,
daß die angepaßten Transistoren Verarmungsmodus-MOS-Transistoren sind.
10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 zum Erzeugen eines Zeit
verzögerungssignals an einer Ausgangsklemme, dadurch gekennzeichnet, daß
das Ausgangssignal des Inverters an einen Latchschaltkreis (36-41) mit
einer Ausgangsklemme angelegt ist,
- - daß ein Kondensator (43) zwischen die erste Spannungsklemme und den Schaltungszweig gelegt ist und zwischen die erste Spannungsklemme und den ersten Inverter,
- - daß eine Entladestrecke zwischen die zweite Spannungsklemme und den Kondensator gelegt ist zum allmählichen Entladen des Kondensators,
- - daß Rücksetzschaltkreise (31, 41) an den Latchschaltkreis ange schlossen sind und an einen Steuereingang eines ersten Schalters über dem Kondensator, und
- - daß der Latchschaltkreis zum Steuern eines zweiten Schalters (32) über dem Kondensator angeschlossen ist.
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