DE3116562C2

DE3116562C2 -

Info

Publication number: DE3116562C2
Application number: DE3116562A
Authority: DE
Inventors: Baard H. Lino Lakes Minn. Us Thue
Original assignee: Honeywell Inc
Current assignee: Honeywell Inc
Priority date: 1980-04-28
Filing date: 1981-04-25
Publication date: 1988-10-06
Also published as: GB2075788B; GB2075788A; JPH0277684U; JPH0333025Y2; JPS56168575A; US4328495A; CA1161934A; DE3116562A1

Description

Die vorliegende Erfindung geht aus von einem Doppler radar-System nach dem Oberbegriff des Anspruches 1. Bei derartigen Systemen wird in bekannter Weise die Entfernung eines Zieles über die Impulslaufzeit ermittelt und das Doppler prinzip wird verwendet, um bewegliche Ziele gegen den Hintergrund abzuheben.

Bei gepulsten Radarsystemen ist ein möglichst hohes Tast verhältnis der Impulse erwünscht, um die mittlere Sendeleistung maximal nutzen zu können. Dies führt zu den geringsten Sender kosten. Bei im UHF-Bereich arbeitenden Radargeräten für kurze Entfernungen gestattet das große Tastverhältnis die Aus führung des Senders in Festkörpertechnik mit den bekannten Vorteilen bezüglich der Zuverlässigkeit und Größe. Bei einem herkömmlich gepulsten Dopplerradar führt jedoch ein großes Tastverhältnis zu Zweideutigkeiten bei der Entfernungsbestimmung, wodurch eine spezielle Signalverarbeitung für die Auflösung erforderlich wird.

Bei herkömmlichen Radarsystemen wird im allgemeinen eine Unterscheidung in drei Typen vorgenommen, die durch gepulste Dopplerradarsysteme, Dauerstrich (CW)-Radarsysteme und unter brochene Dauerstrich (ICW)Radarsysteme gegeben sind.

Bei einem herkömmlichen gepulsten Dopplerradarsystem wird eine Reihe von Impulsen ausgesendet, wobei jeder Impuls eine vorbestimmte Amplitude, Dauer und Trägerfrequenz aufweist. Um eine geeignete mittlere Leistung für eine annehmbare Zielgrößen auslösung zu erhalten, verwenden Dopplerradar-Systeme eine hohe Impuls-Wiederholfrequenz (PRF). Eine hohe Impuls-Wieder holfrequenz begrenzt jedoch in unerwünschter Weise den unzweideutigen Bereich des Radars, der eine Funktion der zeitlichen Trennung zwischen zwei benachbarten Impulsen ist.

Ein Dauerstrich-Radar vermeidet das Problem der unsicheren Entfernungsbestimmung bis zu einem bestimmten Grad durch Aussenden einer Dauerstrichwelle. Die erzeugte Welle wird über eine erste Antenne gesendet und die von einem Ziel reflektierte Welle wird über eine zweite Antenne empfangen. Die erzeugte Welle ist typischerweise mit einem bestimmten Code moduliert, so daß die Zeitdifferenz zwischen der gesendeten Welle und der empfangenen Welle gemessen werden kann.

Ein Nachteil des Dauerstrichradars liegt darin, daß bei wachsender Zielentfernung und wachsender Leistung der ausgesandten Welle ein Übersprechen zwischen der Sende- und der Empfangsantenne stattfindet, wobei sich dieses Signal dem von dem Ziel reflektierten Signal überlagert.

Das unterbrochene Dauerstrichradar vermeidet das Problem des Übersprechens. Bei dem unterbrochenen Dauerstrichradar werden die codierten Bits einzeln mit ausreichendem Zeitabstand zwischen den Impulsen übertragen, wodurch die Empfangsantenne die reflektierten Impulse empfangen kann. Das Übersprechen zwischen der sendenden und der empfangenden Antenne wird somit verhindert. Die Schwierigkeit bei diesem System liegt jedoch darin, daß für einen geeigneten unzweideutigen Bereich der Trennabstand zwischen den einzelnen Impulsen ziemlich groß sein muß, was zu einer geringen mittleren Leistung des gesendeten Signales führt. Die Einschaltzeit eines jeden Impulses erstreckt sich hierbei typischerweise nur ungefähr über 3% des Tastzyklus.

Aus DE-PS 21 33 497 sind ein Verfahren und eine Anordnung zur Korrelations-Entfernungsmessung mittels einer pseudostochastischen Impulsfolge PRN bekannt. Von diesem Stand der Technik geht die Erfindung aus. Weiterhin beschreibt die GB-PS 15 14 158 ein Impuls-Radarsystem, bei der die digitale Codierung der einzelnen Impulse durch Phasenumtastung erfolgt.

Bei bekannten Radarsystemen bestimmt der zeitliche Abstand zwischen benachbarten Impulsen die Auflösung der Entfernungsmessung, d. h. den Bereich, in dem eine eindeutige Entfernungsangabe möglich ist. Wenn der zeitliche Abstand zwischen benachbarten Impulsen geringer ist als die Laufzeit des ausgesandten und reflektierten Impulses, so ergeben sich aus der Impulsüberlappung unklare Ergebnisse, weil der reflektierte Impuls während des Aussendens des Sendeimpulses bereits zurückkommt und somit teilweise oder vollständig vom Sendeimpuls überdeckt wird. Da bei bekannten Systemen alle Impulse im wesentlichen einander gleich sind, können die einzelnen reflektierten Impulse nicht eindeutig identifiziert un mit den Sendeimpulsen korreliert werden.

Aufsgabe der Erfindung ist es, ein Doppler-Radarsystem anzugeben, welches in einem großen Bereich eine unzweideutige und genaue Entfernungsbestimmung ermöglicht und eine möglichst günstige Leistungsbilanz aufweist.

Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Jede Sendeimpulsfolge besteht aus einer vorbestimmten Anzahl von Sendeimpuls-Teilfolgen. Ein Pseudo-Zufallscode (PRN= Pseudo-Random-Noise) verteilt sich über 2ⁿ-1 Impulse, bestehend jeweils aus m Bits, wobei n eine beliebige Zahl ist, die den Grad des Codes festlegt. Die Korrelationseigenschaften des Codes sind dergestalt, daß sich alle Bits addieren, wenn alle ein Codewort bildenden Bits der reflektierten Impulse mit der Bitfolge des verzögerten Codewortes übereinstimmen. Wenn die Bits nicht genau aufeinander ausgerichtet sind, so heben sie sich im allgemeinen gegenseitig auf. Aufgrund dieser Tatsache erzeugt eine teilweise Impulsüberlappung keinen bemerkenswerten Effekt und stellt keine Schwierigkeit dar.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Erfindungsgemäß ist somit die Zweideutigkeit des Entfernungs bereiches nicht länger durch den zeitlichen Abstand zwischen benachbarten Impulsen begrenzt. Es ist daher möglich, die Impuls-Wiederholungsfrequenz zu erhöhen und dadurch entsprechend die mittlere Leistung des Radarsystems in Richtung auf die Spitzenleistung zu verschieben. Die Gesamtleistung des gesendeten Signales wird somit wesentlich erhöht, ohne daß die Spitzenleistung des Systems vergrößert werden muß. Aufgrund der Impulscodierung wird ferner die Entfernungsauflösung wesentlich verbessert. Wenn beispielsweise ein bekanntes gepulstes Dopplerradar-System eine Impulsbreite von 1,0 µs verwendet, so beträgt die Entfernungsauflösung 147 m. Bei dem erfindungsgemäßen System, bei dem jeder Impuls in verschiedene Bits unterteilt ist, ist die Entfernungsauflösung eine Funktion der Bitbreite. Wenn beispielsweise der Impuls in 5 Bits mit einer Bitbreite von 200 ns unterteilt ist, so ergibt sich eine Entfernungsauflösung von 29,5 m. Gegenüber dem herkömmlichen gepulsten Dopplerradar ergibt sich somit bei identischer Impulsbreite eine Verbesserung um den Faktor 5.

Anhand eines in den Figuren der beiligenden Zeichnung dar gestellten Ausführungsbeispieles sei im folgenden die Erfindung näher beschrieben. Es zeigt:

Fig. 1 ein schematisches Blockdiagramm eines bevorzugten Ausführungsbeispieles eines erfindungsgemäßen Radarsystems mit digitaler Impulskompression;

Fig. 2 ein Ausführungsbeispiel eines schnellen Phasen umtasters für die Erzeugung eines zweiphasig-codierten Trägers;

Fig. 3 ein Ausführungsbeispiel eines schnellen Phasen demodulators für die Decodierung des zweiphasig- codierten Trägers;

Fig. 4 eine detaillierte Darstellung des Codegenerators und Zuordners gemäß Fig. 1;

Fig. 5 das Format der über die Antenne der Anordnung gemäß Fig. 1 übertragenen codierten Impulse;

Fig. 6 codierte durch die Antenne in der Anordnung gemäß Fig. 1 empfangene Impulse und von dem Codegenerator gelieferte verzögerte Impulse;

Fig. 7 eine graphische Darstellung der Korrelations eigenschaften des bei dem erfindungsgemäßen Aus führungsbeispiel verwendeten Codes; und

Fig. 8 eine graphische Darstellung der schrittweisen Veränderung der Codeverzögerungen, um den Bereich des Radars zu verändern.

Bei dem in Fig. 1 dargestellten Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Radars ist ein Dauerstrichoszillator 10 mit einem ersten Ausgang an einen ersten Eingang eines Phasen-Codierschalters 11 angeschlossen und mit einem zweiten Ausgang auf einen ersten Eingang eines Mischers 30 geführt. Der Phasen-Codierschalter 11 liegt mit seinem Ausgang am ersten Eingang eines Ein/Ausschalters 12, welcher seinerseits mit seinem Ausgang über einen Verstärker 13 mit einem ersten Eingang eines Antennenduplexers 14 in Verbindung steht, der die Antenne 15 speist. Ein Codegenerator 20 ist mit seinem ersten Ausgang über die Leitung B an den zweiten Eingang des Phasen-Codierschalters 11 und über die Leitung C an die Eingänge von Codeverzögerungsgliedern 42 bis 48 angeschlossen. Der Codegenerator 20 liegt ferner mit einem zweiten Ausgang A am Eingang eines Zuordners 22, der seinerseits mit einem ersten Ausgang an einen zweiten Eingang des Ein/Ausschalters 12 und mit einem zweiten Ausgang an einen zweiten Eingang des Antennenduplexers 14 angeschlossen ist. Der Duplexer 14 ist mit einem Ausgang auf den Mischer 30 geführt, in welchem das von der Antenne 15 empfangene Signal mit dem Signal des Oszillators 10 kombiniert wird. Das sich ergebende Signal des Mischers 30 wird dem Eingang eines ZF-Verstärkers 31 zugeführt, und der Ausgang des ZF-Verstärkers 31 ist auf die ersten Eingänge mehrerer Decodierschalter 32 bis 38 geführt. Den Decodierschaltern 32 bis 38 wird an einem zweiten Eingang das Ausgangssignal der Codeverzögerungseinrichtung 42 bis 48 zugeführt. Die Ausgangssignale der Decodierschalter 32 bis 38 werden den Eingängen von Verstärkungs- und Detektoreinrichtungen 52 bis 58 entsprechend zugeführt.

Ein Ausführungsbeispiel des Phasen-Codierschalters 11 ist in Fig. 2 dargestellt. Die Codierung des gesendeten Signales erfolgt in einfacher Weise durch einen schnellen Phasen umtaster (Zweiphasenschalter), der durch den von dem Codegenerator 20 gelieferten Code betätigt wird. Das resultierende Signal stellt eine Kette hochfrequenter Impulse mit ab wechselnder Phase (0°, 180°) dar.

Die Decodierung der von dem Ziel reflektierten Signale stellt im wesentlichen eine Umkehrung der Codierung dar, wie sie durch den Phasen-Codierschalter 11 bewerkstelligt wird. Fig. 3 veranschaulicht die prinzipielle Arbeitsweise der Decodierschalter 32 bis 38. Die dem Decodierschalter 32 bis 38 durch die Codeverzögerungseinrichtungen 42 bis 48 zugeführten Signale sind identisch mit dem durch den Codegenerator 20 erzeugten Code, wobei sie allerdings entsprechend dem Radar bereich um vorbestimmte Beträge verzögert sind. Jede Verzögerung ist eine Funktion der Laufzeit des gesendeten Signales zu einem festgelegten Punkt im Raum und von diesem zurück. Die am Ausgang eines jeden Decodierschalters 32-38 auftretenden Signale sind eine Funktion der Korrelation zwischen dem empfangenen an dem Ziel reflektierten Signal und dem durch die Codeverzögerungseinrichtungen 42 bis 48 ver zögerten Signal.

Der Oszillator 10 erzeugt Impulse mit der gewünschten Frequenz und Leistung. Der Phasen-Codierschalter 11 und der Ein/Aus schalter 12 modulieren das hochfrequente Signal in Abhängigkeit von dem Ausgangssignal des Codegenerators 20 und des Zuordners 22. Der Verstärker 13 verstärkt das modulierte hoch frequente Signal auf den gewünschten Pegel, und der Duplexer 14 liefert das verstärkte Signal an die Antenne 15 für die Ab strahlung in den Raum.

Wenn ein von einem Ziel reflektiertes Signal von der Antenne 15 empfangen wird, so verbindet der Duplexer 14 die Antenne 15 mit dem Eingang des Mischers 30. Im Mischer 30 wird das Signal von der Antenne 15 in eine passende Zwischenfrequenz umgesetzt. Nach der Verstärkung durch den ZF-Verstärker 31 wird das Signal durch die Decodierschalter 32 bis 38 decodiert, die von dem Codegenerator 20 über die Code-Zeitverzögerungsglieder 42 bis 48 gesteuert werden. Eine nachfolgende Verstärkung und anderweitige Signalbehandlung erfolgt in Verstärkungs- und Detektoreinrichtungen 52 bis 58 in bekannter Weise.

Der Betrieb des Codegenerators 20 und des Zuordners 22 wird unter Bezugnahme auf Fig. 4 leichter verständlich. Der Codegenerator 20 umfaßt einen Code-Festwertspeicher ROM-50, der eine vorbestimmte Codefolge gespeichert enthält.

Ein Ereigniszähler 51 erhält an einem ersten Eingang Zeittakt impulse von einer Taktquelle 55 zugeführt. Der Ereigniszähler 51 erzeugt Schalterbefehle in Übereinstimmung mit dem in Fig. 5 gezeigten Format. Einer Bit-Phasensteuerung 54 wird ebenfalls der Code von dem Codespeicher ROM-50 zugeführt, und sie erzeugt eine Reihe von Impulsen, die auf den Phasen-Codierschalter 11 in Fig. 1 geführt werden. Der erzeugte Code wird in der Code- Bereichsverzögerungseinrichtung 42 um einen genauen Zeitbetrag verzögert, der der Radar-Bereichsverzögerung entspricht. Schaltbefehle werden in der Code-Bereichsverzögerung 42 erzeugt und an den Eingang des Decodierschalters 32 in Fig. 1 gesendet.

Die nachstehend aufgeführte Tabelle 1 zeigt eine Codefolge, wie sie bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung benutzt wird. Sie besteht aus 31 Impulsen, die jeweils 7 Bit um fassen. Der Code stellt einen zusammengesetzten Code dar, der aus einem 31-Bit-PRN-Code und einem 7-Bit-Barker-Code aufgebaut ist. PRN-Codes und Barker-Codes sind als solche bekannt und können beispielsweise dem Buch "Radar Design Principles" von F. E. Nathanson, McGraw-Hill, 1969 in den Abschnitten 12.4 und 12.5 entnommen werden.

Tabelle 1

Jede Sendeimpuls-Teilfolge umfaßt m=7 Impulse bzw. Bits, die bezüglich ihrer Phase codiert sind und sich in bezug auf das Signal des Dauerstrich-Oszillators 10 entweder gleichphasig oder gegenphasig verhalten. 31 Sendeimpuls-Teilfolgen bilden eine Sendeimpulsfolge (Codewort), die sich während der Zeitdauer wiederholt, in der der Sender eingeschaltet ist. Das Codewort mit 31 Sendeimpuls-Teilfolgen umfaßt somit 217 (=7×31) Bits. Die Anzahl x, von 31 Sendeimpuls-Teilfolgen ergibt sich aus x=2ⁿ-1 mit n=5.

Die nachstehende Tabelle 2 zeigt eine aus einem 75₈-Polynom er zeugte 31-Bit-PRN-Folge.
BitnummerBitwert

10 20 30 41 50 61 71 80 91 100 111 120 130 140 151 161 171 180 191 201 211 221 231 240 250 261 270 280 291 301 310

Der PRN-Code ist mehrfach über die 31 Impuls-Teilfolgen verteilt, die jedes Wort bilden, was aus der Matrix gemäß Tabelle 3 hervor geht.

Tabelle 3

Jede der sieben Spalten in der Tabelle 3 besteht aus dem gleichen Grundcode mit der Ausnahme, daß eine Verschiebung in der Bit nummer stattgefunden hat. Beispielsweise bildet das zweite Bit des ersten Impulses (Impulsnummer 1) das erste Bit des zweiten Impulses der PRN-Folge gemäß der Tabelle 1. Der Zweck der vertikalen Fortschaltung des Codes liegt in einer einfachen Anpassung des gepulsten Formates, wenn eine teilweise Korrelation gefordert ist. Dies geht am besten aus Fig. 6 der Zeichnung hervor. Wenn bei einer vorgegebenen Bereichsverzögerung, die an einem Ziel reflektierten Impulse 4 Bits früher als der verzögerte Impuls auftreten, so tritt eine teilweise Überlappung der empfangenen Impulse und der verzögerten Impulse auf. Bei dem Beispiel in Fig. 6 fallen nur die Bits 5, 6 und 7 des empfangenen Impulses mit entsprechenden Bits des Referenzcodes zusammen.

Es gibt eine identische Bitkette, die jedem Referenzbit 1 bis 7 zugeordnet ist und durch Korrelation der Bits 1, 2 und 3 des verzögerten Referenzsignales mit den Bits 5, 6 und 7 des Empfangs signales ist somit der volle 31-Bit-Code korreliert. Die vertikale Anordnung in Tabelle 3 gestattet somit eine vollständige Codekorrelation bei einer teilweisen Impulsüberlappung. Eine derartige Ordnung der Codebits läßt pro Überlappung des Impulsbit mit gleicher Phase einen Rest von 1. Die Auflösung zwischen den Impulsen wird durch die Anwendung eines 7-Bit-Barker-Codes verbessert. Jeder gesendete Impuls ist sodann durch das Prokukt aus dem PRN-Code gemäß Tabelle 3 mit einem 7-Bit-Barker-Code gemäß der nachstehenden Tabelle 4 vorgegeben.

Tabelle 4

Der gesendete und in Tabelle 1 dargestellte Code ist somit ein Produkt aus dem richtigen PRN-Bit mit dem Barker-Bit an der entsprechenden Bitstelle in dem Impuls.

Fig. 7 zeigt die Korrelation des zuvor beschriebenen Codes in Abhängigkeit von Bereichsverzögerungen um ein ganzes Bit. Bei genauer Übereinstimmung zwischen den empfangenen und den verzögerten Impulsen ist die Korrelation sehr groß, was durch den Spitzenwert von 220 bei einer Verschiebung um 0 Bit angezeigt wird. Wenn die Bits von entsprechenden empfangenen und verzögerten Impulsen nicht genau aufeinander ausgerichtet sind, so heben sich die Bits in einem großen Ausmaß gegenseitig auf. Jede Trennung zwischen empfangenen und verzögerten Impulsen führt daher zu einer drastischen Verminderung der Korrelation. Ein großer Vorteil des vorstehend erwähnten Codes liegt darin, daß teilweise Überlappungen der Impulse keinen bemerkenswerten Effekt erzeugen.

Wie zuvor erwähnt, ist bei dem erfindungsgemäßen System eine eindeutige Bereichsbestimmung nicht länger durch die zeitliche Trennung zwischen benachbarten Impulsen begrenzt. Es ist daher möglich, die Impuls-Wiederholfrequenz zu erhöhen und dadurch entsprechend die mittlere Leistung des Radar systems ohne Erhöhung der Spitzenleistung des Systems zu ver bessern.

Der Bereich des Radars bzw. die in jedem speziellen Augen blick im Raum betrachtete Entfernung hängt von der Bereichs verzögerung ab, die durch die Code-Verzögerungseinrichtungen 42 bis 48 in Fig. 1 vorgegeben wird. Durch Anordnung mehrerer Decodierschalter 32 bis 38 und zugeordneter Code-Verzögerungs einrichtungen 42 bis 48, wobei die Verzögerung einen Abstand entsprechend einer Bitbreite aufweisen, ist das Radar in der Lage, den Raum mit einer Betrachtungstiefe zu beobachten, die eine Funktion des Produktes aus Bitbreite und Anzahl der Code- Verzögerungseinrichtungen ist. Die Bereichsauflösung verhält sich umgekehrt wie die Bitbreite.

Damit das Radarsystem gemäß Fig. 1 den Raum ohne Löcher abdecken kann, werden die Code-Verzögerungseinrichtungen periodisch und schrittweise durch unterschiedliche Bereichs verzögerungen durchgeschaltet, wie dies aus Fig. 8 hervorgeht. Die zeitliche Trennung zwischen dem gesendeten Impuls und den verzögerten Impulsen wird von Schritt zu Schritt verändert, wodurch der Bereich des Radars in einer für den Fachmann bekannten Art verändert wird. Der durch das Radar betrachtete Raum kann in Abhängigkeit von dem Antennen-Ab strahlungsmuster einer teilweise sphärischen Umhüllung entsprechen, die sich periodisch ausdehnt und zusammenzieht und den Raum zu einer Schwebung veranlaßt. Jede der Linien in der Darstellung gemäß Fig. 8 stellt einen Schritt der Be reichsverzögerungen dar. Die sieben durch die Code-Verzögerungs einrichtungen 42 bis 48 in Fig. 1 erzeugten verzögerten Impulse grenzen aneinander an un bewegen sich zusammen als ein Block, wenn der Bereich durchschnittlich wird. Die Schritte überlappen um eine Gatterbreite.

Claims

1. Doppler-Radarsystem unter Verwendung von Sendeimpulsen vorgegebener Breite, Amplitude, Träger- und Wiederholfrequenz, welche entsprechend einer Pseudo-Zufallsfolge binär zu einer Sendeimpulsfolge codiert sind, und wobei die durch Reflexion an einem Ziel aus der Sendeimpulsfolge entstehende Empfangsimpulsfolge mit einer der Sendeimpulsfolge entsprechenden, aber zeitverzögerten Impulsfolge korreliert wird, dadurch gekennzeichnet,

- daß die Sendeimpulsfolge (Tab. 1) aus einer Anzahl von x=2ⁿ-1 periodisch aufeinanderfolgenden Sendeimpuls-Teilfolgen mit jeweils m Bits besteht;
- daß die x Sendeimpuls-Teilfolgen durch Multiplizieren jeder von insgesamt x jeweils m Bits umfassenden Impuls-Teilfolgen Bit für Bit mit einem m-Bit Barkercode (Tab. 4) erzeugt sind;
- daß die x Impuls-Teilfolgen aus einer sich nach x Bits wiederholenden Pseudo-Zufallsfolge (PRN; Tab. 2) gebildet sind, von der
die Bits Nr. 1 bis m die erste Impuls-Teilfolge,
die Bits Nr. 2 bis m+1 die zweite Impuls-Teilfolge,
die Bits Nr. 3 bis m+2 die dritte Impuls-Teilfolge usw.,
darstellen (Tab. 3).

2. Radarsystem nach Anspruch 1, dadurch ge kennzeichnet, daß m=7 und n=5 gewählt ist.

3. Radarsystem nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die binäre Codierung der Bits durch Phasenumtastung des Sendeoszillator-Ausgangssignals gegeben und die Impulsbreite ein ganzzahliges Vielfaches der Periodendauer der Oszillatorschwingung ist.

4. Radarsystem nach Anspruch 1, 2 oder 3, mit einer Verzögerungseinrichtung für die mit den Empfangsimpulsen zu korrelierenden codierten Vergleichsimpulse, dadurch gekenn zeichnet, daß die Verzögerungseinrichtung (42-48) jeden codierten Impuls um mehrere vorbestimmte Zeitintervalle verzögert und die Decodiereinrichtung (32-38) die empfangenen Impulse mit jedem der verzögerten codierten Impulse vergleicht.

5. Radarsystem nach Anspruch 4, dadurch ge kennzeichnet, daß die Verzögerungseinrichtung (42-48) der Reihe nach die vorbestimmte Zeitverzögerung schrittweise verändert.