DE3107621C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Treiberschaltung für einen bürstenlosen zweiphasigen Gleichstrommotor nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Einige herkömmliche Videobandgeräte, Kassettenrecorder o. dgl. enthalten zur Verbesserung der Gleichlaufeigen­ schaften usw. einen direkt mit einer Spulenaufnahme ver­ bundenen und diese somit direkt antreibenden, sehr lang­ samlaufenden bürstenlosen Motor. Dieser "Direktantrieb" bringt Vorteile bezüglich der Bedienbarkeit, Zuverlässig­ keit und Reduzierung der Gesamtabmessungen. Für ei­ nen ungestörten Bandgleichlauf müßte eigentlich ein äußerst hochwertiger Motortyp mit sehr geringer Drehmoment- Welligkeit eingebaut werden, der aber sehr kostenaufwendig ist und daher aus Preisgründen kaum in Frage kommt. Des­ halb wurde bisher versucht, durch Maßnahmen beim Wickeln und Formen der Wicklungen und durch besondere Magnetisierungsmuster der Magnete die Drehmoment-Wellig­ keit möglichst klein zu halten - jedoch ohne ausreichenden Erfolg.

Nachstehend werden die bisher verwendeten herkömmlichen Motortypen einzeln mit ihren Nachteilen erläutert:

• A) Bei dem Motor mit Dreiphasen-Einwegerregung werden dreiphasige Wicklungen nacheinander mit in einer Richtung fließendem Strom erregt. Die Motorschaltung ist relativ einfach, aber die Drehmoment-Welligkeit ist ungünstig hoch.
• B) Bei dem Motor mit Dreiphasen-Doppelwegerregung werden jeweils zwei der Dreiphasenwicklungen selektiv nacheinander mit Strom versorgt, um die Erregung in zwei Richtungen durchzuführen. Bei diesem Motortyp ist die Drehmoment-Welligkeit geringer als bei dem unter A) beschriebenen Typ, der Schaltungsaufbau dafür um so komplizierter.
• Da sich ferner bei den beiden unter A) und B) genannten Typen die Stromumkehr- und Polumkehr-Zeiten gegenseitig überlappen, haben sie den gemeinsamen Nachteil, daß das Drehmoment beim Stromwechsel zusammenbricht.
• C) Dem Motor mit Sinuswellenspeisung wird ein sinusförmiger Erregerstrom zugeführt, dessen Sinusform den verketteten Magnetflüssen der aufeinanderfolgenden Wicklungen propor­ tional ist, so daß die durch die Erregerströme und die verketteten Magnetflüsse erzeugten Drehmomente bei jedem Drehwinkel konstant sein können. Daher hat dieser Motor­ typ zwar eine sehr geringe Drehmoment-Welligkeit, benötigt aber eine sehr genaue Schaltungsabstimmung. Er kann ferner schlecht mit zwei Stromquellen vereinbart werden und ist nicht für den Einbau in kleine Geräte geeignet.
• D) Bei einem aus der DE-OS 28 15 217 bekannten Motor mit abwechselnder Phasenumkehr (Oberbe­ griff Patentanspruch 1) wird in jeder Phase der aufein­ anderfolgenden ersten und zweiten Statorwicklungen ein Drehmoment mit einem elektrischen Phasenwinkel von mehr als 180° in einer Richtung erzeugt. Durch abwechselnde Schaltung und Stromversorgung der ersten und zweiten Statorwicklungen wird ein gleichförmiges Drehmoment er­ zeugt, jedoch mit Ausnahme eines Bereiches bei den Umschalt­ zeitpunkten der beiden Statorwicklungen.
• Da der unter D) erläuterte bürstenlose Motor im Strom­ umschaltbereich Drehmoment-Einbrüche hat, (Fig. 2A), weist er Drehmoment-Schwankungen auf, die ihn zur Verwendung z. B. als Antriebswellenmotor in einem Video­ bandgerät kaum geeignet erscheinen lassen, weil diese Eigenschaft den Bandgleichlauf beeinträchtigt und die besonders hochfrequente Drehmoment-Welligkeit zu Bild­ verzerrungen führt.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, bei einem bürstenlosen Gleichstrommotor ein möglichst gleichmäßiges Drehmoment an der im Kommentierungsbereich zu ermöglichen.

Die erfindungsgemäße Lösung der gestellten Aufgabe geschieht mit den kennzeichnenden Merkmalen im Patentanspruch 1.

Vorteilhafte Weiterbildungen des Erfindungsgedankens sind in Unteransprüchen gekennzeichnet.

Der erfindungsgemäße Gleichstrommotor zeichnet sich dadurch aus, daß die Erregung seiner ersten bzw. zweiten Stator­ wicklungen jeweils immer kurz vor der Entregung der jeweils anderen Statorwicklungen erfolgt, so daß sich die Erregungs- bzw. Stromleitungsperioden der Statorwicklungen im Kreuzungs­ bereich der Drehmomentkurven gegenseitig überlappen.

Dadurch wird ein sehr gleichmäßiger Drehmomentverlauf er­ reicht, mit dem ein ausgezeichneter Bandgleichlauf bei Videobandgeräten, Kassettenrecordern o. dgl. erzielbar ist.

Nachstehend werden einige die Merkmale der Erfindung auf­ weisende Ausführungsbeispiele unter Bezugnahme auf eine Zeichnung näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 einen Querschnitt durch einen bürstenlosen Vier-Pol-Gleich­ strommotor mit Phasenumkehr, auf den die Erfindung anwendbar ist,

Fig. 2A, 2B Diagramme zu dem Drehmoment-Verlauf des Motors in Fig. 1,

Fig. 3 ein schematisches Schaltbild einer ein erstes Ausführungsbeispiel der Erfindung bildenden Motortreiberschaltung,

Fig. 4A bis 4F und 5A bis 5C Signal- und Strom­ kurven zu der Treiberschaltung in Fig. 3,

Fig. 6A und 6B ein zweites Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Motortreiber­ schaltung für einen Wickelmotor eines Videobandgerätes,

Fig. 7A bis 7E Kurvendarstellungen zur Arbeits­ weise der Motortreiberschaltung von Fig. 6,

Fig. 8 ein drittes Ausführungsbeispiel einer er­ findungsgemäßen Treiberschaltung, und

Fig. 9A bis 9E Signaldiagramme zu der Treiber­ schaltung von Fig. 8.

Auf dem inneren Umfang eines Rotorjochs 1 des in Fig. 1 geschnitten dargestellten, mit Phasenumkehr arbeitenden bürstenlosen Gleichstrommotors sind vier Dauermagnete 2 a, 2 b, 3 a und 3 b befestigt, und auf der Umfangsoberfläche eines darin angeordneten Statorkerns 4 sitzen Statorwick­ lungen 5 A, 5 B, 5 A′, 5 B′, von denen jeweils die Statorwicklungen 5 A, 5 A′ sowie 5 B, 5 B′ die gleiche elektrische Phase führen und miteinander in Serie geschaltet sind. Die als N- und S-Polmagnete ausgebildeten Dauermagnete 2 a...3 b erstrecken sich jeweils über einen elektrischen Phasen­ winkel von 140°, und auf zwei gegenüberliegenden Seiten sind jeweils zwei Dauermagnete 2 a, 2 b und 3 a, 3 b durch jeweils einen von 140° bis 220° reichenden Luftspalt 6 a bzw. 6 b getrennt. Die vorderen und hinteren Strompfadabschnitte der Stator­ wicklungen 5 A, 5 B, 5 A′, 5 B′ jeweils um einen elektrischen Phasen­ winkel von 100° getrennt.

Fig. 2A zeigt das von den Statorwicklungen 5 A und 5 A′ der Phase A erzeugte Drehstrom. Der die Statorwicklungen 5 A, B, A′, B′ durchsetzende Magnetfluß führt im Bereich der Luftspalte 6 a und 6 b beim elektrischen Winkel von 180° zu einem Versatz. Bei gleich­ mäßig durch die Statorwicklungen 5 A und 5 A′ der Phase A fließen­ de Strom erzeugt der vordere Strompfadabschnitt V ein durch die Linie A′ gekennzeichnetes Drehmoment. Der Strom­ fluß durch den hinteren Strompfadabschnitt U der Statorwicklungen 5 A, 5 A′ ist dem Stromfluß durch den Abschnitt V entgegenge­ setzt und um einen elektrischen Phasenwinkel von 100° ver­ schoben, wie aus der unterbrochenen Drehmomentkurve B′ für den Strompfadabschnitt U ersichtlich ist. Daraus ergibt sich für die Statorwicklungen 5 A und 5 A′ ein zusammenge­ setztes Drehmoment A in einer Richtung mit einem elektri­ schen Phasenwinkel von mehr als 180°. Wenn somit die Stator­ wicklungen 5 A, 5 A′ und 5 B, 5 B′ für die Phasen A und B fort­ laufend und mit einer Winkelverschiebung von 180° von Strom durchflossen werden, entsteht der in Fig. 2B dargestellte Drehmomentverlauf. Danach sinkt das Drehmoment jeweils im Stromumschaltbereich ab, der zugehörige bürstenlose Motor hat folglich eine nachteilige Drehmoment-Welligkeit, die besonders in einen höheren Frequenzbereich fällt und bei Verwendung des Motors als Antriebswellenmotor z. B. in einem Videobandrecorder zu Bildverzerrungen führen muß.

Die nachstehend in Verbindung mit den Fig. 3 bis 9 be­ schriebenen Ausführungsbeispiele vermeiden diesen Nachteil bei einem mit Phasenumkehr ar­ beitenden bürstenlosen Motor. Ein Absinken des Drehmoments im Stromumschaltbereich wird mit Er­ folg durch gegenseitige Überlappung der Erregerperioden der Statorwicklungen für die erste und zweite Wechsel­ phase verhindert.

Fig. 3 zeigt als erstes Ausführungsbeispiel eine Treiberschaltung für einen vierpoligen bürstenlosen Gleichstrommotor mit Phasenumkehr. Der dafür vorgesehene bürstenlose Motor gem. Fig. 1 trägt Magnete an seinem Rotor und an dem Stator diesen Magneten gegenüberliegend angeordnete Hall-Generatoren 10, deren Ausgänge A und B abwechselnd die in Fig. 4A dargestellten Ausgangssignale A₁ und B₁ an einen Differenzverstärker 11 abgeben, dessen Ausgang Q ein jeweils nach 180° Phasenwinkel zwischen hoch und niedrig wechselndes Stromumschaltsignal a abgibt, siehe Fig. 4B. Von einem anderen Ausgang des Differenzver­ stärkers 11 wird ein gegenüber Signal a invertiertes Si­ gnal b bezogen, und diese Ausgangssignale a und b werden jeweils der Basis eines Schalterelements oder Transistors Tr₁ bzw. Tr₂ zugeführt, um diese im Takt der Signale a und b abwechselnd ein- und auszuschalten. Darüber werden die A-Phasen der Statorwicklungen 5 A, 5 A′ und B-Phasen der Statorwicklungen 5 B, 5 B′ abwechselnd für jeweils eine durch den elektrischen Phasenwinkel von 180° definierte Periode aktiviert, und der Motor läuft in der entsprechenden Drehrichtung.

Die wechselnden Ausgangssignale A₁ und B₁ des Hall- Generators 10 gehen ferner jeweils in einen Differenz­ verstärker 13 bzw. 14, denen ein in Fig. 4A strichpunk­ tiert angedeuteter Schwellwert zugeordnet ist. Solange die Ausgangsspannung A₁ größer als B₁ ist und diese Differenz einen bestimmten Mindestwert hat, gibt der Differenzverstärker 13 ein in Fig. 4B dargestelltes Ausgangssignal c, und der andere Differenzverstärker 14 ein Ausgangssignal d (Fig. 4E) ab. Ein mit diesen Aus­ gangssignalen c und d angesteuertes UND-Glied 15 erzeugt in der Umgebung, also vor und nach dem Abfall bzw. Anstieg der Stromumschaltsignale a und b ein Puls­ signal e und schaltet damit Transistoren Tr₃ und Tr₄ über deren Basen durch.

Auf diese Weise werden die Statorwicklungen 5 A und 5 A′ der A-Phase zunächst solange mit Strom versorgt wie der Transistor Tr₁ durch das Umschaltsignal a des Differenzverstärkers 11 durchgeschaltet ist, s. Fig. 5A. Kurz bevor dieser Transistor Tr₁ durch sein Umschaltsignal a gesperrt wird, öffnet der Transistor Tr₄ unter dem Einfluß des Pulssignals e, so daß die Statorwicklungen 5 B und 5 B′ der B-Phase unmittelbar vor der Stromumschaltung für eine gegebene Periode t aktiviert werden. Wird andererseits der Transistor Tr₁ gesperrt und Transistor Tr₂ durchgeschaltet, erhalten die Statorwicklungen 5 D, 5 D′ der B-Phase Strom über das Umschaltsignal b. Da bei dieser Stromumkehrphase der Transistor Tr₃ durch das Puls­ signal e durchgeschaltet wird, erhalten die Statorwick­ lungen 5 A, 5 A′ der A-Phase in der Periode t zum Stromumkehrzeitpunkt Strom, siehe Fig. 5B.

Auf diese Weise werden die Statorwicklungen der A-Phase und die Statorwicklungen der B-Phase unter gegenseitiger Überlappung von vor bis nach dem Phasenwechsel von A nach B oder von B nach A so erregt, daß ein Drehmoment-Einbruch des Motors im Stromumkehrbereich mit Erfolg kompensiert wird, wie dies durch den in Fig. 5C unterbrochen dargestellten Kennlinienverlauf angegeben ist. Diese Kompensation des Drehmoment-Einbruchs kann durch Veränderung der Werte der Kollektorwiderstände R₉ und R₈ der Transistoren Tr₃, Tr₄ nach Wunsch eingestellt werden. Wenn z. B. bei der Erregung der Statorwicklungen 5 A und 5 A′ der Transistor Tr₄ durchgeschaltet ist, leitet auch Transistor Tr₃, aber es fließt kein Strom durch ihn, weil der Transistor Tr₁ leitet. Ähnliches gilt für den Durchschaltzustand von Transistor Tr₄ (wenn Tr₂ leitet) für die Wicklungen 5 B, 5 B′.

Das in Fig. 6A, 6B dargestellte zweite Ausführungsbeispiel der Erfindung ist eine Treiberschaltung für einen Magnetband- Wickelmotor. Hierin werden die Ausgangssignale A₁ und B₁ von Fig. 4A des Hall-Generators 10 jeweils an die Basis von Transistoren Tr₅ und Tr₆ gelegt, so daß sie abwech­ selnd verstärken. Am Kollektor des Transistors Tr₆ ent­ steht dadurch ein pulsierendes Stromumschaltsignal f (Fig. 7B), mit dem Transistoren Tr₇ und Tr₈ abwechselnd und um 180° phasenverschoben ein- und ausgeschaltet werden.

Ein Schalter in Form eines Transistors Tr₉ wird für den Vor­ wärtslauf des Wickelmotors (= Bandrücklauf) durch Anlegen einer hohen Spannung aus einem Stromversorgungs­ anschluß 20 an seiner Basis durchgeschaltet, und für einen Rückwärtslauf dieses Motors (= schneller Bandrücklauf) wird der Transistor Tr₉ durch eine niedrige Spannung von Stromversorgungsan­ schluß 20 gesperrt. Bei Betrieb der Treiberschaltung von Fig. 6 für Vorwärtslauf des Motors liegt ein Schalter SW an einem Kontakt Vs und liefert eine nachher beschrie­ bene Drehzahlsteuerspannung. Die Kollektoren der Transi­ storen Tr₇ und Tr₈ liefern das impulsförmige Stromum­ schaltsignal f an eine aus Transistoren Tr₁₀ bis Tr₁₅, Widerständen R 1 bis R 4 und Kondensatoren C 1 bis C 3 be­ stehende Stromwechselschaltung. Das erwähnte Signal gelangt an die Basen der Transistoren Tr₁₁ und Tr₁₂ und schaltet bei niedrigem Pegel den Transistor Tr₁₁ durch, so daß ein Strom I durch den Widerstand R 2 und die Tran­ sistoren Tr₁₀ und Tr₁₁ fließt. Dadurch wird Tr₁₅ durch­ geschaltet. Wenn dagegen ein niedriges Impulssignal vom Kollektor von Tr₈ zur Basis von Tr₁₂ fließt, wird dieser Transistor gemeinsam mit Tr₁₄ durchgeschaltet. Auf diese Weise werden die Statorwicklungen 5 A, 5 A′ der A-Phase und die Statorwicklungen 5 B, 5 B′ der B-Phase abwechselnd erregt. Die Konden­ satoren C 2, C 3 unterdrücken Störerscheinungen.

Dioden D 1 bis D 3 ermitteln die Kollektorspannungen an den jeweils durchgeschalteten Transistoren Tr 14 und Tr 15 und liefern die ermittelten Spannungen an eine aus Transistoren Tr₁₃, Tr₁₀ sowie Widerständen R 1 und R 2 bestehende Basis­ stromsteuerschaltung, welche die Basisströme I _B der Tran­ sistoren Tr₁₄ und Tr₁₅ so steuert, daß diese Transistoren weitgehend im Sättigungspunkt arbeiten. Somit entspricht die Spannung am Punkt G (Fig. 6B) der Summe der Kollektor­ spannungen von Tr₁₄ und Tr₁₅ im Durchschaltzustand und der Durchlaßspannung der Diode D 1 oder D 3. Dadurch ent­ spricht die Kathodenspannung am Punkt H der Diode D 2 der Kollektorspannung der Transistoren Tr₁₄ und Tr₁₅. Mit die­ ser Kollektorspannung an der Basis von Tr₁₃ wird dessen Kollektorstrom bestimmt, welcher durch den Widerstand R 1 fließt und dabei über die Basisspannung von Transistor Tr₁₀ dessen Kollektorstrom bestimmt, welcher wiederum als Basis­ strom der Schalttransistoren Tr₁₄ und Tr₁₅ dient, wenn Tr₁₁ und Tr₁₂ durchgeschaltet sind.

Wenn z.B. die Basisströme der Transistoren Tr₁₄ und Tr₁₅ den Strom übersteigen, bei dem die Transistoren richtig ge­ sättigt sind (= Kollektorstrom minus Gleichstromverstärkungs­ faktor), dann wird die Meßspannung am Punkt H so klein, daß der Kollektorstrom des Transistors Tr₁₃ kleiner wird und damit auch der Kollektorstrom des Transistors Tr₁₀. Als Ergeb­ nis verringern sich die Basisströme der Transistoren Tr₁₄ und Tr₁₅, die durch entsprechende Gegensteuerungsmaß­ nahmen jedoch wieder angehoben werden bis sich ein Gleich­ gewichtszustand einstellt, bei dem die Kollektorspannungen von Tr₁₄ und Tr₁₅ am Punkt H gleich der Basis/Emitterspannung von etwa 0,7 V des Transistors Tr₁₃ werden. In diesem speziellen Zustand entspricht die Kollektor/Emitterspannung der Transistoren Tr₁₄ und Tr₁₅ von etwa 0,7 V etwa der Spannung, bei der sie weitgehend gesättigt sind. Selbst wenn in Abhängig­ keit von der Größe der den Wicklungen 5 A, 5 A′, 5 B, 5 B′ zu­ geführten Versorgungsspannung Vs sich die Amplitude des durch die Statorwicklungen fließenden Stroms ändert, genügt ein minimaler Basis-Durchflußstrom die Sättigung der Transistoren Tr₁₄ und Tr₁₅. Dadurch ist der für den Anlauf des Motors notwendige Basisstrom immer vorhanden, und die Motorsteuerung wird auch nach Erreichen der Nenndrehzahl erfolgreich mit niedrigem Basisstrom durchgeführt, und dadurch wird der Gesamtstromverbrauch des Motors niedrig gehalten.

Damit sich auch bei diesem Ausführungsbeispiel die Erreger­ perioden der Statorwicklungen 5 A, 5 B, 5 A′, 5 B′ wie bei dem zu­ vor erläuterten Ausführungsbeispiel von kurz vor bis nach dem Stromumkehrpunkt gegenseitig überlappen, gehen die Wechselstrom-Ausgangssignale A₁ und B₁ von den Ausgängen A und B des Hall-Generators 10 (Fig. 4A) an die Basis­ anschlüsse der den Differenzverstärker bildenden Tran­ sistoren Tr₁₆ und Tr₁₇, welche verstärkte Ausgangsspan­ nungen g und h (Fig. 7A) von ihren Kollektoren abgeben, die jeweils an die Basis eines Transistors Tr₁₈ bzw. Tr₁₉ gehen. Entsprechend dem Einschalt-Schwellwert (s. Fig. 7A) überlappen sich die von den Kollektoren dieser Tran­ sistoren ausgehenden Pulssignale i und j, s. Fig. 7C und 7D. Wenn die Signale h und g ihren Schwellwert unter­ schreiten, nehmen die Pulssignale i und j einen hohen Pegelwert an. Wenn beide Pulssignale i und j hochliegen, werden die Dioden D 5 und D 4 gesperrt, und es fließt kein Strom durch einen aus Widerstand R 5, Diode D 5, Widerstände R 6, R 5, Diode D 4 und Widerstand R 7 gebildeten Strompfad. Da in dem Stromumkehrbereich ferner die Basisspannung eines Transistors Tr₂₀ steigt (s. Fig. 7E), wird dieser Transistor Tr₂₀ gesperrt und schaltet dadurch einen anderen Transistor Tr₂₁ durch, dessen Kollektorspannung dabei soweit ansteigt, daß Transistoren Tr₂₂ und Tr₂₃ für einen Überlappungs-Erreger­ betrieb durchgeschaltet werden. Wenn dann z. B. die Statorwicklungen 5 A und 5 A′ der A-Phase durch das Stromumschaltsignal f (Fig. 7B) erregt werden, fließt zum Stromumkehrzeitpunkt ein Drehmoment-Unterbrechungen kompensierender Strom durch die Statorwicklungen 5 B und 5 B′ der B-Phase und umgekehrt. Dadurch bekommt der Motor eine ausgeglichene Drehmoment-Charakteri­ stik. Die Kompensation der Drehmoment-Einbrüche läßt sich außer­ dem durch Justieren der Kollektorwiderstände R 8 und R 9 für die Transistoren Tr₂₂ und Tr₂₃ nach Wunsch einstellen.

Die vorstehende Beschreibung der Treiberschaltung in Fig. 6A und B bezieht sich auf die Vorwärtslaufrichtung des Motors, bei dem der Spulenmotor ein der Magnetbandlaufrichtung entgegen­ gesetztes Drehmoment erzeugt und dabei das Magnetband mit einer bemerkenswert gleichmäßigen Gegenspannung beaufschlagt.

Für einen Rückwärtslauf des Motors wird zunächst der Schalter SW auf den Rückwärtsspannungsanschluß V _R (Fig. 6B) umgeschaltet, um damit jeweils einen Anschluß jeder Statorwicklung 5 A, 5 A′ und 5 B, 5 B′ an eine niedrige Spannung wie Massepegel zu legen. Beim Rückwärtslauf rotiert der Spulenmotor in der Magnetbandlaufrichtung, um die Band­ belastung bei schnellem Vorlauf zu reduzieren.

Die von dem Stromversorgungsanschluß 20 kommende Spannung sperrt den Tran­ sistor Tr₉ und schaltet damit den Transistor Tr₇ (oder Tr₈) durch, so daß dessen Kollektorspannung das Potential an dem Punkt I (oder J) in Fig. 6A so ansteigen läßt, daß dadurch in Abhängigkeit von dem zuvor erläuterten Strom­ umschaltsignal f Transistoren Tr₂₄ und Tr₂₅ in gleichen Intervallen abwechselnd ein- und ausgeschaltet werden. Jeweils im Einschaltzustand des einen oder anderen Tran­ sistors Tr₂₄, Tr₂₅ erhalten die Statorwicklungen 5 A, 5 A′ bzw. die Statorwicklungen 5 B, 5 B′ über den betreffenden Transistor und eine Diode D 6 oder D 7 eine Versorgungsspan­ nung Vcc, die den Motor rückwärts laufen läßt. In diesem Fall sind die Transistoren Tr₉ sowie Tr₁₃, Tr₁₀, Tr₁₁ und Tr₁₂ gesperrt, so daß die Transistoren Tr₁₄ und Tr₁₅ keinen Basisstrom I _B (wie für den zuvor beschriebenen Vorwärtslauf) erhalten und folglich auch die beiden Statorwicklungen nicht speisen können. Dagegen bleibt in der Vorwärts-Lauf­ richtung das zuvor erläuterte Transistorpaar Tr₂₄ und Tr₂₅ gesperrt, weil es nur für Rückwärtslauf benötigt wird.

Wenn der Vorratsspulenmotor auf Rückspulbetrieb (oder der Aufwickelspulenmotor auf schnellen Vorlauf) ge­ schaltet wird, dann wird ein Transistor Tr₂₆ durchge­ schaltet, um durch Anlegen einer höheren Spannung an den Stromversorgungsanschluß 20 die überlappend erregenden Transistoren Tr₂₂ und Tr₂₃ zu sperren und vor Überhitzung zu schützen. Wenn der Motor aber bei Aufzeichnung oder Wiedergabe als Vorwärtsspulenmotor die Bandspannung erzeugt, bleibt Tr₂₆ gesperrt, aber die Transistoren Tr₂₂ und Tr₂₃ werden wie zuvor beschrieben abwechselnd ein- und ausgeschaltet.

Bei schnellem Vorlauf des Vorratsspulenmotors steigt da­ gegen durch eine höhere Motorspannung das Potential an Punkten K und L in Fig. 6B an, was ebenso für den Betrieb des Vorwärtsspulenmotor beim schnellen Vorlauf gilt. Die an den Punkten K und L herrschende Spannung wird durch Dioden D 8 und D 9 erfaßt und zum Einschalten von Tr₂₆ be­ nutzt. Dadurch wird Transistor Tr₂₀ durchgeschaltet und Tr₂₁ gesperrt. Durch Sperrung der Transistoren Tr₂₂ und Tr₂₃ werden sie vor Überhitzung geschützt, und dabei findet keine überlappende Erregung statt. Bei schnellem Bandvor­ lauf oder Bandrücklauf sind evtl. auftretende Drehmoment- Schwankungen ohne Bedeutung.

Das in Fig. 8 dargestellte dritte Ausführungsbeispiel einer Treiberschaltung enthält teilweise die gleichen Bauelemente wie die bereits in Verbindung mit Fig. 3 beschriebene Ausführung, deren Beschreibung sich folglich hier erübrigt. In Fig. 8 gehen die wechselnden Ausgangssignale von den Ausgängen A und B des Hall-Genera­ tors 10 in die Eingänge eines Differenzverstärker-Paares 13 und 14, über dessen Ausgänge Transistoren Tr₂₇ und Tr₂₈ ab­ wechselnd über einen elektrischen Phasenwinkel von 180° ein- und ausgeschaltet werden, um darüber die Statorwicklungen 5 A, 5 A′ und 5 B, 5 B′ abwechselnd und sich über­ lappend zu erregen. Gem. Fig. 9A findet etwa in halber Spitzenhöhe eine Überschneidung der Drehmomentkurven der A- und B-Phase statt, so daß sich eine Beziehung α = β ergibt, die entweder durch entsprechende Gestaltung des β Magnetisierungsmusters der Dauermagnete 2 a, 2 b, 3 a, 3 b in Fig. 1 oder durch eine Änderung des Teilungswinkels (oder des Winkelabstands zwischen dem Vorwärtsabschnitt V und dem Rückwärtsabschnitt U) der Statorwicklungen 5 A, 5 A′, 5 B, 5 B′ erreicht wird. Durch die Ausgangssignale c und d (Fig. 9C, 9D) der Differenzverstärker 13 und 14 werden die Transistoren Tr₂₇ und Tr₂₈ während einer Periode t′ (Fig. 9E) gleichzeitig durchgeschaltet und liefern damit Strom über einen Winkel von 180° +α; (α ≡ 0). Folglich wird hier durch überlappende Erregung in der Periode t′ ein Drehmoment- Einbruch im Stromumkehrbereich erfolgreich verhindert und ideal auf gleicher Ebene überbrückt, wie dies durch die obere strichpunktierte Verbindungslinie in Fig. 9A angedeu­ tet ist. Dadurch werden die A- und B-Phasenwicklungen äußerst gleichförmig erregt.

Wenn bei den vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispielen auf eine Justierung der Drehmoment-Kompensation verzichtet wird, dann ist auch kein Justierwiderstand erforderlich, und die Treiberschaltung kann folglich mangels Verlustwärme­ quelle integriert aufgebaut werden.

Claims (5)

1. Treiberschaltung für einen bürstenlosen zweiphasigen Gleichstrommotor, beim dem sich die Drehmomentkurve jeder Phase über mehr als 180° elektrisch er­ streckt und die Flanken der Drehmomentkurven aufeinanderfolgender Phasen sich gegenseitig überschneiden; mit einer Schaltung zur Erregung mindestens ei­ nes Paares von ersten und zweiten Statorwicklungen des Motors und einem die Drehwinkelposition des Motor-Rotors abtastenden Fühlelement, wobei die er­ sten und zweiten Statorwicklungen in Abhängigkeit von dem Ausgang des Fühlelements so durch die Schaltung erregbar sind, daß die Erregerperiode für eine Phase sich mit der Erregerperiode einer anderen Phase im Kreuzungsbereich der Drehmomentkurven überlappt, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung ein erstes Schalterelementpaar (Tr₁, Tr₂) für die abwechselnde Erregung der ersten und zweiten Statorwicklung (5 A, 5 A′ bzw. 5 B, 5 B′) über einen elektrischen Phasenwinkel von 180°, und ein zweites Schalterelementpaar (Tr₃, Tr₄) für die Erregung der ersten und zweiten Stator­ wicklungen (5 A, 5 A′ bzw. 5 B, 5 B′) im Verlauf von sich überlappenden Erregerperi­ oden in dem Kreuzungsbereich umfaßt, wobei das zweite Schalterelementpaar (Tr₃, Tr₄) aus dem Vergleich des Signals des Fühlelements (10) mit einem Schwel­ lenwert die Zeitdauer des Überlappungsabschnitts bestimmt.

2. Treiberschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Fühlelement ein Hall-Generator (10) und eine erste Signalformerschaltung durch einen Differenzverstärker (11) gebildet ist; und daß der Differenzverstärker (11) an das erste Schalterelementpaar (Tr₁, Tr₂) ein über jeweils einen elektrischen Phasenwinkel von 180° abwechselnd einen hohen und einen niedrigen Pegel führendes Schaltersignal und ein demgegenüber invertiertes Signal liefert.

3. Treiberschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß eine zweite Signalformerschaltung aus zwei ein­ gangsseitig mit zwei gegenphasigen Ausgangssignalen des Hall-Generators (10) versorgten Differenzverstärkern (13, 14) mit einem vorgegebenen Schwellwert enthält, die an die beiden Eingänge eines ebenfalls zur zweiten Signalformer­ schaltung gehörenden UND-Gliedes (15) je ein sich über einen elektrischen Pha­ senwinkel von mehr als 180° erstreckendes Ausgangssignal abgeben, welches UND-Glied (15) an einem Überlappungsabschnitt der beiden Differenzverstärker- Ausgangssignale entsprechendes Überlappungs-Erregersignal abgibt, um durch gleichzeitige Durchschaltung des zweiten Schalterelementpaares (Tr₃, Tr₄) einen Überlappungs-Erregerstrom durch das Statorwicklungspaar (5 A, 5 A′, 5 B, 5 B′) fließen zu lassen.

4. Treiberschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Schalterelementpaar (Tr₃, Tr₄) über Wi­ derstände (R₉, R₈) mit dem Statorwicklungspaar (5 A, 5 A′, 5 B, 5 B′) verbunden ist, durch das ein Überlappungs-Erregerstrom zum Kompensieren einer absteigen­ den Flanke im Kreuzungsbereich der Drehmomentkurve fließt.

5. Treiberschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Schalterelementpaar (Tr₁, Tr₂) aus zwei in Reihe mit jeder der Statorwicklungen (5 A, 5 A′, 5 B, 5 B′) geschalteten Transisto­ ren (Tr₁, Tr₂) besteht und das zweite Schalterelementpaar zwei Transistoren (Tr₃, Tr₄) umfaßt, von denen je einer parallel zu einem der anderen beiden Transi­ storen (Tr₁; Tr₂) geschaltet ist.