DE3042679C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Phasenservoschaltung nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Bei einem Schrägspurabtast-Videobandgerät (VTR) mit zwei Köpfen, einem Kopf oder einem Kopf mit Hilfskopf ist zum Aufzeichnen eines zweiten Videosignals eine automatische Bandedierfunktion erforderlich, um es auf einem Magnetband teilweise einzufügen, auf dem ein ersten Videosignal zuvor aufgezeichnet worden war, oder um das zweite Signal auf einem Band hinzuzufügen, auf dem das erste Videosignal zur Hälfte aufgezeichnet war, oder es ist ein Edier-VTR für ausschließlichen Gebrauch erforderlich. Allgemein werden Steuersignale und Synchronsignale in dem aufgezeichneten Abschnitt des ersten Videosignals und dem aufgezeichneten Abschnitt des zweiten Videosignals auf dem Magnetband gleichphasig zueinander eingestellt vor und nach einem Edierpunkt, so daß ein wiedergegebenes Bild nicht fehlsynchronisiert sein kann.

Es gibt zwei Edierwege, nämlich das "Zusammensetzen" und das "Einfügen", wie das in den Fig. 1A und 1B dargestellt ist, das Spurverläufe auf einem Magnetband zeigen. Bei der Zusammensetz- Betriebsart wird nach Beenden eines Aufzeichnungsschnittes A der nächste Schnitt des Signals B aufgezeichnet, um ihn an das Ende des ersten Schnittes A anzuschließen. Ein ortsfester Vollöschkopf wird bei dieser Betriebsart betrieben, um vollständig aufgezeichnete Signale A einschließlich des Steuersignals (CTL) zu löschen, wobei dann ein neues Videosignal B zusammen mit dem Steuersignal CTL auf das Band aufgezeichnet wird. Teile des aufgezeichneten Signals A in einigen Spuren werden gelöscht, wenn der Vollöschkopf sofort betrieben wird. Daher wird ein flüchtiger Löschkopf oder Dreh-Löschkopf während einer vorgegebenen Zeit betrieben, um Videospuren des Signals A zu löschen, wie das durch Strichlinien in Fig. 1A dargestellt ist, wobei dann der Vollöschkopf nach einem Punkt P betrieben wird, bei dem der Vollöschkopf keine Teile der Spuren des Signals A erreicht.

Bei der Einfüg-Betriebsart wird das B-Videosignal in ein aufgezeichnetes A-Videosignal eingefügt. Bei dieser Betriebsart wird das B-Videosignal, das durch Strichpunktlinie dargestellt ist, unter Löschen des A-Videosignals, das in Vollinien dargestellt ist, mittels des flüchtigen Löschkopfes mit Ausnahme des CTL-Signals auf­ gezeichnet, wie das in Fig. 1B dargestellt ist. Bei dieser Zusammensetz- oder Einfüg-Edierbetriebsart wird ein Drehkopf-Phasenservosystem des edierenden VTR auf der Grundlage eines Vertikalsynchron­ signals des aufzuzeichnenden B-Videosignals verriegelt, während ein aufgezeichnetes A-Videosignal wiedergegeben wird, um eine Capstan-Nachführservosteuerung zu erreichen, die die Band­ förderung auf der Grundlage des wiedergegebenen CTL-Signals und eines Drehphasenerfassungsimpuls (PG-Impuls) der Dreh­ trommelanordnung steuert. Daher wird die Phasenbeziehung zwischen dem Vertikalsynchronsignal des aufgezeichneten B- Videosignals und dem wiedergegebenen CTL-Signals des aufzu­ zeichnenden A-Videosignals in dem Edier-VTR eingestellt vor der Ankunft an dem Edierpunkt auf dem Band. Nach der Ankunft an dem Edierpunkt wird das Edier-VTR in seine Aufzeichnungs­ betriebsart zum Aufzeichnen des B-Videosignals eingeschaltet, und führt dessen Capstanservosystem lediglich einen Konstant­ drehzahl-Servobetrieb bei der Zusammensetz-Betriebsart durch. Andererseits geht bei der Einfüg-Betriebsart lediglich das Kopftrommelservosystem des Edier-VTR zur Aufzeichnungsbe­ triebsart über und bleibt das Capstanservosystem in der Auf­ zeichnungsbetriebsart, wodurch die Nachführservosteuerung auf der Grundlage des wiedergegebenen CTL-Signals durchgeführt wird.

Auf diese Weise ist die Phasenbeziehung zwischen den Synchron­ signalen in dem A-Videosignal und dem B-Videosignal in Bezug auf­ einander vor und nach dem Edierpunkt bei normalen Umständen einge­ stellt. Wenn jedoch die Austauschbarkeit zwischen einem Abspiel- oder Wiedergabe-VTR zum Erreichen des B-Videosignals und einem Edier-VTR nicht erfüllt ist, oder die Genauigkeit der Drehkopfan­ ordnung und der Bandförderung im Verlaufe der Zeit sich ändert, wird die Phasenübereinstimmung nicht vollständig erreicht.

Beispielsweise wird, wie in Fig. 2A dargestellt, wenn eine be­ stimmte Phasendifferenz Δ V zwischen dem Vertikalsynchronsignalen V des aufzuzeichnenden B-Videosignals und des aufgezeichneten A-Videosignals vorliegt, das wiedergegebene Bild an dem Edierpunkt vertikal verschoben, wenn das Band abgespielt wird. Darüber hinaus tritt, wenn eine Phasendifferenz Δ H zwischen Horizontalsynchronsignalen H in den A- und B-Video­ signalen vorliegt, eine horizontale Schwingung des darge­ stellten Fernsehbildes auf, wobei das wiedergegebene Bild wegläuft oder wegdriftet, d. h. in dem Bild tritt ein "ho­ rizontales Herausschreiten" (H-step out) auf.

Aus der US 37 42 132 ist bereits für den elektronischen Schnitt eine Phasenservoschaltung bei der Steuerung eines Drehmagnetkopfes, der beim Aufzeichnen und/oder Wiedergeben eines Fernsehsignals benutzt wird, mit einem Impulsgenerator zum Erzeugen eines Impulssignals synchron zur Drehphase des Drehmagnetkopfes und einer Generatorschaltung zum Erzeugen eines Steuersignals, das zum Steuern der Drehphase des Drehmagnetkopfes verwendet wird, wobei das Steuersignal einen Parameter besitzt, der abhängig von der Phasendifferenz zwischen dem Impulssignal und dem Synchronsignal des aufzu­ zeichnenden Fernsehsignals moduliert ist, bekannt, bei der eine Detektorschaltung zum Erfassen der Phasendifferenz zwischen dem Synchronsignal des aufzuzeichnenden Fernseh­ signals und dem Synchronsignal des wiedergegebenen Fern­ sehsignals vorgesehen ist und bei der eine Modulations­ schaltung zum Modulieren des Parameters des Steuersignals abhängig vom Ausgangssignal der Phasendifferenz-Detek­ torschaltung vorgesehen ist. Diese bekannte Phasenservo­ schaltung sieht eine analoge Verarbeitung vor, und das dazu erforderliche System benutzt eine lineare Schaltung mit einem Phasenjustierer.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Phasenservoschaltung gemäß dem Oberbegriff des Patentan­ spruchs 1 zu schaffen, die eine digitale Signalverarbeitung gestattet, so daß eine zuverlässige, gegenüber Toleranz- und Temperatureinflüssen weitgehend unempfindliche Betriebsweise ermöglicht ist.

Die erfindungsgemäße Lösung dieser Aufgabe ist im kenn­ zeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 angegeben.

Besondere Ausführungsarten der Erfindung sind den Unteran­ sprüchen zu entnehmen.

Die vorgeschlagene Phasenservoschaltung dient zum Steuern eines Drehmagnetkopfes, der bei dem Aufzeichnen und/oder Wiedergeben eines Fernsehsignals benutzt wird. Die Phasen­ servoschaltung enthält einen Impulsgenerator zum Erzeugen eines Impulssignals, das zur Drehphase des Drehmagnetkopfes synchron ist. Außerdem ist eine Schaltung vorgesehen, um ein Steuersignal zu erzeugen, das zum Steuern der Drehphase des Drehmagnetkopfes verwendet wird, wobei das Steuersignal eine Impulsbreite besitzt, die abhängig von der Phasendifferenz zwischen dem Impulssignal und dem ersten Synchronsignal des aufzuzeichnenden Fernsehsignals moduliert ist. Eine weitere Schaltung ist vorgesehen, um die Phasendifferenz zwischen dem ersten Synchronsignal und dem zweiten Synchronsignal des wiedergegebenen Fernsehsignals zu erfassen. Die Impulsbreite des Steuersignals wird abhängig vom Ausgangssignal der Pha­ sendifferenz-Detektorschaltung moduliert. Jeder Phasenwin­ kel des ersten und des zweiten Synchronsignals wird auf einem Magnetband miteinander in Übereinstimmung gebracht, um das Bandedieren durchzuführen.

Die Erfindung wird anhand der in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1A und 1B Darstellungen von aufgezeichneten Spurverläufen auf einem Magnetband zur Erläuterung der Vorge­ hensweise beim Zusammensetz-Edieren und beim Ein­ füg-Edieren,

Fig. 2A und 2B Darstellungen, die aufgezeichnete Synchron­ signale auf dem Band wiedergeben, wobei die Synchronsignale eine Phasendifferenz vor bzw. nach dem Edierpunkt besitzen,

Fig. 3 ein Blockschaltbild eines Drehkopf-Trommelservosystems in einem Videobandgerät, bei dem die Erfindung verwendbar ist,

Fig. 4 ein Schaltbild einer Phasenservoschaltung gemäß der Erfindung,

Fig. 5 bis 9 Signalverläufe zur Erläuterung der Betriebsweise der Phasenservoschaltung gemäß Fig. 4,

Fig. 10 eine Darstellung des Vorgangs der Phaseneinstellung zwischen dem wiedergegebenen Synchronsignals und dem aufzuzeich­ nenden Synchronsignals,

Fig. 11 teilweise ein Schaltbild einer Weiterbildung der Phasenservoschaltung gemäß Fig. 4,

Fig. 12 Signalverläufe zum Erläutern der Arbeitsweise der Schaltung gemäß Fig. 11.

Die Fig. 1 und 2 wurden bereits erläutert.

Fig. 3 zeigt ein Drehtrommel-Servosystem eines VTR, bei dem die Erfindung anwendbar ist. Wie in Fig. 3 dargestellt, werden auf einer (nicht dargestellten) Drehtrommel befestigte Magnetköpfe 3 A und 3 B angetrieben und mittels eines Trommelmotors 2 gedreht zur Bildung von Spuren unter einem vorgegebenen Winkel auf einem Magnet­ band 1 zum Aufzeichnen oder Wiedergeben von Videosignalen darauf bzw. davon. Die Rotationswelle (nicht dargestellt) des Trommelmotors 2 ist mit einem Frequenzgenerator 4 verbunden, dessen Ausgangs­ signal einer Geschwindigkeitsservoschaltung bzw. Drehzahlservo­ schaltung 5 zugeführt wird, wobei Drehzahlfehlersignale auf der Grundlage von Bezugssignalen REF gebildet werden. Die Drehzahl­ fehlersignale werden über einen Addierer 6 einem Ansteuerverstärker 7 zugeführt, dessen Ausgangssignal die Drehzahl des Trommelmotors 2 steuert.

Die Drehphase der Magnetköpfe 3 A und 3 B wird mittels eines Impulsgeneratorkopfes 8 erfaßt, dessen Ausgangssignale PG, oder PG-Signale, einer Phasenservoschaltung 9 zugeführt werden, der ein Vertikalsynchronsignal REC-VD während des Aufzeichnens und eines externen Bezugssynchronsignals (V-sync) X-VD zugeführt wird, wobei ein wiedergegebenes Steuersignal CTL oder dergleichen während der Wiedergabe zugeführt wird. Bei dem Edieren von Bändern wie bei der Einfüg-Betriebsart oder der Zusammensetz-Betriebsart, wird das Vertikalsynchronsignal REC-VD des aufzuzeichnenden Video­ signals der Phasenservoschaltung 9 zum Durchführen einer Phasen­ einstellung bezüglich dem aufgezeichneten Signal zugeführt. Das Phasenfehlersignal von der Phasenservoschaltung 9 wird zum Dreh­ zahlfehlersignal in dem Addierer 6 addiert und dann über den An­ steuerverstärker 7 dem Trommelmotor 2 zugeführt.

Fig. 4 zeigt ein Schaltbild der Phasenservoschaltung 9 gemäß Fig. 3, bei der die Erfindung angewendet ist. Fig. 5 zeigt Signal­ verläufe zur Wiedergabe eines "Treffers" oder einer Einstellung, die durch diese Phasenservoschaltung zu erreichen ist. Die Fig. 6 bis 9 zeigen Signalverläufe für die Erläuterung jedes Teils der Fig. 4.

Wie in Fig. 5 dargestellt, ist es Zweck der Phasenservoschaltung 9, die Differenz zwischen dem Ausgangssignal PG des PG-Kopfes 8 (Fig. 5A)und einem vorgegebenen Bezugssynchronsignal REF (Fig. 5B) auf einer konstanten Phasendifferenz Φ zu halten. Dieses Be­ zugssynchronsignal kann das Vertikalsynchronsignal des aufge­ zeichneten Videosignals zum Zeitpunkt des Aufzeichens oder kann das externe Bezugssynchronsignal das wiedergegebene Ver­ tikalsynchronsignal oder dergleichen zur Zeit der Wiedergabe sein.

In Fig. 4 ist eine Phasendifferenz-Detektorschaltung 10 innerhalb eines mit Strichlinien gekennzeichneten Blocks wiedergegeben. Der andere Teil ist eine Edierphasen-Kompen­ sationsschaltung zum Einstellen der Aufzeichnungssynchron­ phase zum Zeitpunkt des Bandedierens. Die Phasendifferenz- Detektorschaltung 10 erfaßt eine Phasendifferenz zwischen dem PG-Signal gemäß Fig. 5A und dem Bezugssynchronsignal ge­ mäß Fig. 5B durch Zählen von Taktimpulsen vorgegebener Fre­ quenz, wodurch eine vorgegebene Periode eines lagemodulierten Impulses gemäß dem Zählergebnis abgegeben wird. Ein monostabiler Multivibrator 13 gemäß Fig. 4 ist mit einem PG-Impuls PGH (Fig. 6A) mit 30 Hz versorgt, das von dem Ausgangssignal PG des PG-Kopfes abgeleitet ist. Daher wird ein Signal PGHDL vorgegebener Impuls­ breite, wie in Fig. 6B dargestellt, von dem Ausgang des monostabilen Multivibrators 13 abgegeben und setzt ein Flipflop 14. Andererseits wird, wenn die Phasenservoschaltung in der Aufzeichnungsbetriebs­ art arbeitet, ein Vertikalsynchronsignal REC-VD (Fig. 6C) des auf­ zuzeichnenden Videosignals einem Verzögerungszähler 15 als Bezugs­ synchronsignal zugeführt. Der Verzögerungszähler 15 kann Taktimpulse TF 6 vorgegebener Frequenz von einer Taktsignalschaltung 16 in der vorgegebenen Anzahl von Taktimpulsen zählen, so daß ein Signal VDL (Fig. 6D) mit fester Zeitverzögerung vom Ausgang des Verzögerungs­ zählers 15 erhalten wird. Dieses Signal VDL setzt das Flipflop 14 (FF) zurück.

Ein Signal DPEB gemäß Fig. 6E wird vom Q-Ausgang des Flipflops 14 abgeleitet. Die Impulsbreite dieses Signals gibt eine Phasendifferenz zwischen dem PG-Impuls PGH und dem aufgezeichneten Vertikalsynchronsignal wieder. Der Verzögerungszähler 15 ist vorgesehen, um den Zählbetrieb und den Aufbau eines Phasenerfassungszählers zu vereinfachen, wie das weiter unten erläutert wird. Das Ausgangssignal des Flipflops 14 wird einem UND-Glied G 1 als Strobe-Signal zugeführt. Während das Strobe-Signal auf hohem Pegel ist, tritt der Taktimpuls TF 6 durch das UND-Glied G 1. Das Ausgangssignal des UND-Glieds G 1 wird über ein ODER-Glied G 2 einem Takteingang CK eines Phasenerfassungszählers 17 zugeführt, der beispielsweise ein 512-Zähler sein kann. Wenn die Impulsbreite eines Impulses DPEB, der die Phasendifferenz Φ zwischen den Phasen einer Trommeldrehung und des Aufzeichnungssynchronsignals wiedergibt, auf dem Wert eines bestimmten Standards liegt, ist das Taktsignal TF 6 um 256 Impulse weitergezählt, wie das in Fig. 6F mit einer dicken Linie dargestellt ist, und wird erreicht, daß das Ausgangssignal DPC dessen höchstwertigen Bit MSB auf hohen Pegel ansteigt, wie gemäß Fig. 6F, unmittelbar beim Anhalten des Zählers.

Der Phasenerfassungszähler 17 speichert die gezählte Anzahl, die der obigen Phasendifferenz Φ entspricht. Wenn der PG-Impuls verzögert ist, wie gemäß der Strichlinie in Fig. 6A, beträgt der Zählwert des Zählers 17 (256-x), wobei x veränderlich ist, und wird das MSB-Ausgangssignal weiter auf niedrigem Pegel bei Beendigung des Zählens gehalten, wie in Fig. 6F′ dargestellt. Wenn andererseits der PG-Impuls voreilt, wie gemäß der Strichpunktlinie in Fig. 6A, beträgt der Zählwert des Zählers 17 (256+x), wobei x veränderlich ist, und steigt das MSB-Ausgangssignal auf hohen Pegel bei einem Zustand an, bei dem der Zählwert 256 ist, wobei die Impulse durch die Variable x weitergezählt werden.

Die vom Zähler 17 erfaßten Phasendifferenzdaten werden gelesen und zu einem Pufferzähler 18 übertragen. Das Datenlesen kann durch Zuführen des Ausgangssignals DPEB des Flipflops 14 zum Setzeingang eines Flipflops 19 erreicht werden. Mit der Rückflanke des Setz-Eingangssignals wird das Flipflop 19 gesetzt, wie in Fig. 6G dargestellt. Da das Q-Ausgangssignal des Flipflops 19 dem Setzeingang eines Flipflops 20 zugeführt wird, wird das Flipflop 20 zur Zeitsteuerung eines Taktsignals TF 12 (Fig. 6H) gesetzt, das dem Flipflop 20 zugeführt wird, wie in Fig. 6I dargestellt. Wenn das Q-Ausgangssignal D-TRS des Flipflops 20 dem Rücksetzeingang der Flipflops 20 und 19 zugeführt wird, wird das Flipflop 19 rückgesetzt und wird das Flipflop 20 rückgesetzt nach einem Takt, wie in Fig. 6I dargestellt. Daher wird ein Signal D-TRS einer Impulsbreite für eine Periode des Taktsignals TF 12 von dem Flipflop 20 erhalten.

Das Taktsignal TF 12 wird durch eine Taktsignalschaltung 16 gebildet, wobei dessen eine Periode oder Bereich, bei dem das Signal D-TRS auf hohem Pegel ist, der Länge von 512 Taktimpulsen TF 6 entspricht.

Wenn das Ausgangssignal D-TRS (Datenübertragungsimpuls) des Flipflops 20 einem UND-Glied G 3 als ein Strobe-Impuls zugeführt wird, wird der Taktimpuls CP von der Taktsignalschaltung 16 einem Takteingang des Phasendetektorzählers 17 über Glieder G 3 und G 2 zugeführt. Als Ergebnis nimmt der Zähler 17 wieder das Wiederzählen auf wie gemäß einer dicken Linie in Fig. 6F und erhöht einen Zählwert auf der Grundlage des gespeicherten Zählwerts (Phasendifferenzdaten). Folglich fällt das MSB-Ausgangssignal DPC des Zählers 17 bei dem Zählerstand 512 auf niedrigen Pegel ab, wie in Fig. 6F dargestellt. Die Lage der Rückflanke wird abhängig von den zuvor gezählten Phasendifferenzdaten bestimmt, wie in den Fig. 6F, 6F′ bzw. 6F′′ dargestellt. Daher wird eine Information über die Phasendifferenz Φ zwischen dem PG-Impuls und dem Aufzeichnungssynchronsignal erhalten mit durchgeführter Lagemodulation als Lagedaten von den Rückflanken des Ausgangssignals des Zählers 17.

Das Ausgangssignal des Zählers 17 wird über ein UND-Glied G 4 einem Rücksetzeingang des Pufferzählers 18 zugeführt. Der Pufferzähler 18 ist ein 512-Zähler und zählt Taktimpulse CP von der Taktsignalschaltung 16. Folglich ist das MSB-Ausgangssignal CP des Zählers 18 ein Impulssignal einer vorgegebenen Periode derart, daß es auf hohem Pegel mit einem Zählwert 256 ansteigt und auf niedrigen Pegel bei dem Zählwert 512 zurückkehrt, wie in Fig. 6J dargestellt.

Wenn der Pufferzähler 18 durch das Ausgangssignal des Zählers 17 rückgesetzt wird, ändert sich die Umlaufphase oder Null-Zähl-Phase des Zählers 18 abhängig von den Phasendifferenzdaten des Phasendetektorzählers 17. Daher werden die Lagedaten (Fig. 6F, 6F′ oder 6F′′) der Rückflanken des Ausgangssignals des Zählers 17 zum Zähler 18 übertragen, wie in den Fig. 6J, 6J′ bzw. 6J′′ dargestellt.

Weil das Ausgangssignal BC des Zählers 18 den Setzeingang eines Flipflops 23 zugeführt wird, setzt die Rückflanke des Ausgangssignals BC das Flipflop 23 wie in Fig. 6K dargestellt. Wenn das Phasenservosystem gemäß Fig. 4 in der üblichen Aufzeichnungsbetriebsart betrieben wird, wird der Rücksetzeingang des Flipflops 23 mit einem Bezugzeitdauersignal versorgt, wie beispielsweise Taktsignal TF 12, wie gemäß Fig. 6H.

Folglich erzeugt der Ausgang des Flipflops 23 ein impulsbreitenmoduliertes Signal DPPWM (Fig. 6K, 6K′ oder 6K′′) abhängig von der Phasendifferenz Φ zwischen dem PG-Impuls PGH und dem Aufzeichnungssynchronsignal REC-VD. Das Zeitsteuersignal TF 12 kann von einem Phasenfehlerkompensationszähler 24 (PEC-Zähler) erhalten werden, wie das weiter unten erläutert wird. Daher kann das Zeitsteuersignal TF 12 mit fester Phase und Periode am Ausgang des Zählers 24 erzeugt werden durch Rücksetzen des Zählers 24 mit einem vorgegebenen Zeitsteuersignal zu dem Zeitpunkt, zu dem das VTR in die Aufzeichnungsbetriebsart umgeschaltet wird.

Das impulsbreitenmodulierte Signal wird zur Umsetzung in einen Analogpegel über ein Tiefpaßfilter (nicht dargestellt) invertiert und wird dann zum Ausgangssignal der Drehzahlservoschaltung 5 im Addierer 6 addiert, wie in Fig. 3 dargestellt. Folglich ist, wenn der PG-Impuls gegenüber einer gewünschten Phase verzögert ist, wie das durch eine Strichlinie in Fig. 6A dargestellt ist, die Lage für die Rückflanke in ähnlicher Weise verzögert, wie in Fig. 6F dargestellt, wodurch auch die Rücksetzzeitsteuerung des Pufferzählers 18 verzögert wird, wie in Fig. 6J dargestellt. Folglich wird die Setzzeitsteuerung des Flipflops 23 ebenso verzögert, wie in Fig. 6K′ dargestellt, wodurch eine effektive Impulsbreite (Niederpegelabschnitt) des impulsbreitenmodulierten Signals DPPWM erstreckt oder gedehnt wird. Als Folge sinkt die Phasenfehlerspannung am Ausgang der Phasenservoschaltung 9 gemäß Fig. 3 und wird der Trommelmotor 2 beschleunigt. Umgekehrt eilt, wenn der PG-Impuls voreilend ist, wie gemäß der Strichpunktlinie in Fig. 6A, die Lage der Rückflanke des Ausgangssignals DPC des Zählers 17 vor, wie in Fig. 6F′′ dargestellt, wodurch die Rücksetzzeitsteuerung des Pufferzählers 18 voreilend gemacht wird, wie in Fig. 6J′′ dargestellt. Daher kommt die Setzzeitsteuerung des Flipflops 23 früher und wird die effektive Impulsbreite des Ausgangssignals des impulsbreitenmodulierten Signals verkürzt, wodurch der Motor 2 verlangsamt bzw. gebremst wird.

Wie erwähnt, ist die Phase des PG-Impulses bezüglich dem Aufzeichnungs-Vertikalsynchronsignals REC-VD, d. h., der Drehphase des Magnetbandes auf einen gesetzten Wert festgelegt, wodurch ein aufzuzeichnendes Videosignal in einer richtigen Lage in jeder Spur auf einem Band festgelegt wird. Andererseits wird bei der Wiedergabe, beispielsweise, bei der eine Nachführservosteuerung mittels eines Capstan durchgeführt wird, ein externes Vertikalsynchronsignal X-VD, das von einer Bezugsfrequenzquelle, beispielsweise der Taktsignalschaltung 16 gemäß Fig. 4, als das Bezugssignal für die Phasenservosteuerung der Trommel erhältlich ist, der Phasendifferenz-Detektorschaltung 10 als Bezugssignal REF zugeführt. Und die Phasenservoschaltung 9 arbeitet zum Fixieren des PG-Impulses und des Bezugssignals REF auf eine vorgegebene Phasendifferenz, wie in Fig. 5A und 5B dargestellt, in der gleichen Weise, wie zur Zeit des Aufzeichnens.

Bei der Aufbereitungs- oder Edier-Betriebsart wird das aufzuzeichnende Vertikalsynchronsignal REC-VD der Phasendifferenz-Detektorschaltung 10 gemäß Fig. 4 während der Edier-Betriebsart wie während der Aufzeichnungs-Betriebsart zugeführt, da hier das Trommelservosystem in der Aufzeichnungs-Betriebsart arbeitet. Vor dem Erreichen des Edierpunkts wird eine Phasendifferenz zwischen dem Vertikalsynchronsignal REC-VD des aufzuzeichnenden Videosignals B und des wiedergegebenen Vertikalsynchronsignals PB-VD des aufgezeichneten Videosignals (das A-Videosignal gemäß Fig. 1) erfaßt und wird dann die Drehphase des Drehkopfes geändert, damit die Phasendifferenz eine Null-Differenz wird. Daher wird die Phasendifferenz zwischen dem REC-VD und dem PG-Impuls um ΔΦ gegenüber einem festen Φ verändert, wodurch die Phasen von REC-VD und PB-VD (Fig. 5D) eingestellt werden. Die Phaseneinstellung kann durch Einstellen des Rücksetzsignals des Flipflops 23 gemäß Fig. 4 durchgeführt werden.

Die Betriebsweise der Edierphasen-Kompensationsschaltung 11 gemäß Fig. 4 wird im folgenden mit Bezug auf die Signalverläufe gemäß den Fig. 7 bis 9 näher erläutert.

Gemäß Fig. 4 kann der Phasenfehlerkompensationszähler, im folgenden PEC-Zähler 24, ein 10-Bit-Zähler sein. Der Ausgang dieses PEC-Zählers 24 gibt ein Ausgangssignal PEC (Fig. 6L) mit der gleichen Periode wie das Ausgangssignal des Pufferzählers 18 (Fig. 6J) ab, der Phasenservodaten in Form von dessen umlaufenden Phase speichert. Da dieses Ausgangssignal über eine Verknüpfungsschaltung dem Rücksetzeingang des Flipflops 23 zur Bildung des impulsbreitenmodulierten Signals DPPWM führt wird, wird die Rücksetzzeitsteuerung des Flipflops 23 gemäß der Umlaufphase des PEC-Zählers 24 verändert, die wiederum gemäß der Phasendifferenz zwischen REC-VD und PB-VD geändert wird, durch Einstellen der Anzahl der Eingangstaktimpulse zum PEC-Zähler 24.

Wie in Fig. 7 dargestellt, wird ein Signal REC-VD (Fig. 7B), das um eine feste Zeit t gegenüber dem Vertikalsynchronsignal REC-VD Fig. (7A) des aufzuzeichnenden Videosignals B verzögert ist, in einer (nicht dargestellten) Verzögerungsschaltung gebildet. Ein Signal PB-VD′ (Fig. 7E), das um die gleiche Zeit t gegenüber dem Vertikalsynchronsignal PB-VD (Fig. 7D) in dem wiedergegebenen Videosignal A verzögert ist, wird ebenfalls in einer ähnlichen (nicht dargestellten Verzögerungsschaltung gebildet. Die Phasenkompensationsschaltung arbeitet, um die Phasen dieser Signale REC-VD′ und PB-VD′ in Übereinstimmung zu bringen.

Das Signal REC-VD′ wird einem Löscheingang eines Flipflops 25 zugeführt. Weil ein vorgegebenes Zeitsteuersignal CG 2 einem Trigger-Eingang des Flipflops 25 zugeführt wird, wird ein Signal WID vorgegebener Impulsbreite (niedriger Pegel) wie gemäß Fig. 7C von dem -Ausgang des Flipflops 25 erhalten. Dieses Signal WID ist ein Signal zum Erfassen der Übereinstimmung der Phase des wiedergegebenen Signals PB-VD und ist so bestimmt, daß sein Schwanken bei der Entfernung einer derartigen Übereinstimmung ausgelöst wird, durch Vorsehen einer vorgegebenen Breite B (blinde Zone). Das Signal WID zum Erfassen der Übereinstimmung wird dem Dateneingang eines Flipflops 26 zugeführt. Ein Abtastimpuls DLPBVD (Fig. 7F), der um die Hälfte einer Zeitperiode entsprechend der Breite des Signals WID von einer Rückflanke des wiedergegebenen Signals PB-VD′ verzögert ist, wird gebildet und wird dem Takteingang des Flipflops 26 zugeführt. Daher kann der Signalpegel des die Übereinstimmung erfassenden Signals WID an der Rückflanke des Abtastimpulses durch das Flipflop 26 gelesen werden.

Wenn die Vorderflanke des gleichen Impulses DLPBVD innerhalb der Impulsbreite D des die Phasenübereinstimmung erfassenden Signals angeordnet ist, wird das Flipflop 26 rückgesetzt zur Ausgabe eines Signals MODFY mit Pegel "0". Wenn die Phase des Signals PB-VD′ voreilt oder nacheilt gegenüber der Phase des Signals REC-VD′, liegt die Vorderflanke des Abtastimpulses außerhalb der Impulsbreite D des die Phasenübereinstimmung erfassenden Signals. Das Flipflop 26 wird zur Ausgabe eines Signals MODFY mit Pegel "1" gesetzt. Das Befehlssignal MODFY = 1 gibt einen Zustand wieder, der eine Phasenänderung erfordert.

Der Abtastimpuls DLPBVD wird auch einem Takteingang eines Flipflops 27 zugeführt. Ein Dateneingang D des Flipflops 27 ist mit einem Signal VG 12 versorgt, vergl. Fig. 7G, das auf hohem Pegel vor dem Signal REC-VD′ (Fig. 7B) ist, und das auf niedrigen Pegel übergeht, nach dem Signal REC-VD′. Das Flipflop 12 wird gesetzt oder rückgesetzt mit der Vorderflanke des Abtastimpulses DLPBVD abhängig von den Pegeln des Signals VG 12 zur Ausgabe eines Signals DIRE an dessen Q-Ausgangsanschluß. Der Pegel des Signals DIRE zeigt den Phasenvoreil- oder Phasennacheil-Zustand des Signals PB-VD′ gegenüber dem Signal REC-VD′ an.

Wenn der Abtastimpuls DLPBVD eine Phasenvoreilbeziehung wie gemäß Fig. 7F′ zeigt, erhält das Signal DIRE, ein die Phasenkompensationseinrichtung anzeigendes Signal, den Pegel "1", wodurch die Phasenänderung in der durch den Pfeil in Fig. 7F′ dargestellten Richtung durchgeführt wird. Im Gegensatz dazu geht, wenn der Abtastimpuls DLPBVD eine Phasennacheilbeziehung wie gemäß Fig. 7F′′ wiedergibt, das Signal DIRE zum Pegel "0" über, wodurch die Phasenänderung in der durch einen Pfeil in Fig. 7F′′ dargestellten Richtung durchgeführt wird.

Das Ausmaß der Phasenänderung, die in jedem einzelnen Schritt durchgeführt wird, wird auf zwei Wegen in Übereinstimmung mit der Phasendifferenz bezüglich des die Phasenübereinstimmung erfassenden Bereiches geändert zum Verkürzen der Phasenänderungszeit. Ein kleiner Änderungsschritt wird in der Nähe außerhalb des Bereiches D gewählt und ein großer Änderungsschritt wird in dem Phasenbereich weit außerhalb des Bereiches D gewählt.

Für die Schrittweitensteuerung wird das Phasenänderungsbefehlssignal MODFY am Ausgang des Flipflops 27 einem T-Flipflop 28 zugeführt, in dem Durchtrittszeiten der Abtastimpulse DLPBVD durch den Phasenübereinstimmungs-Erfassungsbereich D gezählt werden. Das Ausgangssignal des Flipflops 28 wird über eine Differenzierschaltung 30 einem Setzeingang eines Flipflops 29 zugeführt, der zum Einschaltzeitpunkt des VTR rückgesetzt worden ist. Wenn weniger als zwei Durchgänge auftreten, bleibt das Flipflop 29 im Rücksetzzustand. Das -Ausgangssignal "1" des Flipflops 29 gibt ein UND-Glied G 5 frei zum Durchführen von Taktimpulsen CP 3 (Fig. 8A) relativ niedriger Frequenz oder langer Impulsperiode 3. Die Taktimpulse CP 3 werden einer Impulszahlsteuerschaltung 31 über ein ODER-Glied G 7 zugeführt, wodurch die Phase des Signals PB-VD bezüglich dem Signal REC-VD in großen Schritten verändert wird, wie das durch die Phasenpunkte P 1, P 2 . . . in Fig. 10 dargestellt ist.

Wenn der Phasenveränderungsweg gemäß Fig. 10 umschaltet, derart, daß der zweite Durchtritt durch den Phasenübereinstimmungs-Erfassungsbereich D, der als schraffierter Abschnitt dargestellt ist, auftritt, geht das Q-Ausgangssignal des Flipflops 28 auf niedrigen Pegel über, was einen negativ werdenden Differentialimpuls am Ausgang der Differenzierschaltung 80 zur Folge hat. Der Differentialimpuls setzt das Fig. 29. Das Q-Ausgangssignal "1" des Flipflops 29 gibt ein UND-Glied G 6 zum Hindurchführen von Taktimpulsen CP 2 (Fig. 9A) einer Frequenz, die das vierfache der des Taktsignals CP 3 ist, frei. Das Taktsignal CP 2 wird der Impulszahlsteuerschaltung 31 über ein ODER-Glied G 7 zugeführt, wodurch die Phase des Signals PB-VD in kleinen Schrittbreiten verändert wird, die um das vierfache kleiner sind als die ersteren Größen.

Bei dieser Schrittweitensteuerung wird, wenn das Taktsignal CP 3 gewählt ist, das -Ausgangssignal "1" des Flipflops 29 einem UND-Glied G 8 zugeführt zum Wählen eines Ausgangssignals PEC 8 und dem PEC-Zähler 24, und wird, wenn der Taktimpuls CP 2 gewählt ist, das Q-Ausgangssignal 1" des Flipflops 29 einem UND-Glied G 9 zugeführt zum Wählen eines anderen Ausgangssignals PEC 10 des PEC-Zählers 24, das um zwei Bit (2 = 4) über dem Ausgangssignal PEC 8 liegt. Die Periode des Ausgangssignals PEC-OUT (Fig. 6L) des PEC-Zählers 24 unterliegt daher nie einer Änderung unabhängig davon, ob das Taktsignal CP 3 oder das Taktsignal CP 2 zur Zählung in dem PEC-Zähler 24 gewählt sind.

Die Durchtrittszeiten bzw. Durchtrittszahlen durch den Phasenübereinstimmungs-Erfassungsbereich D gemäß Fig. 10 können in anderer Weise erfaßt werden durch Zählen der Anzahl der Umschaltungen des Pegels des Phasenkompensationsrichtungs-Anzeigesignals DIRE, das die Anzahl der Umkehrpunkte P 4 . . . gemäß Fig. 10 wiedergibt. In anderer Weise kann eine weitere Zone, die durch eine vorgegebene Impulsbreite gebildet ist, an beiden Außenseiten des Phasenübereinstimmungs-Erfassungsbereiches D vorgesehen sein. Die Phasenänderungsschrittweite kann verkürzt werden, wenn der Phasenfehler innerhalb dieser Zone enthalten ist, und die Schrittweite kann vergrößert werden, wenn der Phasenfehler außerhalb der Zone ist.

Taktimpulse PECCP, die die Taktsignale CP 3 oder CP 2 von dem Ausgang des ODER-Glieds G 7 enthalten, werden einem Takteingangsanschluß eines D-Flipflops 32 zugesetzt. Ein weiterer Eingang D des Flipflops 32 ist mit dem erwähnten Datenübertragungssignal D-TRS gemäß Fig. 6I, 8B und 9B versorgt. Das Flipflop 32 verzögert das Signal D-TRS um eine Impulsperiode des Taktsignals PECCP zur Ausgabe eines verzögerten negativ werdenden Impulses, an dessen -Ausgangsanschluß. Das -Ausgangssignal des Flipflops 32 wird einem UND-Glied 10 zusammen mit dem ursprünglichen Signal D-TRS zugeführt. Daher wird ein Impuls ONECLK mit einer Impulsperiode des Taktsignals PECCP am Ausgang des UND-Glieds 10 erhalten, wie in Fig. 8C und 9C dargestellt. Dieser "eine Taktimpuls "ONECLK wird einem UND-Glied G 11 in der Impulszahlsteuerschaltung 31 zugeführt. Dieser "eine Taktimpuls" kann jedesmal gebildet werden, wenn das Signal D-TRS erzeugt wird, d. h., einmal pro Umdrehung der Drehkopftrommel.

Den anderen Eingängen des UND-Gliedes G 11 werden das Phasenkompensationsrichtungs-Anzeigesignal DIRE und das Phasenänderungs- Befehlssignal MODFY und ein Ausgangsimpuls (Fig. 8D und Fig. 9D) eines Frequenzvervielfachers 33 zugeführt, der die Frequenz des Taktsignals CP 3 oder CP 2 verdoppelt. Wenn das Signal MODFY "1" und das Signal DIRE "1" sind, werden, wenn die Flanke des Abtast-Impulses DLPBVD in einer Phasenbeziehung gemäß Fig. 7F′ positioniert ist, zwei Taktimpulse (Fig. 8D) innerhalb der Periode des "einen Taktimpulses" ONECLK (Fig. 8C) einem ODER-Glied G 12 über das UND-Glied G 11 zugeführt. Gleichzeitig dazu wird der "eine Taktimpuls" ONECLK durch einen Inverter 34 invertiert und dann einem UND-Glied 14 über ein ODER-Glied 13 zugeführt, wodurch Taktimpulse CP 3 durch das UND-Glied G 14 zur Zufuhr zum ODER-Glied G 12 während der Niederpegelperiode des "einen Taktimpulses" ONECLK hindurchtreten.

Als Ergebnis werden Taktimpulse gemäß Fig. 8E am Ausgang des ODER-Glieds G 12 erhalten, die einem Takteingangsanschluß des PEC-Zählers 24 zugeführt werden. Daher zählt der Zähler 24 die Impulse zusätzlich um einen Impuls pro Umdrehung der Kopftrommel, so daß die Phase des Ausgangssignals PEC 8 des Zählers 24 um eine Impulsperiode voreilend gemacht wird, wie in Fig. 6L′ dargestellt. Das Ausgangssignal PEC 8 wird dem Rücksetzeingang des Flipflops 23 als Phaseneinstellimpuls PEC-OUT über das UND-Glied G 8 und das ODER-Glied G 15 zugeführt. Als Ergebnis wird die effektive Impulsbreite des impulsbreitenmodulierten Signals DPPWM am Ausgang des Flipflops 23 erweitert zum sanften oder geringfügigen Erhöhen der Versorgungsspannung zum Trommelmotor 2. Folglich wird der PG-Impuls voreilend gemacht oder wird der Abtastimpuls DLPBVD, der von dem wiedergegebenen Synchronsignal erzeugt ist, in der durch den Pfeil in Fig. 7F′ dargestellten Richtung gegenüber dem PG-Impuls verschoben. Die Phase des Signals DLPBVD wird wie durch die Punkte P 1, P 2 . . . in Fig. 10 dargestellt, bei jeder Drehung der Kopftrommel geändert.

Wenn der Abtastimpuls DLPBVD zur Phase bzw. zum Punkt P 4 gemäß Fig. 10 durch den Phasenübereinstimmungs-Erfassungsbereich D verschoben wird, wodurch sich die Phasenbeziehung gemäß Fig. 7F′′ ergibt, wird das Phasenkompensationseinrichtungs- Anzeigesignal DIRE zu "0" zum Sperren des UND-Glieds G 11. Daher wird nur der invertierte "eine Taktimpuls" ONECLK dem UND-Glied G 14 vom Inverter 34 über das ODER-Glied G 13 zugeführt, so daß die Taktimpulse, bei denen ein Impuls unterdrückt ist, wie gemäß Fig. 8F, von dem UND-Glied G 14 zum PEC-Zähler 24 über das ODER-Glied G 12 zugeführt werden. Als Ergebnis wird die Phase des Ausgangssignals PEC 8 des Zählers 24 um eine Impulsperiode verzögert, wie in Fig. 6L′′ dargestellt, wodurch die effektive Impulsbreite (niedriger Pegel) des impulsbreiten­ modulierten Signals DPPWM am Ausgang des Flipflop 23 ver­ ringert wird. Die Versorgungsspannung zum Trommelmotor 2 wird etwa verringert zur Verzögerung der Phase des PG- Impulses. Daher wird der Abtastimpuls DLPBVD in einer durch den Pfeil in Fig. 7F′′ dargestellten Richtung gegen­ über dem PG-Impuls verschoben.

Wenn die Phase des Abtastimpulses durch den Phasenüber­ einstimmungs-Erfassungsbereich D hindurchtritt und zu einem Punkt P 5 gemäß Fig. 10 verschoben wird, geht das Phasenkompen­ sationsrichtungs-Anzeigesignal DIRE von "0" auf "1" über. Gleichzeitig wird der zweite Durchtritt des Abtastimpulses durch den Bereich D erfaßt. Zum Wählen des Taktsignals CP 2 mit der viefachen Frequenz des Taktsignals CP 3. Dann werden der Takt­ impuls CP 2 (Fig. 9E) einschließlich eines zusätzlichen Impulses dem PEC-Zähler 24 von der Impulszahlsteuerschaltung 31 auf dem gleichen bereits erläuterten Weg zugeführt. Daher wird die Phase des Abtastimpulses in kleinen Schritten verschoben, wie das durch Punkte P 5, P 6, P 7 . . . in Fig. 10 dargestellt ist. Andererseits kann die Phase des Abtastimpulses in kleinen Schritten von dem Punkt P 4 in Richtung des Phasenübereinstimmungs- Erfassungsbereiches D verschoben werden. Auf diese Weise können Taktimpulse CP 2, in denen ein Impuls unterdrückt ist ("ver­ dünnt"), pro Umdrehung der Drehkopftrommel wie in Fig. 9F darge­ stellt, dem Zähler 24 zugeführt werden.

Wenn die Vorderflanke des Abtastimpulses DLPBVD in den Bereich D weiterschreitet, geht das Phasenänderungssteuer­ signal MODFY an Q-Ausgang des Flipflops 26 von "1" auf "0" über. Währenddessen wird das -Ausgangssignal des Flipflop 26 zum ODER-Glied G 13 der Taktzahlsteuerschaltung 31 geführt, um kontinuierlich Taktimpulse CP 2 hindurchzuführen. Die Taktimpulse CP 2 werden dem Zähler 24 über die Verknüpfungsglieder G 14 und G 12 zugeführt, so daß der Phasenwinkel des Ausgangs­ signals PEC 10 in einem konstanten Zustand gehalten wird, nachdem die Phasenübereinstimmung erreicht wird.

In der gleichen Weise wird die Rücksetzphase R (Rückflanke) des impulsbreitenmodulierten Signals DPPWM verändert, wie das durch eine Strichlinie in Fig. 5E dargestellt ist, um die Phasen­ übereinstimmung zwischen dem aufzuzeichnenden Vertikalsynchron­ signal REC-VD (Fig. 5C) und dem wiedergegebenen Vertikalsynchron­ signal PB-CD (Fig. 5D) herzustellen. Dadurch wird eine Vor-Phase ΔΦ zur Phasendifferenz Φ zwischen dem PG-Impuls (Fig. 5A) und dem Signal REC-VD (Fig. 5C) hinzugefügt.

Wenn die Impulsbreite des impulsbreitenmodulierten Signals DPPWM wie gemäß Fig. 5E verändert wird, arbeitet die Phasen­ differenz-Detektorschaltung 10 zum Ändern der Setzphase S (Vorderflanke) des Signals DPPWM zum zurückführen deren Impuls­ breite in einen abgeglichen Zustand, wie daß durch Strichpunkt­ linien in Fig. 5E dargestellt ist. Im stabilen Zustand dieses Phasenservosystems, bei dem die Phasensteuerung des Drehkopfs erreicht ist, wird die Phasenbeziehung zwischen dem PPG-Impuls und dem Signal REC-VD ständig gehalten oder verriegelt mit einer Beziehung zur Phasendifferenz Φ + ΔΦ.

Bei der erläuterten Edler-Phasenkompensation sollte die Rücksetz-Phase R des impulsbreitenmodulierten Signals in einem vorgegebenen zulässigen variablen Bereich gehalten werden, weil die Möglichkeit besteht, daß die Rücksetzphase R so stark verändert wird, daß sie in die Setzphase S übergibt, wenn keine Einschränkung bezüglich des Phasenänderungs- oder -einstellbereiches vorliegt. Wenn dieser unerwünschte Zustand auftritt, wird das Phasenservosystem gestört und dreht sich die Drehphase des Kopfes um einen vollen Kreis, während der Edier-Phasenkompensation. Dies ist in erheblichem Maße uner­ wünscht. Aus diesem Grund wird der zulässige variable Phasen­ bereich zur Phasenkompensation innerhalb eines Bereiches eingeschränkt, der zwischen zwei Strichpunktlinien in den Fig. 6L, 6L′ und 6L′′ definiert ist.

Gemäß Fig. 4 wird der Phaseninstellimpuls PEC-OUT, der am Ausgang des ODER-Glied G 15 erhalten wird, dem Takteingangsan­ schluß der D-Flipflops 37 und 38 zugeführt. Zeitsteuerimpulse T 1 und T 2 gemäß Fig. 6M bzw. 6N werden in der Taktsignalschaltung 16 gebildet. Diese Impulse T 1 und T 2 un deren invertierte Impulse und werden UND-Gliedern G 16 und G 17, die jeweils Zonen K und J gemäß Fig. 6N wiedergeben, die unmittelbar beider­ seits des eingeschränkten Bereichs angeordnet sind, werden den D-Eingangsanschlüssen der Flipflops 37 und 38 zugeführt. Daher wird, wenn die Zone J mit einer negativ werdenden Flanke des Signals PEC-OUT abgetastet wird, das Flipflop 37 gesetzt. Das Ausgangssignal SJ des Flipflop 37 wird einem Direkt-Setzanschluß S des Flipflops 27 zugeführt zum zwangsweisen Setzen des Flip­ flops 27, was einen "0" - "1"-Übergang des Ausgangssignals DIRE zur Folge hat, was die Phasenkompensationsrichtung anzeigt. Da­ durch wird die Änderungsrichtung der Rückflanke des Phasenein­ stellimpulses PEC-OUT in der durch einen Pfeil in Fig. 6N darge­ stellten Richtung umgeschaltet.

In gleicher Weise wird, wenn die andere Zone K abgetastet wird, das Flipflop 38 zum Erzeugen eines Ausgangssignals SK gesetzt, das zwangsweise das Flipflop 27 rücksetzt. Dann wird die Änderungsrichtung des Impulses PEC-OUT in der Richtung des anderen Teils in Fig. 6N umgeschaltet.

In der Zusammensetz-Edierart arbeitet vor Eintreffen an dem Zusammensetzpunkt auf dem Band das edierende VTR in der Wiedergabebetriebsart mit arbeitender Capstan­ servosteuerung zur Nachführung, während die Phasenüber­ einstimmung zwischen aufzuzeichnendem Signal und wieder­ gegebenem Signal erreicht wird. Nach dem Zusammensetz-Punkt auf dem Band, wird die eingestellte Phasenbeziehung so, wie sie ist, gehalten und geht das edierende VTR in ihre Auf­ zeichnungs-Betriebsart über.

Bei dem Einfüg-Edieren wird vor dem Eintreffen an dem Einfüg-Punkt auf dem Band die Nachführservosteuerung bei dem Betrieb der Wiedergabebetriebsart durchgeführt, ähnlich wie es erläutert ist. Während der Wiedergabebetriebsart wird die Phaseneinstellung zwischen dem aufzuzeichnenden Signal und dem wiedergegebenen Signal erreicht. Nach dem Einfüg-Punkt auf dem Band wird die Nachführservosteuerung auf der Grundlage des wiedergegebenen Steuersignals CLT forgesetzt, während der Phasenwinkel des Drehkopfs konstant gehalten wird oder verriegelt wird in dem Zustand, der durch die Edier-Phasen­ kompensationsschaltung 11 eingestellt ist. Unter dieser Be­ dingung wird nur die Aufzeichnungsschaltung in dem edierenden VTR in die Aufzeichnungsbetriebsart umgeschaltet.

Wenn das edierende VTR aus der Edier-Betriebsart in die normale Wiedergabebetriebsart umgeschaltet wird, müssen Phasenkompensationsdaten, die in dem PEC-Zähler 24 gespeichert sind, gelöscht werden, um die Vor-Phase ΔΦ zu löschen, die für die Phasenbeziehung zwischen dem PG-Impuls und dem Signal REC-VD vorgesehen ist.

Fig. 11 zeigt nun ein Teil-Block-Schaltbild einer Weiterbil­ dung des Ausführungsbeispiels der Erfindung. Die Fig. 12A bis 12F geben zeitabhängig Signalverläufe wieder, die die Arbeits­ weise der Schaltung gemäß Fig. 11 zeigen. In Fig. 11 weisen gleiche Teile gleiche Bezugszeichen wie in Fig. 4 auf, wobei andere (Fig. 4) gemeinsame Teile nicht dargestellt sind, um die Zeichnung zu vereinfachen.

Bei dieser Weiterbildung wird eine feste Verzögerungs­ zeit (Fig. 6B) durch den monostabilen Multivibrator 13 abhängig von der Phasendifferenz zwischem dem Signal REC-VD und dem Sig­ nal PB-VD gesteuert, wodurch eine Kompensationskomponente ΔΦ zum eingestellten Wert Φ zwischen dem Phasenwinkel des PG-Im­ pulses und dem Signal REC-VD, wie in Fig. 5 dargestellt, hin­ zugefügt wird. Wie in Fig. 11 wiedergegeben, wird der PG-Impuls (Fig. 12A) einem monostabilen Mulitvibrator 39 (MM) zuge­ führt zur Einstellung der Signalzeitsteuerung, wodurch ein verzögertes Signal gemäß Fig. 12B am Ausgang auftritt. Das Ausgangssignal des monostabilen Multivibrators 39 wird zu einem Flipflop 41 und einer Differenzierschaltung 40 zum Setzen des Flipflops 41 geführt. Ein Q-Ausgangssignal des Flipflops 41 geht auf hohen Pegel über, wie in Fig. 12C dargestellt. Das Ausgangs­ signal des Flipflops 41 wird einem UND-Glied G 18 als Strobe-Impuls zugeführt zum Hindurchführen der Taktimpulse PECCP von dem Aus­ gang des ODER-Glieds G 7 gemäß Fig. 4 zu einer Taktzahlsteuer­ schaltung 31 die den gleichen Aufbau wie die gemäß Fig. 4 besitzt.

Der Taktzahlsteuerschaltung 31 werden das Datenkompensations­ richtungs-Anzeigesignal DIRE, die Phasenänderungsbefehlssignale MODFY und , jeweils wie gemäß Fig. 4 gezeigt, geführt. Takt­ impulse, die eine gesteuerte Anzahl an Impulsen abhängig von der Phasendifferenz enthalten, werden in der Steuerschaltung 31 erzeugt. Die gesteuerten Taktimpulse werden dem PEC-Zähler 24 zugeführt, der einen Zählbetrieb durchführt, wie er durch die dünne Linie in Fig. 12D dargestellt ist. Wenn der Zähler 24 eine vorgegebene Anzahl von Taktimpulsen zählt, geht das Ausgangssignal PEC 10 oder PEC 8 auf niedrigen Pegel über, wie in Fig. 12D dargestellt.

Das Ausgangssignal PEC 10 oder PEC 8 wird durch das UND-Glied G 9 oder das UND-Glied G 15 gewählt und als Rücksetzimpuls dem Flipflop 4 über ein ODER-Glied G 15 zugeführt. Daher wird das Flipflop 14 rückgesetzt und fällt das Q-Ausgangssignal auf niedrigen Pegel, wie das in Fig. 12D dargestellt. Dadurch wird das Flipflop 14, das die gleiche Funktion wie dasjenige in Fig. 4 besitzt, gesetzt. Da das Flipflop 14 durch das aufzu­ zeichnende Vertikalsynchronsignal REC-VD rückgesetzt wird, wird ein Signal DPEB gemäß Fig. 12E am Q-Ausgang des Flipflop 14 er­ halten. Die Impulsbreite des Signals DPEB gibt die Phasendifferenz zwischem dem PG-Impuls und dem Signals REC-VD wieder, wie das zu­ vor in Fig. 6E erläutert worden ist. Die Phasendifferenzdaten werden durch Messen der Impulsbreite von DPEB erhalten. Der PG-Impuls und das Aufzeichnungs-Synchronsignal REC-VD werden in einer festen Phasendifferenzbeziehung Φ abhängig von den Phasendifferenzdaten gesetzt.

In ähnlicher Weise wie bei der Arbeitsweise gemäß Fig. 4A wird die Anzahl der Taktimpulse erhöht oder verringert um einen Impuls pro Umdrehung der Drehkopftrommel, um eine Über­ einstimmung der Phasenbeziehung zwischem dem Aufzeichnungs- Synchronsignals REC-VD und dem Wiedergabe-Synchronsignals PB-VD zu erreichen. Daher wird die Vorderflanke des Q-Ausgangssignals des Flipflops 14 perioisch schrittweise geändert, wie das durch einen Pfeil in Fig. 12E dargestellt ist. Als Ergebnis wird eine Vor-Komponente ΔΦ zur Phasendifferenz zwischen dem PG-Impuls und dem Signal REC-VD addiert, sodaß die Phasendifferenz zwischen den Signalen RED-VD und PB-VD bis auf Null verringert wird.

Gemäß der vorstehend erläuterten Erfindung wird ein steuerndes Impulssignal zum Steuern der Drehmagnetköpfe durch Impulsbreitenmodulation verändert, damit eine vor­ gegebene Phasenbeziehung zwischen einem Impulssignal (PG- Impuls), das die Drehphase des Drehmagnetkopfes wieder­ gibt, und einem Synchronsignal (REC-VD) des aufzuzeichnenden Videosignals erreicht wird. Weiter wird beim Edieren (Auf­ bereiten) des Bandes der PG-Impuls durch Impulsbreitenmodu­ lation verändert in Übereinstimmung mit der Phasendifferenz zwischen dem Synchronsignal (PB-VD) des wiedergegebenen Video­ signals und dem Synchronsignal (REC-VD) des aufzuzeichnenden Videosignals. Deshalb können das Zusammensetz- oder Einfüg- Edieren des Bandes in einem Zustand durchgeführt werden, bei dem der Phasenwinkel es Synchronsignals des aufzuzeichnenden Videosignals mit demjenigen des vor und nach dem Edierpunkt aufgezeichneten Videosignals übereinstimmt. Dadurch tritt, wenn das edierte Band abgespielt wird, keine plötzliche Vertikal­ verschiebung oder Fehlsynchronisation des wiedergegebenen Bil­ des auf. Ein wiedergegebenes Bild hoher Qualität kann dadurch erhalten werden.

Claims (11)

1. Phasenservoschaltung bei der Steuerung eines Drehmagnetkopfes der beim Aufzeichnen und/oder Wiedergeben eines Fernsehsignals verwendet wird, mit

• - einem Impulsgenerator zum Erzeugen eines Impulssignals synchron zur Drehphase des Drehmagnetkopfs und
• - einer Generatorschaltung zum Erzeugen eines Steuersignals, das zum Steuern der Drehphase des Drehmagnetkopfs verwendet wird, wobei das Steuersignal eine Impulsbreite besitzt, die abhängig von der Phasendifferenz zwischen dem Impulssignal und dem ersten Synchronsignal des aufzuzeichnenden Fernsehsignals moduliert ist,

gekennzeichnet durch

• - eine Detektorschaltung (25, 25) zum Erfassen der Phasendifferenz zwischen dem ersten Synchronsignal (REC-VD) und dem zweiten Synchronsignal (PB-VD) des wiedergegebenen Fernsehsignals,
• - eine Modulationsschaltung (31, 24) zum Modulieren der Impulsbreite des Steuersignals abhängig vom Ausgangssignal der Phasendifferenz-Detektorschaltung (25, 26), und dadurch,
• - daß die Steuersignal-Generatorschaltung (10, 23) ein erstes Flipflop (23) enthält, das durch ein der Phasen­ differenz entsprechendes Signal (BC) setzbar und durch ein Bezugssignal (PEC-OUT) rücksetzbar ist, und die Modulationsschaltung (31, 24) einen Zähler (24) zum Zählen eines Taktsignals mit einer ersten Frequenz zum Erzeugen des Bezugssignals aufweist, der seine Umlaufphase gemäß dem Ausgangssignal der Phasendifferenz- Detektorschaltung ändert.

2. Phasenservoschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Modulationsschaltung desweiteren eine Steuerschaltung (31) zum Steuern der Impulszahl des Taktsignals während einer vorgegebenen Dauer abhängig vom Ausgangssignal der Phasendifferenz- Detektorschaltung (25, 26) aufweist.

3. Phasenservoschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenservoschaltung- Detektorschaltung eine Generatorschaltung (25) zum Erzeugen eines Fenstersignals (WID) auf der Grundlage des ersten Synchronsignals (REC-VD) und eine Vergleichsschaltung (26) zum Vergleichen des Fenstersignals und des zweiten Synchronsignals (PB-VD) zum Erzeugen eines Änderungssignals, wenn das zweite Synchronsignal außerhalb der Breite des Fenstersignals ist, enthält.

4. Phasenservoschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Fenstersignal-Generator­ schaltung ein zweites Flipflop (25) aufweist, das das erste Synchronsignal (REC-VD) empfängt, und daß die Vergleicherschaltung ein drittes D-Flipflop (26) enthält, dessen D-Anschluß das Fenstersignal (WID) empfängt und dessen Taktanschluß das zweite Synchronsignal (PB-VD) empfängt.

5. Phasenservoschaltung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasendifferenz- Detektorschaltung desweiteren eine Lagedektorschaltung (27) zum Erfassen der Lage des zweiten Synchronsignals (PB-VD) gegenüber dem Fenstersignal (WID) enthält, wobei die Lagedetektorschaltung eine Art eines Ausgangssignals (DIRE) erzeugt, wenn das zweite Synchronsignal dem Fenster­ signal voreilt, und eine andere Art eines Ausgangssignals erzeugt, wenn das zweite Signal dem Fenstersignal nacheilt.

6. Phasenservoschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Lagedetektorschaltung desweiteren eine Verriegelungsschaltung (37, 38) zum zwangsweise Verriegeln des Ausgangssignals (DIRE) der Lagedetektorschaltung (27) in den einen Zustand bzw. zur einen Art enthält, wenn das Bezugssignal (PEC-OUT) eine erste Grenze (J) überschreitet, und in den anderen Zustand bzw. zur anderen Art, wenn das Bezugssignal eine zweite Grenze (K) erreicht.

7. Phasenservoschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Lagedetetektorschaltung ein viertes D-Flipflop (27) enthält, dessen D-Anschluß ein Richtungssignal und dessen Taktanschluß das zweite Synchronsignal (PB-VD) zugeführt sind, wobei das Richtungssignal (DIRE) den einen Zustand vor dem Fenstersignal (WID) und den anderen Zustand nach dem Fenstersignal aufweist.

8. Phasenservoschaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß das vierte Flipflop (27) einen Setz- und einen Rücksetzanschluß aufweist, die mit der Verriegelungsschaltung (37, 38) derart verbunden sind, daß das vierte Flipflop (27) den einen Zustand über der ersten Grenze (J) und den anderen Zustand über der zweiten Grenze (K) zeigt.

9. Phasenservoschaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (31) einen Frequenzverdoppler (33) zum Verdoppeln der Anzahl der Impulse aufweist, die während der vorgegebenen Dauer zuzuführen sind, sowie Verknüpfungsschaltungen (G 11, G 12) zum Zuführen der Impulse von dem Frequenzverdoppler (33) zum Zähler (24) während der vorgegebenen Dauer während eines Zustands des vierten Flipflop (27) und zum dort Zuführen eines Impulses in der vorgegebenen Dauer während eines anderen Zustands des vierten Flipflop (27) enthält.

10. Phasenservoschaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Modulationsschaltung desweiteren eine Schaltung (28, 30, 29, G 5, G 6, G 7) zum Ändern des Taktsignals enthält.