DE3018238A1

DE3018238A1 - Echoausgleicher mit hochpassfilter

Info

Publication number: DE3018238A1
Application number: DE19803018238
Authority: DE
Inventors: Petrus Josephus Van Gerwen; Wilfred Andre Maria Snijders; Nicolaas Alphonsus M Verhoeckx
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1979-05-14
Filing date: 1980-05-13
Publication date: 1980-11-20
Also published as: IT8021965A0; SE446241B; FR2457042B1; SE8003539L; US4362909A; NL7903759A; DE3018238C2; CA1152595A; GB2050127A; IT1130590B; FR2457042A1; JPS55153435A; AU537041B2; AU5833180A; GB2050127B; JPH0139257B2

Description

Vl Philipe G!c:':z^p-Th': ::!■-;?., Eindhuvsr.

PHN 9448 * Q, 3.5.1980

Echoausgleicher mit Hochpassfilter 3018238

A. Hintergrund der Erfindung
A.(1) Gebiet der Erfindung

Die Erfindung bezieht sich, auf einen Echoausgleicher, insbesondere zum Gebrauch in einem Datenmodem für simultane Zweirichtungsübertragung von Datensignalen über Zweidrahtverbindungen.
A.(2) Beschreibung des Standes der Technik

Moderne Übertragungssysteme bestehen meistens aus einer Kombination von Zwei- und Vierdrahtverbindungen. Vierdrahtverbindungen bestehen aus zwei Einrichtungs— strecken, und zwar aus einer Einrichtungssendestrecke und einer Einrichtungsempfangsstrecke. Eine Zweidrahtverbindung wird durch eine Zweirichtungsstrecke gebildet, über die gleichzeitig in entgegengesetzten Richtungen Signale in ein und demselben Frequenzband übertragen werden können. Diese unterschiedlichen Strecken werden mit Hilfe eines hybriden Kopplungsnetzwerkes (Gabelschaltung) aneinander angeschlossen1

Bekanntlich wird ein hybrides Kopplungsnetzwerk durch eine Viertorschaltung gebildet. Ein erstes Tor, das sogenannte Sendetor, ist mit der Einrichtungssendestrecke verbunden, ein zweites Tor, das sogenannte Empfangstor, ist mit der Einrichtungsempfangsstrecke verbunden, ein drittes Tor, das sogenannte Kabeltor, ist mit der Zweirichtungsstrecke verbunden und an das vierte Tor, das sogenannte Balancetor ist ein Balancenetzwerk angeschlossen. Dieses Balancenetzwerk dient dazu, das Kopplungsnetzwerk an die Kabelimpedanz anzupassen. Bei einwandfreier Einstellung dieses Balancenetzwerkes wird ein Signal in der Sendestrecke an dem Kabeltor erscheinen, nicht aber in der Empfangsstrecke. Fird dagegen über die Zweirichtungsstrecke ein Signal dem Kabeltor zugeführt, so wird dieses Signal in der Empfangsstrecke erscheinen, nicht aber in der Sende-

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strecke. 3 018 2 3ο

¥eil jede Zweirichtungsstrecke eine oder mehrere Diskontinuitäten aufweist, an denen ein Signal reflektiert werden kann, kann in der Empfangsstrecke eine reflektierte Ausführung des Signals auftreten, das in der Sendestrecke auftritt.

Durch die abweichenden Kabellängen und Kabeltypen ist die Kabelimpedanz meistens nicht genau bekannt, so dass das Balancenetzwerk niemals einwandfrei eingestellt werden kann. Dies führt dazu, dass ein Teil des Signals, das in der Sendestrecke auftritt, auch über das Kopplungsnetzwerk in die Empfangsstrecke gelangt.

Die auf die obenstehend genannte Weise in der Empfangsstrecke auftretenden Teile des Signals, das in der Sendestrecke vorhanden ist, werden üblicherweise als Echosignal bezeichnet.

Derartige Echosignale beeinträchtigen besonders die Qualität des Signals in der Empfangsstrecke. Um diese Qualität zu verbessern, sind Schaltungsanordnungen entworfen worden, um die Echosignale auszuschalten oder wenigstens ihren Einfluss weitgehend zu verringern. Derartige Schaltungsanordnungen sind als Echoausgleicher bekannt.

Wie aus dem Bezugsmaterial 1, 2 und 3 aus Abschnitt D hervorgeht, enthält ein Echoausgleicher meistens: - eine einstellbare Signalverarbeitungsanordnung, die mit der Einrichtungssendestrecke gekoppelt ist,

- einen Differenzerzeuger, der mit der Einrichtungsempfangsstrecke verbunden ist zum Erzeugen eines Restsignals, das die Differenz zwischen dem Signal in der Empfangsstrecke und dem Signal, das von der Signalverarbeitungsanordnung geliefert wird, angibt,

- eine Einstellanordnung, die auf Steuersignale zum Einstellen der Signalverarbeitungsanordnung reagiert,

- einen Steuersignalgenerator zum Erzeugen der genannten Steuersignale, der auf das genannte Restsignal reagiert.

Durch die Signalverarbeitungsanordnung wird ausgehend von einem Signal, das in der Sendestrecke auftritt,

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ein synthetisches Echosignal erzeugt, das in der Form dem zu erwartenden Echosignal möglichst entspricht. Das Ausmass an Übereinstimmung zwischen dem synthetischen Echosignal und dem wirklichen Echosignal wird durch die Einstellung der SignalVerarbeitungsanordnung bestimmt, wobei die Einstellung durch die Einstellanordnung durchgeführt wird. Diese Einstellanordnung, der das Ausgangssignal des Steuersignalgenerators zugeführt wird, ist derart aufgebaut, dass sie aus dem Restsignal ein Signal ableitet, das ein Mass ist für das nicht unterdrückte Echosignal, das in dem Rest— signal vorhanden ist, das sogenannte Restecho, und mit Hilfe dieses Signals auf iterative ¥eise die Signalverarbeitungsanordnung derart einstellt, dass ein minimaler ¥ert des mittleren quadratischen Wertes des Restechos erhalten wird.

Yie in dem Bezugsmaterial 1, 2 und 3 weiterhin noch angegeben wird, wird der Steuersignalgenerator meistens durch einen Analog-Digital-Wandler gebildet, dem das Restsignal zugeführt wird und der dieses Restsignal in ein digitales Signal umwandelt. Für diese Umwandlung wird das Restsignal zunächst mit einer geeignet gewählten Abtastfrequenz abgetastet. Falls dieser Echoausgleicher in einem Datenmodem verwendet wird, der zum Übertragen und Empfangen von Datensignalen eingerichtet ist, die durch eine Folge von Datensymbolen gebildet werden, die mit einer Symbolgeschwindigkeit l/T auftreten, kann die Abtastfrequenz ebenfalls gleich 1/T gewählt werden (siehe Bezugsmaterial 1 ).

Die Signalverarbeitungs anordnung wird Vorzugs-» weise durch ein nichtrekursives Digitalfilter gebildet,

3D dessen Filterkoeffizienten durch die Einsteilanordnung bestimmt werden (siehe Bezugsmaterial 1 und 3)·

Die Einstellanordnung enthält ihrerseits einen digitalen Korrelator, der mit einer Multiplizieranordnung sowie einem Akkumulator versehen ist. Dieser Multiplizieranordnung werden das Eingangssignal des Signalverarbeitungsanordnung und das Steuersignal zugeführt. Das Ausgangssignal dieser Multiplizieranordnung wird dem Akkumulator zugeführt. Der Inhalt dieses Akkumulators bildet nun den gewünschten

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Filterkoeffizienten, der mit der Symbolgeschwindigkeit l/T nicht destruktiv ausgelesen wird,

Obschon diese, bekannten Ach.oausgleich.er befriedigend funktionieren, stellte es sich heraus, dass die Qualitat des Restsignals noch weitgehend erhöht werden kann, und zwar dadurch, dass die Signalverarbeitungsanordnung als interpolierendes Digitalfilter (siehe Bezugsmaterial k und 5) mit einem Interpolationsfaktor M ausgebildet wird. Meistens wird M eine ganze positive Zahl darstellen. Die Folge davon ist, dass auch die Abtastimpulse, die dem Analog-Digital-Wandler zugeführt werden, mit einer Frequenz M/T auftreten müssen.

B. Zusammenfassung der Erfindung

Die Erfindung hat nun zur Aufgabe, auf einfache Weise eine weitere Verbesserung der Qualität des Restsignals zu verwirklichen.

Nach der Erfindung ist dazu in dem Steuersignalgenerator in Reihe mit dem Analog-Digital-Wandler ein Hochpassfilter vorgesehen.

Die Erfindung stammt aus Untersuchungen, bei denen die Anmelderin festgestellt hat, dass die Qualität des Restsignals nicht konstant war, sondern momentan sehr stark abnehmen konnte. Aus weiteren Untersuchungen konnte festgestellt werden, dass diese Qualitätsverringerung mit der Tatsache zusammenhing, dass in dem Datensignal in der Einrichtungssendestrecke lange Reihen von Datensymbolen auftreten können, die alle von ein und derselben Art sind (beispielsweise alle "1").

Eine derartige Reihe gleicher Datensymbole wirkt als Gleichstromsignal. Dieses Gleichstromsignal ist nun mit jedem anderen Gleichstromsignal, das an dem Ausgang des Steuersignalgenerators auftritt, korreliert. Letztgenanntes Gleichstromsignal wird beispielsweise durch Drifterscheinungen und Offset in dem Echoausgleicher und in Peripheriegeräten verursacht. Es stellt sich nun heraus, dass diese Gleichstromsignale eine grosse Änderung des Inhaltes des Akkumulators in dem Korrelator verursachen und folglich eine Änderung des Wertes des Filterkoeffizienten,■

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ohne dass das Echosignal dies erfordert. Dadurch nimmt der ¥ert des Restechos stark zu.

C. Kurze Beschreibung der Figuren

Fig. 1 zeigt auf schematische Weise einen Teil eines Datenübertragungssystems,

Fig. 2 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer- einstellbaren Signalverarbeitungsanordnung und einer Einstellanordnung,

Fig. 3 zeigt detailliert ein Ausführungsbeispiel einer Korrelatorschaltung zum Gebrauch in der Einstellanordnung nach Fig. 2,

Fig. h zeigt einige Frequenzspektren zur Erläuterung der Wikrungsweise des in Fig. 1 dargestellten Übertragungssystem^,

Fig. 5 zeigt eine Abwandlung des in Fig. 1 dargestellten Übertragungssystems,

Fig. 6 zeigt einige Frequenzspektren zur Erläuterung der Wirkungsweise des in Fig. 5 dargestellten Übertragung«systems,

Fig. 7 zeigt auf schematische Weise einen Ein-

. gangskreis der Signalverarbeitungsanordnung, wenn die Abtastfrequenz des Restsignals M-mal höher ist als die Symbolfrequenz.

D. Bezugsmaterial

1. Anordnung zur simultanen Zweirichtungsdatenübertragung über Zweidrahtverbindungen; DE-OS 27 2? 242.

2. An adaptive echo canceller in a nonideal environment (nonlinear or time variant); E.J; Thomas; The Bell Systems Technical Journal, Vol.50, Nr. 8, Oktober 1971; Seiten 2779-2795, insbesondere Fig. 1 auf Seite 2781.

3. Echo canceller with adaptive transversal filter utilizing pseudo-logarithmic coding; O.A. Horna; Comsat Technical Review, Vol.7, Nr. 2, Fall 1977; Seiten 393-428.

4. A passband data-driven echo canceller for fullduplex transmission on two-wire circuits; S.B. Weinstein; IEEE Transactions on Communications, Vol. COM-25, Nr. 7_f JuIi 1977; Seiten 654-666. "

5. Digitaler Echoausgleicher für einen Modem für

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Datenübertragung mit Hilfe von Modulation eines Trägers; DE-OS 28 01 375.

6. A new digital echo canceller for two-wire full-

duplex data transmission; K₀H. Müller; IEEE Transactions on Communications, Vol. COM-24, Nr. 9, September 1976, Seiten 956-962.

7· Anordnung zum Umwandeln diskreter Signale in

ein diskretes Einseitenband-Frequenzmultiplexsignal und umgekehrt; DE-OS 28 11 576.
8. Digitalfilter; DE-AS Zh 03 233.

9· Parallel realizations of digital interpolation

filters for increasing the sampling rate; H. Urkowitz; IEEE Transactions on Circuits and Systems, Vol. CAS-22, Nr. 2, Februar 1975, Seiten 146-15k.

10. Nine digital filters for decimation and interpolation; D.J. Goodman, M.J. Carey; IEEE Transactions on Acoustics, Speech, and Signal Processing; Vol. ASSP-25, Nr. 2, April 1977, Seiten 121-126. E. Beschreibung der Ausführungsbeispiele E. (1) Der Aufbau

In Fig. 1 ist auf blockschematische Weise ein Teil eines Datenübertragungssystems dargestellt. Dieses System besteht aus einer Einrichtungssendestrecke 1, einer Einrichtungsempfangsstrecke 2 sowie aus einer Zweirichtungsstrecke 3« Diese unterschiedlichen Strecken sind mit Hilfe eines hybriden Kopplungsnetzwerkes h aneinander angeschlossen, und an dieses Kopplungsnetzwerk ist ausserdem ein Balancenetzwerk 5 angeschlossen, um die Impedanz dieses Kopplungsnetzwerkes an die der Zweirichtungsstrecke anzupassen.

In dem dargestellten Übertragungssystem ist die Sendestrecke 1 mit einem Tiefpassfilter 6 versehen. An den Eingang dieser Sendestrecke ist eine Datenquelle 7 angeschlossen, die Datensymbole a(k) liefert. Die Grosse k stellt darin die Rangnummer des Datensymbols dar. Diese Datensymbole treten mit einer Frequenz 1/T auf. Dazu wird dieser Datenquelle ein Taktimpulssignal zugeführt, und zwar über einen Taktimpulssignaleingang 8. Die Impulswieder-

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holungsfrequenz dieses Taktimpulssignals 1st ebenfalls 1/Τ.

Die Einrichtungsempfangsstrecke 2 ist in dem

dargestellten Ausführungsbeispiel mit einem Tiefpassfilter und einem Impulsregenerator 10 versehen. An dem Ausgang des Tiefpassfilters 9 tritt ein Signal s(t) auf, das eine gefilterte analoge Ausführung eines Datensignals darstellt j das aus den Datensymbolen b(k) besteht, die von einer fernliegenden Datenquelle über die Zweirichtungsstrecke 3 zu dem Kopplungsnetzwerk 4 übertragen worden sind, das diese

ig Datensymbole der Einrichtungsempfangsstrecke 2 zuführt. Es wird vorausgesetzt, dass diese Datensymbole ebenfalls mit einer Frequenz 1/T auftreten. Der Impulsregenerator 10 wird deswegen von einem Taktimpulssignal gesteuert, dessen Impulswiederholungsfrequenz gleich l/T ist. An dem Ausgang des Impulsregenerators 10 werden nun die mit dieser Frequenz l/T auftretenden Datensymbole b(k) erhalten.

Das Taktimpulssignal, das dem Taktimpulsregene— rator 10 zugeführt wird, wird von dem Taktimpulsextraktionskreis 11 erzeugt, der mit der Empfangsstrecke 2 gekoppelt

2Q ist und auf herkömmliche Feise dieses Taktimpulssignal aus den Signalen ableitet, die in dieser Empfangsstrecke 2 auf— treten. Wird dieses Taktimpulssignal zugleich dem Taktimpulssignaleingang 8 der Datenquelle zugeführt, so heist das dargestellte übertragungssystem "homoehron". Wird jedoch das Taktimpulssignal, das dem Taktimpulssignaleingang 8 der Datenquelle 7 zugeführt wird, von einem einzelnen Taktimpulssignalgenerator erzeugt, so heisst das übertragungssystem "plesiocfaron".

Weil in der Praxis die Impedanz der Zweirichtungs-

3Q strecke 3 nicht genau bekannt ist, bildet das Balancenetzwerk keinen einwandfreien Abschluss des Kopplungsnetzwerkes 4. Dies führt zu einem unmittelbaren Weglecken von der Sendestrecke 1 zu der Empfangsstrecke 2 über dieses Kopplungsnetzwerk h und-zu Signalreflexionen. Weiterhin führen Impedanzdiskontinuitäten in der Zweirichtungsstrecke 3 ebenfalls zu Signalreflexionen. Die beiden Effekte führen dazu, dass Echos des Ausgangssignals des Tiefpassfilters 6 in der Empfangsstrecke 2 erscheinen. Diese Echosignale, die-

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an dem Ausgang des Tiefpassfilters 9 auftreten, werden mit e(t) bezeichnet.

Um den störenden Einfluss dieser Echosignale möglichst auszuschalten, ist das Übertragungssystem, das in Fig. 1 dargestellt ist, mit einem Echoausgleicher 12 versehen, der mit einer einstellbaren Signalverarbeitungsanordnung 13 versehen ist, die mit der Einrichtungssendestrecke 1 verbunden ist. Diese Signalverarbeitungsanordnung 13 kann auf herkömmliche Weise als Digitalfilter mit ein— stellbaren Filterkoeffizienten aufgebaut werden, vorzugsweise als nicht-rekursives Digitalfilter (siehe beispielsweise Bezugsmaterial 4 und 6). Diese Signalverarbeitungsanordnung 13 liefert ein synthetisches Echosignal e(i) in digitaler Form, das von einem Digital-Analog-Wandler 14 in ein zeitkontinuierliches und amplitudendiskretes Signal §(t) umgewandelt wird und das seinerseits von einem analogen Tiefpassfilter 15 in ein zeitkontinuierliches und ampli— tudenkontinuierliches Signal e(t), auch als analoges Signal bezeichnet, umgewandelt wird. Dieses analoge synthetische Echosignal e(t) wird einem Kombinierkreis 16 zugeführt und von den Signalen in der Empfangs strecke 2 subtrahiert. An dem Ausgang des Kombinierkreises 16 erscheint nun ein Restsignal r(t) = s(t) + e(t) - e(t), das ein Restecho e(t)-e(t) enthält, dessen Amplitude sehr klein ist. Dieses Rest— signal wird dem Impulsregenerator 10 zugeführt.

Zum Einstellen der Signalverarbeitungsanordnung 13 ist daran eine Einstellanordnung 17 angeschlossen, der ein Steuersignal in digitaler Form, das von einem Steuersignalgenerator 18 herrührt, zugeführt wird. Im Abschnitt E 2) ist ein möglicher Aufbau der Signalverarbeitungsanordnung und der Einstellanordnung näher beschrieben. Der Steuersignalgenerator 18 ist mit einem

Hochpassfilter 19 versehen, dem das Restsignal r(t) zugeführt wird und das ein analoges Ausgangssignal ?(t) liefert, Dieses Signal r(t) wird einer Abtastanordnung 20 zugeführt, die,Abtastwerte r(i) von f(t) liefert. Dabei ist i die Rangnummer des Abtastwertes. Die auf diese Weise erhaltenen Abtastwerte werden einem Analog-Digital-Wandler 21 zugeführt^

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der jeweils einen Abtastwert f(i) in eine Zahl r(i) im Basis-2-Kode umwandelt. Diese Zahlen r(i) bilden das digitale Steuersignal, das der Einstellanordnung 17 zugeführt wird.

· Die Abtastanordnung 20 wird von Abtastimpulsen

gesteuert, die mit Hilfe eines Frequenzmultiplizierers 22 aus den Taktimpulsen abgeleitet werden, die der Datenquelle 7 zugeführt werden. Dieser Multiplizierer 22 hat einen Multiplikationsfaktor M, so dass die Abtastimpulse mit einer Frequenz M/T auftreten. Nachstehend wird vorausgesetzt, dass M eine ganze Zahl oder gleich eins ist. E. (2) Signal verarbeitung- und Einstellanordnung

Ein Ausführungsbeispiel einer Signalverarbeitungsanordnung 13 zum Gebrauch in dem Echoausgleicher 12 ist in Fig. 2 dargestellt. Diese SignalVerarbeitungsanordnung ist mit einem Schieberegister 2"} versehen, dem Datensymbole zugeführt werden, die hier mit a"(i) bezeichnet sind. Dieses Schieberegister 23 enthält N Schieberegisterelemente ²3(o), 23(1)... 23(N-I),"die je eine Verzögerungszeit T?' aufweisen. Nachstehend wird das Schieberegisterelement mit •der Rangnummer q durch 23(q) bezeichnet, wobei folglich q gleich, einer Zahl der Menge 0, 1, 2, ... N-T ist. Dieses Schieberegisterelement 23 (q) liefert die Datensymbole a (i), die einer Multiplizieranordnung 24(q) eines Systems von N Multiplizieranordnungen 24(θ), 24(i), ... 2.4(N-i) zugeführt werden. Dieser Multiplizieranordnung 24(q) wird zugleich ein Koeffizient c (i) einer Menge von N Koeffizienten c (i), C₁(I), ... c_{N 1}(i) zugeführt. Diese Koeffizienten werden"von'der Einstellanordnung 17 erzeugt. Die N Produkte, die simultan von den N Multiplizieranordnungen 24(q) geliefert werden, werden in einer Addieranordnung 25 addiert, und die Summe dieser N Produkte wird an dem Ausgang dieser Addieranordnung in Form eines synthetischen Echosignalabtastwertes §(i) verfügbar.

Wie bereits erwähnt, werden die Koeffizienten c (i) von· der Einstellanordnung 17 erzeugt. Diese ist dazu mit N Korrelatorschaltungen 26(θ), 26(i), ...-26(N-T) versehen, wobei die Korrelatorschaltung mit der Rangnummer q '

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mit 26(q) bezeichnet wird. Der Korrelatorschaltung 26(q) wird das digitale Ausgangssignal r(i) des Analog-Digital-Wandlers 21 zugeführt, sowie das Ausgangssignal a (i) des Schieberegisterelementes 23(q).

In Fig. 3 ist detailliert ein Ausführungsbeispiel der Korrelatorschaltung 26(q) dargestellt. Diese Korrelatorschaltung ist mit einem Multiplizierer 27 versehen, dem das digitale Ausgangssignal r(i) des Analog-Digital-¥andlers zugeführt wird sowie die Datensymbole a (i).

Das auf diese Weise erhaltene Produkt wird in einem zweiten Multiplizierer 28 mit einem Faktor <A multipliziert, der in seinem Absolutwert viel kleiner ist als eins, zum Erzeugen eines Produktes, das mit Δ c (i) bezeichnet wird und den Betrag angibt, um den c (i) geändert werden muss, um das Restecho e(t) - e(t) zu verringern. Diese Zahlen Ac (i) werden einem Akkumulator 29 zugeführt, der auf bekannte Weise durch einen Addierer 30 und eine Verzögerungsanordnung 31 mit einer Verzögerungszeit U gebildet wird. Der Akkumulator liefert infolge der ihm zugeführten Zahl Λ c (i) den Koeffizienten c (i + i), der gleich c (i) + >4c (i)

Wird nun insbesondere vorausgesetzt, dass c (θ)

= O ist, so gilt:

i
(1) c (i+1) = > <A, r(n) a"(n-q)

worin a"(n—q) = a (η) ist.
Weiterhin gilt:

Wird nun vorausgesetzt, dass das Restsignal r(t) unmittelbar der Abtastanordnung 20 zugeführt wird, so dass gilt, dass:
(3) r(n) = s(n) + e(n) - e(n)

so kann für den Ausdruck (i) folgendes geschrieben werden: .

JL J- r ~ Λ

(k) c (i + i)=S oCs(n) a"(n-q+S oi j e(n)-e(n) i a"(n-q)

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Yeil s(n) und a"(n) unkorreliert sind, so dass gilt:

i
(5) lira S ois(n) a"(n-q) = 0

i iv 00 n=0

gilt für grosse Werte von i ungefähr, dass: i

(6) c (i + 1) =V <

^q n=0

Aus dem Ausd^ck (6) folgt, dass der Koeffizient c (i+i) im wesentlichen durch das Restecho e(n) - e(n) bestimmt wird. Weil der Echoausgleicher dazu eingerichtet ist, das Restecho e(n) - e(n) auf Null zu verringern, haben Drift- und Offset-Erscheinungen auf die Qualität des Restsignals keinen Einfluss. Um dies einzusehen, sei folgendes bemerkt. Drift- und Offset-Erscheinungen können als Gleichstromsignal· p(t) bezeichnet werden, das, wie in Fig. 1 auf schematische Weise angegeben, zu dem Restsignal· addiert wird. Für dieses Restsignal· l·ässt sich daher schreiben:

(7) r(t) = s(t) + p(t) + e(t) - i(t)

Aus den Ausdrücken (4), (5) und (7) folgt nun, dass für ausreichend grosse Werte von i gilt, dass

i _i c _Λ

(8) c_a(i+i) = <IZI P(n) a»(n-q)+oi^ Je(n)-5(n) a»(n-q)

^ n=0 n=0 L ^J

Weil· das Datensignal· a"(η) nun in der AJ^gemeinheit keinen Gieichstromterm enthäit, lassen sich für i Werte finden, so dass für einen konstanten Wert von p(t) gilt: i

(9) 5 p(n) a»(n-q) = 0

n=0 -

Wenn jedoch das Datensignal einen Gleichstromterm • - enthäit, wird der Ausdruck (9) nicht völ·l·ig erfü^t. Das Gleichstromsignal p(n) wird nun einen Beitrag zu c (i+i) liefern. Die Signalverarbeitungsanordnung wird sich nun derart einstellen, dass das synthetische Signal e(t) nahezu gleich dem folgenden Wert wird: i(t) = e(f) + p(t),

so dass das Restsignal· r(t) nahezu gl·eich s(t) ist. Drift- und Offset-Erscheinungen üben auf diese Weise auf die Quaütät des Restsignais r(t), das in der idealen Situation dem Wert s(t) genau entspricht,

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keinen Einfluss aus. Obschon Drift- und Offset-Erscheinungen auf die Einstellung der Signalverarbeitungsanordnung keinen Einfluss haben oder durch das synthetische Echosignal ausgeglichen werden, hat es sich aus

c Untersuchungen ergeben, dass diese Erscheinungen dennoch eine starke Verringerung der Qualität des Restsignals herbeiführen können. Es stellt sich heraus, dass dies auf der Tatsache beruht, dass das Datensignal a(k), das dem Echoausgleicher zugeführt wird, eine lange Reihe

1Q von Datensymbolen derselben Art enthalten kann. Eine derartige Reihe führt nämlich dazu, dass während mehrerer Abtastperioden alle in dem Schieberegister 23 der Signalverarbeitungsanordnung 13 gespeicherten Datensymbole untereinander gleich sind. Durch das Vorhandensein des ersten Terms in (8) ändern sich alle Koeffizienten um einen gleichen Betrag in derselben Richtung. Dass dies die Qualität des Restsignals verringert, dürfte aus dem Nachfolgenden hervorgehen.

Ausgegangen wird von der Situation, in der r(t) wieder unmittelbar der Abtastanordnung 20 zugeführt wird, so dass ?(t) = r(t) ist, wobei die N Datensymbole a"(n-q), die in dem Schieberegister 23 gespeichert sind, alle gleich +1 sind und dies für alle Werte von η bleiben, für die gilt: n₁^n<,n„. Die Koeffizienten, die in der Abtastperiode n.j-1 berechnet sind, werden durch c (η..-"!) dargestellt.

Wenn nun p(n) = 0 für alle Werte von η ist, folgt aus (2), dass in der Abtastperiode η.. + k + 1 mit 0^k^.n„ - n₁ — 1 ein synthetischer Echosignalabtastwert '■ s(n + k + 1) bestimmt wird entsprechend:

N-I
e(n +k+1) =5- c (n.+k+i)

^(1O) - <A

Wenn von der Abtastperiode n^ zugleich die Gleichstromkomponente p(n) einen konstanten, aber von Null abweichenden Wert annimmt, folgt aus (2), (8) und (10), dass in der Abtastperiode η ..+k+1 ein synthetischer Echosignal-

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abtastwert §'(11. +k+ 1) bestimmt wird, wofür gilt: (Ii)8'(n₁+k+i) =e(n₁+k+i) *cCN(k+i) p(n) + p(n)o(cC²N²) In (11) stellt θ( <&²N²) ein Polynom in oC ²N² dar. In der Praxis ist die Grosse gegenüber oC N vernachlässigbar. Aus (ii) folgt, dass durch, das Vorhandensein der Datensymbole a (η), die alle +1 sind, der synthetische Echosignalabtastwert, der in der Abtastperiode n.j+k+1 auftritt, um einen Betrag <ÄN(k+i) p(ⁿ) grosser ist als der synthetische Echosignalabtastwert, der erzeugt wäre, wenn keine Drift- und Offset-Erscheinungen vorhanden gewesen wären. Um den Einfluss dieser Drift- und Offset-Erscheinungen aufzuheben, wird, wie in Fig.1 angegeben, das Restsignal r(t) nicht unmittelbar der Abtastanordnung 20 zugeführt, sondern über ein Hochpassfilter I9, das die niederfrequenten Signalanteile in dem Restsignal unterdrückt und folglich auch die Gleichstromanteile, die eine Folge von Drift- und Offset-Erscheinungen sind.

Die Wirkungsweise dieses Hochpassfilters ist in Fig.4 auf schematische Weise dargestellt. Insbesondere ist in dieser Fig.4 bei a auf schematische Weise das Frequenzspektrum R(f) des Restsignals r(t) dargestellt, das einen starken Gleichstromanteil p(t) hat. Bei b_ ist auf schematische Weise die Übertragungsfunktion H(f) eines idealen Hochpassfilters angegeben, und bei e ist das Frequenzspektrum R(f) des Ausgangssignals r(t) des Hochpassfilters 10 dargestellt. Wird nun dieses Signal r(t) der Abtastanordnung 20 zugeführt, so liefert diese * ein Ausgangssignal ?(i) mit einem Frequenzspektrum R(f), das bei el in Fig. 4 dargestellt ist. E. (3) Modifikationen

1. Wie aus Fig. 4 hervorgeht, enthält das Signal r(i) und folglich auch das Regelsignal r(i) keine niederfrequenten Anteile und auch keine Frequenzanteile in der Nähe der Vielfachen der Abtastfrequenz M/T. Das bei d in Fig". 4 dargestellte Frequenzspektrum kann auch dadurch erhalten werden, dass statt eines analogen Hochpassfilters an der Stelle, die in Fig. 1 angegeben ist, ein digitales -

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Hochpassfilter verwendet wird und das Steuersignal r(i) nicht unmittelbar der Einstellanordnung zugeführt wird, wie dies in Fig. 1 angegeben ist, sondern über dieses digitale Hochpassfilter.

2. Das Fehlen der bei Punkt 1 genannten Frequenzanteile, die auf niederfrequente Anteile in dem Restsignal r(t) bezogen sind, führt dazu, dass die Einstellung der Signalverarbeitungsanordnung nicht auch durch diese meistens relativ starken niederfrequenten Anteile bestimmt wird.

Dieser Nachteil kann auf einfache Weise ausgeschaltet werden, und zwar dadurch, dass aus dem in Fig. 1 dargestellten Echoausgleicher das Tiefpassfilter I5 entfernt und das Ausgangssignal §(t) des Digital-Analog-Wandlers i4 unmittelbar der Kombinieranordnung 16 zugeführt wird.

3. Eine andere Möglichkeit, niederfrequente Signalanteile des Restsignals mit Ausnahme derjenigen Anteile, die durch Drift- und Offset-Erscheinungen verursacht werden, in dem Regelsignal r(i) zu erhalten, ist in Fig. 5 dargestellt. Dabei wird zwischen dem Ausgang der Kombinieranord— nung 16 und dem Eingang des Hochpassfilters 19 eine Anordnung 32 vorgesehen, die mit "track and hold" bezeichnet und durch Taktimpulse gesteuert wird, die mit einer Frequenz M/T auftreten. Die Wirkungsweise einer derartigen "track and hold" Anordnung ist wie folgt.

Innerhalb einer Abtastperiode T/M wird ein Abtastwert des Signals r(t) = p(t) + s(t) + e(t) - e(t) während einer bestimmten Zeit θ festgehalten und während der restlichen Zeit wird dem Signal r(t) gefolgt. Wird das Ausgangssignal dieser "track and höld"-Anordnung 32 mit r'(t) bezeichnet, so kann die Wirkungsweise dieser Anordnung auf mathematische Weise wie folgt zum Ausdruck gebracht werden:

r^!(t) = r(mT/M) für mT/M ^t ^ θ + mT/M = r(t) für alle übrigen Werte von t.

m = 0,+.1+_2,...

Für den Gleichstromanteil p(t) kann diese "track and hold"-Anordnung 32 als Querverbindung betrachtet werden. Zur Erläuterung ist in Fig. 6 bei a. das Frequenzspektrum R(f) -

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des Restsignals r(t), das einen starken Gleichstromanteil p(t) enthält, dargestellt. Bei Id ist auf schematische Weise das Frequenzspektrum R'(f) des Ausgangssignals r'(t) der Anordnung 32 dargestellt. Bei je ist auf schematische Weise die Übertragungsfunktion H(f) eines idealen Hochpassfilters dargestellt. Infolge des Signals r'(t) liefert dieses Hochpassfilter 19 ein Ausgangssignal f(t), dessen Frequenzspektrum R(f) bei d in Fig. 6 dargestellt ist. Zum Schluss ist bei js in Fig. 6 noch das FrequenzSpektrum R(f) des zeitdiskreten Regelsignals r(i) angegeben.

k. Wie aus dem Vergleich der Fig. h und 6 hervorgehen dürfte, muss das Hochpassfilter 19> das in der Anordnung nach Fig. 1 verwendet wird, die als erste Modifikation beschrieben wurde, (siehe oben Punkt 1) eine niedrige Grenz— frequenz f haben. In der Konfiguration, die in den obenstehenden Punkten 2 und 3 beschrieben und in Fig. 5 dargestellt ist, kann ein wesentlich höherer Wert dieser Grenzfrequenz f zugelassen werden. Ein Wert für f gleich M/2T ist in diesem Fall sogar geeignet.

E. (4) Allgemeine Bemerkungen

1. Wenn in den Übertragungssystemen, die in den Fig. 1 und 5 dargestellt sind, der Multiplizierfaktor M grosser als eins gewählt wird, wird die Verzögerungszeit *~ der Schieberegisterelemente 23 (q) (siehe Fig.2) und die Verzögerungszeit der Verzögerungsanordnung 30 (siehe Fig.3) gleich T/M, und der Steuersignalabtastwerte r(i) treten mit einer Geschwindigkeit M/T auf. Die Datensymbole a(k) können nun nicht unmittelbar dem Schieberegister 23 zugeführt werden, sondern sie müssen in einem Eingangskreis in Hilfsdatensymbole a"(i) umgewandelt werden, die mit einer Geschwindigkeit M/T auftreten. Dieser Eingangskreis kann auf die Art und Weise, wie im Bezugsmaterial k angegeben, durch einen M-Stellungenschalter gebildet werden. In der digitalen Signalverarbeitungstechnik ist es jedoch üblich, diesen Eingangskreis auf die Art und Weise auszubilden, die'auf schematische Weise in Fig. 7 angegeben ist. Dabei werden die Datensymbole a(k) mit Hilfe einer Abtastanordnung 33 abgetastet, und die auf diese Weise erhaltenen Abtast- -

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werte werden einem Interpolator ¹^h zugeführt. Der Abtastanordnung werden Abtastimpulse zugeführt, die mit einer Frequenz 1/T auftreten. Diese Abtastanordnung 33 liefert auf diese Weise ausschliesslich zu dem Zeitpunkt kT einen Signalabtastwert a'(k), dessen Grosse dem Wert a(k) entspricht. Diese Signalabtastwerte a'(k) werden dem Interpolator 3k zugeführt, der jeweils zwischen zwei aufeinanderfolgenden Abtastwerten a'(k), M-1 Abtastwerte mit dem Amplitudenwert Null einfügt (siehe Bezugsmaterial 7).

An dem Ausgang dieses Interpolators tritt nun das digitale Signal a"(i) auf, für das gilt:

a"(i) = a"(i/M) für i = O, ± M, ± 2M, ...

- 0 für alle anderen Werte v.ön i. Wie im Bezugsmaterial 7 bereits erwähnt, wird die Reihenschaltung des Interpolators "^h und des digitalen Filters, das als Signalverarbeitungsanordnung I3 wirksam ist, als interpolierendes Digitalfilter bezeichnet. In praktischen Ausführungsformen eines interpolierenden Digitalfilters werden die Funktion des Interpolators und des Digitalfilters miteinander verwoben. Für jede Ausführung eines interpolierenden Digitalfilters sei auf das Bezugsmaterial 8, 9 und 10 verwiesen.

2. In den Fig. 1 und 5 ist eine Ausführungsform eines sogenannten Basisbanddatenmodems dargestellt. Dabei werden die Datensymbole a(k) einem Tiefpassfilter 6 zugeführt, bevor diese Datensymbole dem Kopplungsnetzwerk k zugeführt werden.

Ausser dieser Basisbanddatenübertragung ist auch die Sprachbanddatenübertragung bekannt. In diesem Fall muss zwischen der Datenquelle.7 und dem Filter 6 eine Modulationsanordnung vorgesehen werden, die dafür sorgt, dass das Datensignal, das dem Kopplungsnetzwerk k zugeführt wird, in dem Frequenzband von 3OO - 3^00 Hz liegt.

3. Wenn die obengenannte Modulationsanordnung in der Sendestrecke zwischen dem Ausgang der Datenquelle 7 und dem Punkt, wo die Signalverarbeitungsanordnung 13 an die Sendestrecke angeschlossen ist, vorgesehen wird, muss meistens bei der in Fig. 7 dargestellten Reihenschaltung

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der Abtastanordnung 33 und des Interpolators 34 ein Analog-Digital-Wandler vorgesehen werden, der Mehr-Bit-Kodeworte liefert.

4. Die obengenannte Modulationsanordnung kann in der Sendestrecke auch, zwischen dem Punkt, wo die Signalverarbeitungsanordnung 13 an diese Sendestrecke 1 angeschlossen ist, und dem Filter 6 vorgesehen werden. Unter diesen Umständen muss auch die SignalVerarbeitungsanordnung 13 einen Modulationsprozess durchführen. Diese Signalverarbeitungs an Ordnung kann dann auf die Art und Weise ausgebildet werden, wie dies im Bezugsmaterial 4 beschrieben ist oder wie dies im Bezugsmaterial 5 beschrieben worden ist.

5. Zwischen dem Punkt, wo die Signalverarbeitungsanordnung 13 an die Sendestrecke 1 angeschlossen ist, und dem Filter 6, kann ein lineares Kodiernetzwerk, beispielsweise ein Zweiphasenkoder verwendet werden.

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Claims

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1. Echoausgleicher mit:
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- einer einstellbaren Signalverarbeitungsanordnung, die mit einer ersten von zwei Einrichtungsübertragungsstrekken eines Ubertragungssystems verbunden ist; - Kombiniermitteln, die mit der zweiten der genannten zwei Einrichtungsübertragungsstrecken verbunden sind zum Kombinieren von Signalen, die in der zweiten Ein— richtungsübertragungsstrecke auftreten, mit Signalen, die von der Signalverarbeitungsanordnung geliefert werden, zum Erzeugen eines Restsignals;

- Einstellmitteln, die auf ein Steuersignal zum Einstellen der Signalverarbeitungsanordnung reagieren;

- Mitteln, die aus dem Restsignal das Steuersignal erzeugen und die das Restsignal in ein digitales Signal umwandeln, dadurch gekennzeichnet, dass die das Steuersignal erzeugenden Mittel mit einem Hochpassfilter versehen sind, das in Reihe mit den Umwandlungsmitteln geschaltet ist.

2. Echoausgleicher nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen den Kombiniermitteln und den das Steuersignal erzeugenden Mitteln eine Abtast- und Halteschaltung von dem "track and hold"—Typ angeordnet ist.

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