DE3015889A1

DE3015889A1 - Gegentakt-ausgangskreis

Info

Publication number: DE3015889A1
Application number: DE19803015889
Authority: DE
Inventors: Norihisa Katoh; Kunio Seki
Original assignee: Hitachi Ltd; Hitachi Ome Electronic Co Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd; Renesas Eastern Japan Semiconductor Inc
Priority date: 1979-04-25
Filing date: 1980-04-24
Publication date: 1980-10-30
Also published as: US4336504A; DE3015889C2; GB2048597A; MY8500666A; IT8067661A0; GB2048597B; SG40584G; JPS55143809A; HK36585A; IT1128777B

Description

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B e s c_h r e_i_b_u n_g

Die Erfindung bezieht sich auf einen Gegentakt-Ausgangskreis.

Ein komplementärer Gegentakt-Ausgangskreis, der sich als monolithischer integrierter Halbleiterschaltkreis herstellen läßt, ist z.B. in der US-PS 3 197 710 beschrieben. Bei diesem bekannten Gegentakt-Ausgangskreis sind die npn-Transistoren als sogenannte Vertikaltransistoren und die pnp-Transistoren als sogenannte Horizontaltransistoren ausgebildet. Hierbei ist eine erste Gruppe von Transistoren mit zwei Vertikal-npn-Transistoren in einer Darlington-Schaltung zwischen einem ersten Betriebspotentialpunkt und einer Ausgangsklemme angeordnet, und eine zweite Gruppe von Transistoren mit einem Horizontal-pnp-Transistor und zwei weiteren Vertikal-npn-Transistoren ist in Form einer Darlington-Schaltung zwischen der Ausgangsklemme und einem zweiten Betriebspotentialpunkt angeordnet.

Beim Ausgangssignal des bekannten Gegentakt-Ausgangskreises wird ein relativ großer Klirrfaktor durch einen Unterschied zwischen der Ausgangsverstärkung während einer positiven Halbperiode und der Ausgangsverstärkung während einer negativen Halbperiode, der auf einen Unterschied zwischen dem Stromverstärkungsfaktor der ersten Transistorengruppe und dem Stromverstärkungsfaktor der zweiten Transistorengruppe zurückzuführen ist. In der DE-OS 22 33 260 wurde zur Verringerung des Klirrfaktors bei einem komplementären Gegentakt-Ausgangskreis vorgeschlagen, einen Basis-Emitter-Übergang eines weiteren Horizontal-pnp-Transistors in der Vorwärtsrichtung zwischen der Basis und dem Emitter des Horizontal-pnp-Transistors der zweiten Gruppe anzuordnen und den Kollektor und die Basis des zusätzlichen Horizontal-pnp-Transistors miteinander zu verbinden.

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Bei der Vorvärtsschaltung des Basis-Emitter-Ubergangs des zweiten Transistors zwischen der Basis und dem Emitter des ersten Transistors und beim Vorhandensein einer Verbindung zwischen dem Kollektor und der Basis des zweiten Transistors bilden der erste und der zweite Transistor einen sogenannten Konstantstromkreis bzw. einen Stromspiegelkreis, wie er z.B. aus der US-PS 3 391 311 bzw. aus 1969 IEEE International Solid-State Circuits Conference "Digest of Technical Papers", Februar 1969, S. 16-17 bekannt ist. Bekanntlich ist bei dem Konstantstromkreis das Verhältnis zwischen dem Eingangsstrom und dem Ausgangsstrom gleich dem Verhältnis zwischen den Stromkoeffizienten bzw. den Emitterflächen der beiden den Konstantstromkreis bildenden Transistoren.

Bei dem komplementären Gegentakt-Ausgangskreis nach der DE-OS 22 33 260 nimmt somit das Verhältnis zwischen dem Eingangsstrom und dem Ausgangsstrom bei dem Konstantstromkreis den Wert 1 an, wenn das Verhältnis zwischen den Stromkoeffizienten bzw. den Emitterflächen der beiden Horizontal-pnp-Transistoren der zweiten Transistorgruppe, die den Konstantstromkreis bildet, mit 1 festgelegt wird. Da die Ausgangsverstärkung während der positiven Halbperiode und diejenige während der negativen Halbperiode bei dem komplementären Gegentakt-Ausgangskreis durch den Stromverstärkungsfaktor der beiden eine Darlington-Schaltung bildenden Vertikal-npn-Transistoren der ersten Transistorgruppe und den Stromverstärkungsfaktor der beiden eine Darlington-Schaltung bildenden Vertikaltransistoren der zweiten Transistorgruppe bestimmt werden, hat die Differenz zwischen der Ausgangsverstärkung der positiven Halbperiode und der Ausgangsverstärkung der negativen Halbperiode nur eine geringe Größe.

Jedoch ist die maximale Ausgangsspannung ^vonTfna )' ^^e ^an der Ausgangsklemme des komplementären Gegentakt-Ausgangskreises nach der DE-OS 22 33 260 verfügbar ist, durch die nachstehende Gleichung gegeben:

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^VOUT(max) ^{= V}CC " ^2VBE

Hierin bezeichnet V~„ die Speisespannung und V_x,-, die Basis-

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Emitter-Spannung jedes der beiden eine Darlington-Schaltung bildenden Vertikal-npn-Transistoren der ersten Transistorgruppe.

Somit weist die maximale Ausgangsspannung des komplementären Gegentakt-Ausgangskreises nach der DE-OS 22 33 260 eine relativ hohe Restspannung 2V_x,.,, auf. Um eine höhere Ausgangs-

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spannung dadurch zu erzielen, daß ein kleinerer Wert der Restspannung herbeigeführt wird, wurde bereits vorgeschlagen, zwischen der Ausgangsklemme des komplementären Gegentakt-Ausgangskreises und den beiden eine Darlington-Schaltung bildenden Vertikal-npn-Transistoren der ersten Transistorgruppe einen sogenannten Bootstrap-Kondensator anzuordnen. Durch eine positive Rückkopplung über den Bootstrap-Kondensator wird das Basispotential der Vertikal-npn-Transistoren der ersten Transistorgruppe auf einen Wert gebracht, der höher ist als die Speisespannung V_cc, so daß die Vertikal-npn-Transistoren der ersten Transistorgruppe in ihre Sättigungsbereiche gebracht werden. Somit liefert der komplementäre Gegentakt-Ausgangskreis, bei dem ein Bootstrap-Kondensator vorhanden ist, eine maximale Ausgangsspannung von gemäß der nachstehenden Gleichung:

^vt0üT(max) ^{= V}CC " ^VCE(sat)

Hierin bezeichnet V_cc die Speisespannung und ^vr_Er_saf) Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung jedes der Vertikalnpn-Transistoren der ersten Transistorgruppe.

Wird der Bootstrap-Kondensator bei dem komplementären Gegentakt-Ausgangskreis nach der DE-OS 22 33 260 verwendet, weist somit die maximale Ausgangsspannung ^vOtJTfmax') ^e^-^ne relativ kleine Restspannung von V™, , χ auf. Jedoch ist ein Boot-

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strap-Kondensator teuer, und er muß als gesondertes Schaltungselement hergestellt v/erden, da es schwierig ist, ihn als Bestandteil eines monolithischen integrierten Halbleiterschaltkreises auszubilden. Somit erhöhen sich die Kosten des integrierten Schaltkreises, da man Zuleitungen zum Anschließen des getrennt ausgebildeten Bootstrap-Koiadensators benötigt.

Ferner ist ein Gegentaktkreis zum Erzeugen einer maximalen Ausgangsspannung mit einer relativ kleinen Restspannung ohne Vervendung eines Bootstrap-Kreises bekannt, z.B. aus der Japanischen Offenlegungsschrift Nr. 35351/78.

Bei diesem bekannten Gegentakt-Ausgangskreis sind eine umgekehrte Darlington-Schaltung bildende Transistoren Ql, Q3 sowie C2, Γ4 vorhanden, die gemäß Fig. 2 Ausgangskreise bilden.

Die maximale Ausgangsspannung ν"«™,/· ^ , die sich dem Gegen-

Uu χ ν, max)

takt-Ausgangskreis nach Fig. 2 entnehmen läßt, ist durch die nachstehende Gleichung gegeben:

'oUT(max) ^VCC " ^VBEQ3 ~ ^VCE(sat)Ql Γ ^VCC - ^VBEQ3

Hierin bezeichnet V„-, die Speisespannung, V_n,,-., die Basisch J3x!»v^«5

Emitter-Spannung des npn-Transistors Q3 und V„_E» t)01 ^die Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung des pnp-Transistors Ql.

Somit ist die dem Gegentakt-Ausgangskreis nach Fig. 2 entnehmbare maximale Ausgangsspannung ^v"nuT(ma ) ^re^-^a^^v ^nocn> obwohl kein Bootstrap-Kondensator verwendet wird.

Gemäß der Erfindung hat es sich gezeigt, daß sich der Klirrfaktor der Schaltung nach Fig. 2 wegen Harmonischer der zwei-

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ten Ordnung verschlechtert, wenn das Ausmaß der negativen Rückkopplung im Bereich hoher Frequenzen abnimmt.

Eine nähere Untersuchung ergab die folgenden Tatsachen:

Zu der in Fig. 2 dargestellten Schaltung gehören die pnp-Transistoren Cl und Q2 als Treibertransistoren und die npn-Transistoren Q3 und C4 als Ausgangstransistoren, doch bildet der Transistor Ql zum Erzeugen einer positiven Ausgangshalbperiode eine Stromspiegelschaltung nur mit dem Transistor Q9', so daß bei der Erzeugung der positiven Ausgangshalbperiode ein npn-Eingangstransistor Q8' der Stromspiegelschaltung im wesentlichen als Treibertransistor wirkt.

Die nachstehende Gleichung gibt eine Verstärkung (v /v.)up für den Fall an, daß der Transistor Q3 während der positiven Ausgangshalbwelle leitfähig ist:

fv /v )un = h ' . h S .R /h S ' (4) ^KVo^/v±^J ^p feQ8 feQ3 EQl I/ ibO5 ' EQ9 ^vu;

Hierin bezeichnen S^_n., und S„ _g' Emitterabmessungen, d.h. die Emitterumfangslängen der Transistoren Ql und Q9'. Andererseits ergibt sich die Verstärkung (v /v.)„. für den Fall, daß der Transistor Q4 während der negativen Ausgangs halbperiode leitfähig ist, aus der nachstehenden Gleichung:

(W ^{= h}feQ2 * ^hfeQ4 ' V^hibQ5

Bei den Gleichungen (4) und (5) ist es unschwer möglich, die Stromverstärkungsfaktoren h- _D„ und h„ _o4 der Transistoren Q3 und Q4 annähernd gleich groß zu machen, da es sich in beiden Fällen um npn-Transistoren handelt, doch ist es schwierig, die Stromverstärkungsfaktoren h„ _og' und h„ ^₂ des npn-Transistors Q8^! und des pnp-Transistors Q2 annähernd gleich groß zu machen, und zwar auch dann, wenn diese Transi-

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stören als gesonderte Schaltungselements ausgebildet sind, und es ist nahezu unmöglich, wenn diese Transistoren Bestandteile eines monolithischen integrierten Schaltkreises bilden.

Bei monolithischen integrierten Schaltkreisen werden bekanntlich die npn-Transistoren als Vertikaltransistoren und die pnp-Transistoren als Horizontaltransistoren ausgebildet. Wegen verschiedener Streuvorgänge, die sich bei der Herstellung monolithischer integrierter Schaltkreise ergeben, liegen die Stromverstärkungsfaktoren der Vertikal-npn-Transistoren zwischen 50 und 200, während die Stromverstärkungsfaktoren der Horizontal-pnp-Transistoren zwischen 30 und 200 liegen. Bei der Herstellung monolithischer integrierter Schaltkreise werden die Prozeßbedingungen so eingestellt, daß die Stromverstärkungsfaktoren der Vertikal-npn-Transistoren einen Wert in einem vorbestimmten Bereich· annehmen, während die Werte der Stromverstärkungsfaktoren der Horizontal-pnp-Transistoren gewöhnlich bei der Festlegung der Prozeßbedingungen nicht streng berücksichtigt werden.

Zwar könnte es möglich sein, das Verhältnis zwischen den Verstärkungswerten für die positiven und negativen Ausgangshalbperioden mit Hilfe der Verstärkung der Stromspiegelschaltung zu regeln, zu der die pnp-Transistoren Ql und Q9¹ gehören, wobei dieses Verhältnis dem Verhältnis ^seqi/^Se09' ^zwi~ sehen den Emitterflächen entspricht, doch ist dies wegen der Streuung der Kennwerte der Vorrichtung unzweckmäßig.

Infolgedessen erscheinen wegen des Unterschiedes zwischen den Verstärkungswerten für die positiven und negativen Ausgangshalbperioden die zweiten Harmonischen, die zu einer außergewöhnlichen Verschlechterung des Klirrfaktors führen, insbesondere wenn sich das Ausmaß der negativen Rückkopplung im Bereich hoher Frequenzen verringert.

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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Gegentakt-Ausgangskreis zu schaffen, der es ermöglicht, eine relativ hohe maximale Ausgangsspannung ohne Verwendung eines Bootstrap-Kondensators zu erzeugen und eine Verbesserung des Klirrfaktors zu erreichen, der sich anderenfalls infolge der zweiten Harmonischen bei einem offenen Kreis ergeben würde.

Erfindungsgemäß ist diese Aufgabe durch die Schaffung einer grundsätzlichen Konstruktion gelöst, bei der die Ausgangskreise für die positiven und negativen Halbperioden beide im wesentlichen als umgekehrte Darlington-Ausgangskreise ausgebildet sind, mit denen Stromspiegelschaltungen und Pegelverschiebungselemente gekoppelt sind.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden anhand schematischer Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt:

Fig. 1 die Schaltung einer Ausführungsform der Erfindung;

Fig. 2 den Aufbau eines Gegentakt-Ausgangskreises bekannter Art; und

Fig. 3 die Schaltung einer weiteren Ausführungsform der Erfindung.

Bei der in Fig. 1 dargestellten Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Gegentakt-Ausgangskreises bildet eine erste Transistorengruppe Tl mit einem pnp-Transistor Ql als Treibertransistor und einem npn-Transistor Q3, der mit dem Transistor Ql eine Darlington-Schaltung als Ausgangstransistor bildet, einen B-Ausgangsverstärkerkreis zum Erzeugen einer positiven Ausgangshalbperiode, während eine zweite Transistorengruppe T2 mit einem pnp-Transistor Q2 als Treibertransistor und einem npn-Transistor Q4 als Bestandteil einer Darlington-Schaltung und als Ausgangstransistor einen B-Verstärkerausgangskreis zum Erzeugen einer negtiven Ausgangshalbwelle bildet.

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Die beiden Transistorengruppen Tl und T2 sind zwischen einer Speisespannungsklemme VCC und einer Erdungskiemme in Reihe geschaltet, um einen Gegentakt-Ausgangskreis zu bilden.

Unmittelbar an die Basis des Treibertransistors C2 der Transistorengruppe für das negative Halbwellenausgangssignal wird ein Kollektorausgangssignal eines Verstärkungstransistors Q5 angelegt, der ein einer A-Verstärkung unterzogenes Ausgangssignal liefert, bei dem es sich um ein Eingangssignal des Gegentakt-Ausgangskreises handelt.

Andererseits wird an die Basis des Treibertransistors Ql der Transistorengruppe Tl für das positive Halbwellenausgangssignal über eine Stromspiegelschaltung CM mit zwei npn-Transistoren Q8 und Q9 ein umgekehrtes Kollektorausgangssignal des Verstärkungstransistors Q5 angelegt, der ein einer A-Verstärkung unterzogenes Ausgangssignal liefert, bei dem außerdem eine Pegelverschiebung durch eine erste Pegelverschiebungsschaltung LSI herbeigeführt wird, um die Überschneidungsverzerrung zu verringern.

Um den Ausgangstransistor Q3 vorzuspannen, ist eine zweite Pegelverschiebungsschaltung LS2 mit einer in der Vorwärtsrichtung vorgespannten Diode QlO oder einem als Diode geschalteten Transistor zwischen der Basis des Ausgangstransistors Q3 und den miteinander verbundenen Emittern der Transistoren QS und 09 der Stromspiegelschaltung CM angeordnet, und ein Konstantstromkreis 102 ist an die miteinander verbundenen Emitter der die Stromspiegelschaltung CM bildenden Transistoren QS und Q9 angeschlossen.

Da die in der Vorwärtsrichtung vorgespannte Diode QlO, welche die zweite Pegelverschiebungsschaltung LS2 bildet, zwischen der Stromspiegelschaltung CM und der Basis des Ausgangstransistors Q3 liegt, ergibt sich als maximaler Wert der Aus-

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gangsspannung ν der durch die nachstehende Gleichung gegebene Wert:

^Vo(max) ^VCC ~ ^VBEQ8 ^{+ 7}BEQlO ~ ^VBEC3

" ^VCC ~ ^VBE (6)

Hierin bezeichnet V_nn die Speisespannung und V₀^₀, V-T₁-^_n-, _n und V„_FOo die Basis-Emitter-Spannung des Transistors Q8 bzw. QlO bzw. Q3.

Wegen der Verwendung der zweiten Pegelverschiebungsschaltung LS2 weist daher die maximale Ausgangsspannung ^v _o(_max) ^des erfindungsgemäßen Gegentakt-Ausgangskreises eine relativ kleine Restspannung V_ß_ auf, obwohl nicht von einem Bootstrap-Kondensator Gebrauch gemacht wird.

Sollten die Enden der zweiten Pegelverschiebungsschaltung LS2 kurzgeschlossen werden, würde die maximale Ausgangsspannung ν¹ ( χ eine relativ hohe Restspannung 2V₁₃- entsprechend der nachstehenden Gleichung aufweisen:

Ό(max) ^VCC ~ ^VBEQ8 ^VBEQ3 * ^VCC - ^2VBE

Wegen der Verwendung der zweiten Pegelverschiebungssctraltung LS2 kann somit die maximale Ausgangsspannung ν_/_ma \ einen hohen Wert in der Nähe der Speisespannung V_,_ annehmen, ohne daß ein Bootstrap-Kondensator benötigt wird.

Ein Konstantstromkreis 101 im Kollektorkreis des Verstärkungstransistors Q5 bildet eine Kollektorlast für diesen Transistor.

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Bei der erfindungsgemäßen Schaltung läßt sich der Klirrfaktor der Kennlinie bei offenem Kreis leicht verbessern, da der Treibertransistor Ql der eine umgekehrte Darlington-Schaltung bildenden Transistoren Ql und Q3 zum Erzeugen des positiven Halbperioden-Ausgangssignals im wesentlichen als Treibertransistor wirkt, so daß die Transistoren Ql und 03 den eine umgekehrte Darlington-Schaltung bildenden Transistoren Q2 und Q4 zum Erzeugen des negativen Halbperioden-Ausgangssignals analog sind.

Wenn der das positive Halbperioden-Ausgangssignal liefernde Transistor Q3 leitfähig ist, ergibt sich eine Verstärkung (v /v.)up aus der nachstehenden Gleichung:

(Wup ^{= h}feQl · ^hfeQ3 ' ^SEQ8 ' V^hibQ5 ' ^SEQ9 ⁽⁸⁾

Hierin bezeichnet h_f _.. den Stromverstärkungsfaktor des Transistors Ql, h_{f o}, den Stromverstärkungsfaktor des Transistors Q3, Sp₀Q die Emitterfläche des Transistors Q8, R₁ den Widerstand eines die Last bildenden Lautsprechers, h-_bQ₅ die gemeinsame Basiseingangsimpedanz des Transistors Q5 und die Emitter fläche des Transistors Q9.

Andererseits ist die Verstärkung (^v _o/^v-s)T)y ^{fur das} negative Halbperioden-Ausgangssignal durch die vorstehend angegebene Gleichung (5) gegeben, die hier erneut wiedergegeben ist:

(WdW ^{= h}fe02 · ^hfeQ4 ' V^hibQ5 ⁽⁹⁾

Hierin bezeichnet h„ „₂ den Stromverstärkungsfaktor des Transistors C2 und h_{f o4} den Stromverstärkungsfaktor des Transistors Q4.

Wenn gemäß der vorstehenden Gleichung (8) die Verstärkung des Stromspiegelkreises CM den Wert 1 hat, d.h. wenn (S-,„_o = S„„_n), und wenn die pnp-Transistoren Ql und Q2 sowie

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die npn-Transistoren Q3 und 04 unter den gleichen Prozeßbedingungen hergestellt worden sind, sind die Stromverstärkungsfaktoren der Transistoren bei jedem Transistorpaar annähernd gleich, d.h. h_feQ1 = h_feQ2 und h_feQ3 = h_fe04, so daß sich die bei der Vorrichtung auftretenden Streuungen gegenseitig aufheben. Daher ist es möglich, gleich große Verstärkungsgrade zu erzielen, so daß (v /v. )up = (v /v. )D^T,.', um die Erzeugung der zweiten Harmonischen zu verhindern und hierdurch den Klirrfaktor bei der Leerlaufverstärkung zu verbessern.

Wird die erfindungsgemäße Schaltung als mit negativer Rückkopplung arbeitende Schaltung ausgebildet, verschlechtert sich daher der Klirrfaktor nicht wesentlich, und zwar selbst dann nicht, wenn das Ausmaß der Rückkopplung im Hochfrequenzbereich verringert wird.

Wird die erfindungsgemäße Schaltung als monolithischer integrierter Schaltkreis ausgebildet, kann man die Verstärkungsgrade leicht aufeinander abstimmen, indem man für die Verstärkung des Stromspiegelkreises CM den Wert 1 festsetzt, so daß S_Fpo ⁼ S-pv-vq, wobei für die pnp-Transistoren Ql und Q2 der gleiche Aufbau verwendet wird wie bei den npn-Transistoren Q3 und Q4. ·

Wird die erfindungsgemäße Schaltung aus getrennten Schaltungselementen aufgebaut, kann man zur Abstimmung der Verstärkungsgrade Schaltungselemente mit gleichen Kennlinien verwenden. In diesem Fall läßt sich eine Verringerung der Kosten erreichen, denn bei der beschriebenen bekannten Schaltung bedingt das Auswählen von Schaltungselementen mit den gewünschten Kennwerten einen hohen Kostenaufwand.

Die Erfindung beschränkt sich nicht auf die Ausfuhrungsform nach Fig. 1, sondern man kann zusätzlich Widerstände vorsehen, um das Entstehen von Schwingungen zu verhindern oder

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um den Leerlaufstrom zu stabilisieren. Der Konstantstromkreis, der im gemeinsamen Emitterkreis des Stromspiegelkreises CM angeordnet ist, kann einfach als Stromweg ausgebildet sein, doch wenn ein Konstantstromkreis verwendet wird, wird eine negative Rückkopplung durch den Strom bewirkt, der durch den Vorspanntransistor QlO fließt, um die Vorspannung weiter zu stabilisieren.

Die Transistoren können bezüglich ihres Leitfähigkeitstyps miteinander vertauscht werden.

Fig. 3 zeifrt die Schaltung einer weiteren Ausführungsform der Erfindung, bei der die in ein gestrichelt gezeichnetes Rechteck eingeschlossenen Schaltungselemente unter Anwendung eines Herstellungsverfahrens bekannter Art auf einem einzigen Siliziumchip erzeugt werden. Die in Kreise eingeschlossenen Zahlen bezeichnen die Zuleitungen des monolithischen integrierten Schaltkreises. Innerhalb des genannten Bereichs werden alle npn-Transistoren des monolithischen Schaltkreises als Vertikaltransistoren ausgebildet, während alle pnp-Transistoren als Horizontaltransistoren ausgebildet werden,

Gemäß Fig. 3 bilden ein npn-Transistor QIl, eine Zenerdiode ZDl und Widerstände Rl, R2 einen Konstantspannungsregler 6, der einem Vorverstärker 7 eine im wesentlichen konstante Betriebsspannung VR zuführt, die von der Speisespannung V„_r praktisch unabhängig ist.

Einer Eingangsklemme + des Vorverstärkers 7 wird über einen Eingangskopplungskondensator ClOl ein Eingangssignal IN zugeführt, und das Ausgangssignal vi des Vorverstärkers wird der Basis eines A-Verstärkertransistors Q5 zugeführt.

Zwischen dem Kollektor und der Basis des A-Verstärkungstransistors Q5 liegt ein Phasenausgleichskondensator Cl. Der

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Kollektor des A-Verstärkungstransistors Q5 ist mit einem npn-Transistor C12 eines Konstantstromkreises 101 über einen npn-Transistor Q6 eines ersten Pegelverschiebungskreises LSI verbunden, um die Überkreuzungsverzerrung zu verringern.

Der Gegentakt-Ausgangskreis besteht im wesentlichen aus einer ersten Transistorgruppe Tl und einer zweiten Transistorgruppe T2. Die erste Transistorgruppe Tl liegt zwischen der Klemme 5 zum Zuführen der Speisespannung V„„ und einer Ausgangsklemme 4, und hierzu gehören ein pnp-Transistor Ql und ein npn-Transistor Q3, die eine umgekehrte Darlington-Schaltung bilden. Ein Teil der zweiten Transistorgruppe T2 liegt zwischen der Ausgangsklemme 4 und einer Erdungsklemme 3, und hierzu gehören ein pnp-Transistor Q2 und ein npn-Transistor C?4, die eine umgekehrte Darlington-Schaltung bilden. Der Emitter des pnp-Transistors Q2 ist an die Klemme 5 zum Zuführen der Speisespannung angeschlossen.

An die Basis des pnp-Transistors Q2 ist über einen das Entstehen von Schwingungen verhindernden Widerstand R3 und den Emitter-Kollektor-Leitungsweg eines npn-Transistors Q13 der Kollektorausgang eines A-Verstärkungstransistors 05 angeschlossen. Da die Basis des npn-Transistors Q13 mit der Ausgangsklemme durch den Kollektor-Emitter-Leitungsweg eines npn-Transistors Q14 einer dritten Pegelverschiebungsschaltung LS3 verbunden ist, kommt der npn-Transistor Q13 im wesentlichen als Transistor mit gemeinsamer Basis zur Wirkung. Der Kollektor des Transistors Q13 ist über einen Belastungswiderstand R4 an die Speiseklemme V™ angeschlossen, so daß der Basis-Emitter-Übergang des pnp-Transistors Q2 durch einen Spannungsabfall an dem Belastungswiderstahd R4 durch einen Kollektorsignalstrom des Transistors Q3 angetrieben wird.

Andererseits wird das Kollektorausgangssignal des A-Verstärkungstransistors Q5 dem Stromspiegelkreis CM über die erste PegelVerschiebungsschaltung LSI zugeführt. Zu dem Strom-

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spiegelkreis gehören npn-Transistoren Q8 und C9 mit gleich großen Emitterflächen S₅^₃ und S₃₁ so daß die Verstärkung

des Kreises CM, d.h. das Verhältnis zwischen den Kollektorströmen der Transistoren Q8 und Q9 gleich 1 ist. Die miteinander verbundenen Emitter der npn-Transistoren Q8 und Q9 des Stromspiegelkreises CM sind an einen Konstantstromkreis 102 angeschlossen, zu dem ein npn-Transistor Q15 und ein "Widerstand R5 gehören.

Eine zweite Pegelverschiebungsschaltung LS2 liegt zwischen den miteinander verbundenen Emittern der npn-Transistoren Q8, Q9 des Stromspiegelkreises CM und der Basis des Transistors Q3 der ersten Transistorgruppe Tl. Zu dem zweiten Pegelverschiebungskreis LS2 gehört ein npn-Transistor QlO. Ebenso wie bei der Ausführungsform nach Fig. 1 ermöglicht es die Verwendung der zweiten Pegelverschiebungsschaltung LS2, eine hohe maximale Ausgangsspannung ν , ■> in der Nähe der Speisespannung V„„ zu erzielen.

Damit sich der Ausgangskiemme 4 eine möglichst niedrige Ausgangsspannung ^v ( ■ \ entnehmen läßt, die dem Erdpotential nahe benachbart ist, ist eine dritte Pegelverschiebungsschaltung LS3 zwischen der Ausgangsklemme 4 und der Basis des npn-Transistors Q13 angeordnet. Zu ihr gehört ein npn-Transistor Q14, dessen Kollektor mit der Basis des npn-Transistors Q13 und seiner eigenen Basis verbunden ist. Ein Strom, der zu der dritten Pegelverschiebungsschaltung LS3 fließt, wird von dem Kollektor eines pnp-Transistors Q16 aus zugeführt, der einen Konstantstromkreis 103 bildet.

Somit ist die niedrigste Ausgangsspannung ^v _o(_mi_n\> ^{die der} Ausgangsklemme 4 entnommen werden kann, durch die nachstehende Gleichung gegeben:

^ro(min) ~ ^VCE(sat)Q5^{+ V}BEQ13 ~ ^VBEQ14

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Hierin bezeichnet V_ , t)O5 ^^{ie Kollelc}tor-Emitter-5ättigungsspannung des Transistors Q5, V ₁ die Basis-Emitter-Spannung des Transistors 013 und ^v _Bvni4 ^die Basis-Emitter-Spannung des Transistors Q14. Durch eine entsprechende Wahl der Transistoren Q13 und Q14 derart, daß sie die gleichen Kennwerte haben, insbesondere bezüglich der Größe des Emitters, kann man gleich hohe Basis-Emitter-Spannungen V_BEr\io und VßTTQ-tλ erreichen. Unter diesen Bedingungen kann man die vorstehende Gleichung (10) wie folgt abändern:

^vo(min) ~ ^VCE(sat)Q5

Die Stärke der Ströme, die durch die drei Konstantstromkreise 101, 102 und 103 fließen, richtet sich nach einem ersten Vorspannstrom IBl, der durch einen Vorspannkreis fließt, zu dem Widerstände R8, R9, RIO, die npn-Transistoren Q17, Q18 und ein pnp-Transistor Q19 gehören. Diese erste Vorspannstrom IBl ist durch die nachstehende Gleichung gegeben:

τ _ ^VCC " ^VBEO18 ^VBEO17 ¹Bl R₈ + R₉

Die Stärke des zweiten Vorspannstroms IB2, der durch den Emitter-Kollektor-Weg des pnp-Transistors Q19 und den Kollektor-Emitter-Weg des npn-Transistors Q18 fließt, ergibt sich aus der folgenden Gleichung:

₌ B2 R₁₀

Die Stärke der durch die Konstantstromkreise 101 und 102 fließenden konstanten Ströme Iqq₁₂ ^{und 1}CQlS ^kann dadurch gewählt und auf jeden gewünschten Wert festgelegt werden,

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daß man die Emitterabmessungen der pnp-Transistoren 019, Q12 und Q16 entsprechend wählt. Dagegen ergibt sich die Stärke des durch den Konstantstromkreis 102 fließenden konstanten Stroms wie folgt:

τ - ^VBEQ17 ^VBEQ1.5 " ^R9 ' ¹Bl ^ ^9 ¹EQIo R₅ * R₅ * ¹Bl

Der Emitterstrom I„_o1„ des Transistors Q13 ergibt sich aus der folgenden Gleichung:

_τ BEO2
¹EQlS ⁼ -R^"

Wählt man die konstanten Ströme !„ -„ und I„_ol6 entsprechend, läßt sich gemäß der Gleichung (11) die niedrigste Ausgangsspannung ^v ( ■ \ ^mit dem gewünschten Wert erzielen.

Bei der Ausführungsform nach Fig. 3 haben die Emitter S₁^₀ und S_Frq der npn-Transistoren Q8 und Q9 des Stromspiegelkreises CM die gleiche Größe. Der Horizontal-pnp-Transistor Ql der ersten Transistorgruppe Tl und der Horizontal-pnp-Transistor Q2 der zweiten Transistorgruppe T2 haben Emitterflachen S^^-bzw» S_x^₀, die um das 40-fache größer sind als die Emitterflächen der übrigen für schwache Signale bestimmten Horizontal-pnp-Transistoren (z.B. Transistor Q19), und sie weisen gleich große Stromverstärkungsfaktoren h» ₁ bzw. h_f 2 ^a^f. Die Emitterflächen S__₃ und S-bqa ^des Vertikal-npn-Transistors Q3 der ersten Transistorgruppe Tl und des Vertikal-npn-Transistors Q4 der zweiten Transistorgruppe T2 sind um das 280-fache größer als die Emitterflächen der übrigen für schwache Signale bestimmten Vertikal-npn-Transistoren (z.B. Transistor Q18), und sie weisen gleich große Stromverstärkungsfaktoren h_ ο und h- -. auf.

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Bei der Ausführungsform nach Fig. 3 ist es ebenso vie bei derjenigen nach Fig. 1 möglich, eine hohe maximale Ausgangsspannung ohne Vervendung eines Bootstrap-Kondensators zu erzielen, der Klirrfaktor beim Leerlaufbetrieb läßt sich verkleinern, und man kann der Schaltung eine niedrige Mindestausgangsspannung entnehmen.

Bei der Ausführungsform nach Fig. 3 liegt ein Widerstand RIl für eine negative Rückkopplung zvischen der Ausgangsklemme 5 und einer negativen Rückkopplungsklemme - des Vorverstärkers 7, und eine negative Rückkopplungsschaltung 8 mit Widerständen RlOl, R102 und einem Kondensator C102 ist z\^ischen der Klemme 4 und der Klemme 2 angeschlossen. Die Ausgangsspannung ν des Gegentakt-Ausgangskreises vird dem die Last bildenden Lautsprecher RL über einen Ausgangskopplungskondensator 103 zugeführt. Der Lautsprecher RL ist durch einen mit einem Widerstand R103 in Reihe geschalteten Kondensator C104 überbrückt, um das Entstehen von Schvingungen zu verhindern.

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Claims

1. Gegentakt-Ausgangskreis, gekennzeichnet durch eine erste Transistorgruppe (Tl) mit mindestens einem zwischen einem ersten Betriebspotentialpunkt und einer Ausgangsklemme liegenden Teil, einem ersten Transistor (Ql) eines ersten Leitfähigkeitstyps und einem zweiten Transistor (Q3) eines zweiten Leitfähigkeitstyps, die eine umgekehrte Darlington-Schaltung bilden, eine zweite Transistorgruppe (T2) mit mindestens einem zwischen der Ausgangsklemme und einem zweiten Betriebspotentialpunkt liegenden Teil, einem dritten Transistor (Q2) des ersten Leitfähigkeitstyps und einem vierten Transistor (Q4) des zweiten Leitfähigkeitstyps, die eine umgekehrte Darlington-Schaltung bilden, wobei der Basis des dritten Transistors ein Eingangssignal zugeführt wird, einen ersten Pegelverschiebungskreis (LSI) mit einer Klemme zum Zuführen des Eingangssignals, einen Stromspiegelkreis (CM) mit zwei Transistoren (Q8, Q9) vom zweiten Leitfähigkeitstyp, deren Emitter miteinander verbunden sind, wobei die Eingangsklemme und die Ausgangsklemme des

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Gtromspiegelkreises an die andere Klemme des ersten Pegelverschiebungskreises bzw. die Basis des ersten Transistors der ersten Transistorgruppe angeschlossen sind, sowie einen zweiten Pegelverschiebungskreis (LS2), der zwischen den miteinander verbundenen Emittern der beiden Transistoren des Stromspiegelkreises einerseits und der Basis des zweiten Transistors der ersten Transistorgruppe liegt.

2. Gegentakt-Ausgangskreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß es sich bei dem ersten Transistor (01) und dem dritten Transistor (Q2) des ersten Leitfähigkeitstyps um pnp-Transistoren und bei dem zweiten Transistor (Q3) und dem vierten Transistor (04) des zweiten Leitfähigkeitstyps um npn-Transistören handelt.

3. Gegentakt-Ausgangskreis nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die pnp-Transistoren (Ql, C2) und die npn-Transistoren (C3, Q4) als Horizontaltransistoren bzw. als Vertikaltransistoren ausgebildet sind und Bestandteile eines monolithischen integrierten Halbleiterschaltkreises bilden.

4. Gegentakt-Ausgangskreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein fünfter Transistor (C5) vom zweiten Leitfähigkeitstyp vorhanden ist, daß das Eingangssignal der Basis des dritten Transistors (Q2) über den Emitter-Kollektor-Weg des fünften Transistors zugeführt wird und daß zwischen der Ausgangsklemme und der Basis des fünften Transistors ein dritter Pegelverschiebungskreis (LS3) liegt.

5. Gegentakt-Ausgangskreis nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch einen A-Verstärkungstransistor (Q5), dessen Kollektor mit der genannten einen Klemme des ersten Pegelverschiebungskreises (LSI) verbunden ist, einen ersten Konstantstromkreis (101), der zwischen der anderen Klemme des

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ersten Pegelverschiebungskreises und dem ersten Betriebsspannungspunkt liegt, um als Last für den A-Verstärkungstransistor zu wirken, einen zweiten Konstantstromkreis (102), der zwischen den miteinander verbundenen Emittern der beiden Transistoren (P8, Q9) des Stromspiegelkreises (CM) einerseits und dem zweiten Betriebsspannungspunkt andererseits liegt, sowie einen zynischen dem ersten Betriebspotentialpunkt und dem dritten Pegelverschiebungskreis (LS3) angeschlossenen dritten Konstantstromkreis (IQ3).

6. Gegentakt-Ausgangskreis nach Anspruch 5, gekennzeichnet durch einen Vorverstärker (7) mit einer Eingangsklemme (+), einer negativen Rückkopplungsklemme (-) und einer Ausgangsklemme zum Treiben der Basis des A-Verstärkungstransistors (Q5), ein zwischen der Ausgangsklemme des Gegentakt-Ausgangskreises und der negtaiven Rückkopplungsklemme des Vorverstärkers angeschlossenes negatives Rückkopplungsnetzwerk (8), einen Ausgangskopplungskondensator (103), dessen eine Klemme an die Ausgangsklemme des Gegentakt-Ausgangskreises angeschlossen ist, eine zwischen der anderen Klemme des Ausgangskopplungskondensators und dem zweiten Betriebspotentialpunkt angeschlossene Lautsprecherlast (RL) sowie ein die Lautsprecherlast überbrückendes Netzwerk (C104, R103) zum Verhindern des Entstehens von Schwingungen.

7. Gegentakt-Ausgangskreis nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Transistoren (Q8, Q9) des Stromspiegelkreises (GM) im wesentlichen die gleiche Größe haben, daß die Stromverstärkungsfaktoren des ersten Transistors (Ql) und des dritten Transistors (02) im wesentlichen den gleichen Wert haben und daß die Stromverstärkungsfaktoren des zweiten Transistors (Q3) und des vierten Transistors (Q4) im wesentliehen den gleichen Wert haben.

Q30GU/0894