DE3012618A1

DE3012618A1 - Cmos triggerschaltung

Info

Publication number: DE3012618A1
Application number: DE19803012618
Authority: DE
Inventors: Stephen Keith Mihalich; Thomas S W Wong
Original assignee: National Semiconductor Corp
Current assignee: National Semiconductor Corp
Priority date: 1979-04-02
Filing date: 1980-04-01
Publication date: 1980-10-16
Also published as: GB2045566B; FR2453544A1; JPS55140323A; US4295062A; GB2045566A; FR2453544B1

Description

DIPL.-ING. J. RICHTER DIPL.-ING. F. WERDER MAN N PA 'Γ Ε.Μ TANWALTE

-(ο

ZUQEL. VERTRETER BEIM EPA · PROFESSIONAL REPRESENTATIVES BEFORE EPO · MANDATAIRES AGR£ES PRES L¹OEB

D-2OOO HAMBURG 36

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Gp CO 4 O) 3400 45/34 00 56 TELEGRAMME: INVENTIUS HAMBURG

IHR ZEICHEN/YOUR FILE UNSER ZEICHEN/OUR FILE N . öO I 2.3

DATUM/DATE J I, 3. CO

PATENTANMELDUNG

PRIORITÄT: entsprechend U.S. Serial No. 26 277
vom 2.4.1979

BEZEICHNUNG: CMOS Triggerschaltung

ANMELDER: NATIONAL SEMICONDUCTOR CORPORATION,

2900 Semiconductor Drive,

Santa Clara, Kalif. 95 051 (V.St.A.)

ERFINDER:

1. Stephen Keith Mihalich,
2420 Pacific Dr.
Santa Clara, Kalif. 95 051 (V.St.A.)

2. Thomas S.W. Wong,
1235 Wildwood, 350,
Sunnyvale, Kalif. 94 086 (V.St.A.)

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Die Erfindung bezieht sich auf eine komplementäre Metall/ Oxid/Halbleiter-Triggerschaltung (CMOS-Schmitt-Triggerschaltung). Solche Schaltungen besitzen eine Übertragungscharakteristik zwischen Eingang und Ausgang, die eine ausgeprägte Hysterese aufweist. Sie sind zur Unterdrückung des Rauschens von Nutzen und werden vielfach in Kippschwingungsoszillatoren gebraucht. Eine CMOS-Schmitt-Triggerschaltung ist in der U.S.-Patentschrift 3,984,703 beschrieben. Dabei sind an einen Eingangskreis mit einer symmetrischen Hysterese-Charakteristik eine Sperre und ein ausgangsseitiger Inverter angeschlossen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine CMOS-Schmitt-Triggerschaltung von einfachem Aufbau zu schaffen, deren Hysteresis-Schleife auf eine Speisespannung bezogen ist und die in einem CMOS-Kippschwingungsoszillator verwendbar ist, dessen Frequenz von der speisenden Energiequelle und der Transistorschwellspannung unabhängig ist.

Zur Lösung dieser Aufgabe wird ein Paar komplementärer Transistoren in Reihe mit einem hohen Widerstand an Energiezuführungsschienen (Speiseleitungen) gelegt. Die Source-Zone des N-Kanal-Transistors wird mit der negativen Speiseleitung und die Source-Zone des P-Kanal-Transistors mit der positiven Speiseleitung gekoppelt. Die Gate-

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Elektroden der Transistoren werden zusammengekoppelt und bilden die Eingangsklemme der Stufe. Ein zweites Paar komplementärer Transistoren wird in Reihenschaltung zwischen die Speiseleitungen gelegt, und ihre Drain-Elektroden werden zur Bildung der Ausgangsklemme der Stufe zusammengekoppelt. Die Gate-Elektroden der Transistoren des zweiten Paares werden je direkt an die beiden Enden des Widerstands in Reihe mit dem ersten Paar gekoppelt. Vorzugsweise überschreitet die Speisespannung die Summe der Schwellwerte der N- und P-Transistoren. Die Stufe hat dann eine Übertragungscharakteristik, die eine Hysterese aufweist, und die Breite der Hysterese-Schleife ist direkt proportional der Spannung der speisenden Energiequelle.

Die vorstehend beschriebene Schaltungsstufe kann mit einem Kippschwingungsoszillator kombiniert werden, dessen Wirkung auf der Ladung und Entladung eines Kondensators beruht. Die Schmitt-Triggerschaltung dient dabei zum Abfühlen der Kondensatorspannung. Ist der obere Triggerpunkt erreicht, so wirkt die Triggerschaltung als Steuerschaltung zum Entladen des Kondensators. Fällt die Kondensatorspannung auf den unteren Triggerpunkt ab, so wirkt die Triggerschaltung als Steuerschaltung zum Aufladen des Kondensators. Die Kondensatorladung wechselt somit zyklisch zwischen den Triggerpunkten. Wenn die Steuerschaltung den Kondensator lädt und entlädt, und

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zwar mit einem konstanten Strom, der auf das Potential der speisenden Energiequelle bezogen ist, wird der Kondensator rascher aufgeladen, sobald das Potential der speisenden Energiequelle ansteigt. Aber dies wird durch den erhöhten oberen Triggerpunkt aufgewogen, so daß die Frequenz in weiten Grenzen von der Speisespannung unabhängig ist.

Wird die Kondensatorladeschaltung durch einen Transistorstromspiegel dargestellt, so wird der Strom als eine Funktion der Transistorschwellenspannung variiert. Somit ergibt jede Änderung der Schwellenspannung eine Änderung der Aufladung des Kondensators. Dies kann dazu ausgenutzt werden, Schwankungen, die in den Schmitt-Triggerauslösepegeln eingeführt werden und die Oszillatorfrequenz verändern könnten, zu kompensieren.

Im folgenden ist die Erfindung anhand der Zeichnungen beispielsweise näher erläutert. Es zeigen

Fig. 1 das Grundschema der Schaltung eines CMOS-Schmitt-Triggerkreises,

Fig. 2 die graphische Darstellung der übertragungscharakteristik der Schaltung von Fig. 1,

Fig. 3 das Schaltschema eines Kippschwingungsos zillators mit der Schmitt-Triggerschaltung gemäß der Erfindung zur Erzeugung einer abfallenden Sägezahnspannung,

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Fig. 4 die graphische Darstellung der Wellenform am Ausgang der Schaltung nach Fig. 3,

Fig. 5 das Schaltschema eines Kippschwingungsos zillators mit Schmitt-Triggerschaltung gemäß der Erfindung zur Erzeugung einer ansteigenden Sägezahnspannung,

Fig. 6 eine graphische Darstellung der Wellenform am Ausgang der Schaltung nach Fig. 5,

Fig. 7 ein Schaltschema eines alternativen Stromkreises für denjenigen nach Fig. 5,

Fig. 8 ein Schaltschema eines Kippschwingungsoszillators mit Schmitt-Triggerschaltung gemäß der Erfindung zur Erzeugung einer dachförmigen Sägezahnspannung am Ausgang und

Fig. 9 eine graphische Darstellung der Wellenform am Ausgang einer Schaltung nach Fig. 8.

Die hier zu beschreibende Erfindung soll in erster Linie in Verbindung mit integrierten Schaltungen (IC), nach dem Prinzip der komplementären Metall/Oxid/Halbleiter (CMOS) angewendet werden. Da CMOS und IC an sich bekannt sind, erübrigt sich eine Erläuterung dieser Prinzipien im einzelnen. Bei den dargestellten Anordnungen handelt es sich um solche für hohe Spannung, die in einem Spannungsbereich von 3 bis 18 Volt betrieben werden können.

Fig. 1 zeigt eine CMOS-Schmitt-Triggerschaltung mit vier Transistoren. Die Speiseleitungen mit den Klemmen 10 und

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11 führen die Spannungen +V₁.- bzw. -V_oc. Die Klemme ist wie üblich geerdet. Bei allen hier zu beschreibenden Transistoren ist der Transistorkörper direkt mit der Source-Elektrode verbunden, soweit keine anderen Angaben gemacht werden.

Ein P-Kanal-Transistor 12 ist in Reihe mit einem N-Kanal-Transistor 13 und einem Widerstand 14 zwischen die Speiseleitungen gelegt. Die Gate-Elektroden der Transistoren

12 und 13 sind miteinander verbunden und bilden die Eingangsklemme 17 der Schaltung. Der Widerstand 14 ist hochohmig, typischerweise mit 1 bis 5 Megohm. Dieser Widerstandswert ist bedeutend größer gewählt als der Widerstandsgleichwert eines Transistors. Der Betrag dieses Widerstandswerts ist nicht kritisch.

Der Drain-Anschluß des Transistors 12 ist direkt mit dem Gate-Anschluß eines zweiten P-Kanal-Transistors 15 verbunden. Der Drain-Anschluß des Transistors 13 ist direkt mit dem Gate-Anschluß eines zweiten N-Kanal-Transistors 16 verbunden. Die Transistoren 15 und 16 sind ebenfalls in Reihe miteinander zwischen die Speiseleitungen gelegt und ihre miteinander verbundenen Drain-Elektroden bilden die Ausgangsklemme 18 der Schaltung.

Die Arbeitsweise der Schaltung sei anhand der graphischen Darstellung von Fig. 2 erläutert. Die Abszisse entspricht der Eingangsspannung an der Klemme 17, die

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Ordinate der Ausgangsspannung an der Klemme 18. Es soll von der Annahme ausgegangen werden, daß der Eingang geerdet ist, wodurch sich der Punkt 20 der Kurve ergibt. Dabei wird der Transistor 13 aus- und der Transistor 12 eingeschaltet. Der Drain-Anschluß des Transistors 12 zieht den Gate-Anschluß des Transistors 15 dicht an V__n heran und schaltet ihn dann aus. Der Gate-Anschluß des Transistors 16 wird über den Widerstand 14 hochgezogen und schaltet diesen dadurch ein. Dadurch wird die ' Ausgangsklemme 18 dicht an Erde herangezogen, wie am Kurvenpunkt 20 gezeigt. In diesem Zustand senkt der Transistor 16 die Ausgangsspannung auf Erdpotential.

Wenn das Eingangspotential ansteigt, wie durch die Pfeile an der Kurve angedeutet, wird der Punkt 21 erreicht, wo der Transistor 13 einschaltet und dieser-den Transistor 16 ausschaltet. Jedoch bleibt der Transistor 12 eingeschaltet und hält dadurch den Transistor 15 ausgeschaltet, so daß die Ausgangsspannung bei Null verbleibt. In dem Intervall zwischen den Punkten 21 und 22 sind beide Transistoren 12 und 13 eingeschaltet und der Widerstand 14 begrenzt den durchfließenden Strom. Auch während dieses Intervalls sind beide Transistoren 15 und 16 ausgeschaltet, was erlaubt, daß die Ausgangsspannung in der Schwebe bleibt. Wenn der Eingang auf den Punkt 22 ansteigt, schaltet der Transistor 12 aus. In diesem Stadium hält der Transistor 13 den Transistor 16 ausge-

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schaltet, zieht über den Widerstand 14 den Gate-Anschluß des Transistors 15 nach unten und schaltet diesen ein. Nunmehr zieht der Transistor 15 die Klemme 18 dicht an V"_DD und der Punkt 23 wird erreicht. Dieser Zustand wird gehalten, wenn der Eingang auf den Wert V_DD am Punkt 24 ansteigt.

Somit erzeugt die übertragungsfunktion einen Übergang zwischen den Punkten 22 und 23 für einen ansteigenden Eingangswert. Dadurch wird definiert, was als hoher Triggerwert oder V„_m für den Stromkreis genannt wird. Der

ill

tatsächliche Wert ist

^VHT = ^VDD - ^VTP

worin V_Tp die Schwellenspannung für einen P-Kanal-Transistor (in diesem Fall den Transistor 12) ist.

Beginnen wir nun beim Punkt 24 der Kurve, wo Eingang und Ausgang beide im Zustand "Hoch" sind, der Eingang nach dem Zustand "Unten" hin bewegt, wie durch die entgegengesetzt gerichteten Pfeile angedeutet. Wenn der Punkt 23 erreicht ist, schaltet der Transistor 12 ein und dieser wiederum schaltet den Transistor 15 aus. Da aber der Transistor 16 ausgeschaltet ist, geschieht nichts am Ausgang 18. Wie vorher, sind beide Transistoren 12 und 13 in dem Intervall 23 bis 25 eingeschaltet und der Stromfluß wird durch den Widerstand 14 begrenzt.

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Auch sind die beiden Transistoren 15 und 16 ausgeschaltet und die Ausgangsspannung bleibt in der Schwebe. Geht der Eingang nach unten, so wird der Punkt 25 erreicht,^ wo der Transistor 13 ausschaltet. Dies erlaubt es dem Transistor 12, die Basis des Transistors 16 über den Widerstand 14 hochzuziehen und ihn einzuschalten. Der Transistor 16 zieht dann den Ausgang 18 nach unten zum Punkt 21, wie dargestellt. Wenn der Eingang auf den Punkt 20 zurückkehrt, bleibt der Ausgang unten. Somit wird ein niedriger Triggerübergang V durch die Kurvenpunkte zwischen 25 und 21 definiert. Der tatsächliche Wert ist

^VLT ^{= V}SS ^{+ V}TN

wobei V die Schwellenspahnung eines N-Kanal-Transistors (in diesem Fall Transistor 13) ist.

Daraus geht hervor, daß, solange die speisende Spannung den Betrag der Summe der Schwellenwerte des P-Kanal-Transistors und des N-Kanal-Transistors übersteigt, die Schaltung nach Fig. 1 eine übertragungscharakteristik mit einer Hysteresis-Schleife hat. Die Schleifenbreite, welche als V„_m - V₁._m definiert ist, ist direkt proportional

fix XjX

der Differenz V_nn - V_cc, d.h. proportional der speisenden Spannung.

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Innerhalb der Hysteresis-Schleife befindet sich die Ausgangsklemme 18 bzw. deren Spannung in der Schwebe, sie "floated", d.h. sie ist frei beweglich. Daher wird anschließend an die Schaltung von Fig. 1 eine Sperre angeordnet. Eine solche ist dem bereits erwähnten Ü.S.Patent 3,984,703 angegeben. Die Sperre kann grundsätzlich ein Inverter 33 sein. Ein zweiter Inverter 36 ist quer daran angekoppelt, um eine positive Rückkopplung zu schaffen. Der Inverter 36 ist so ausgelegt, daß er einen niedrigeren Verstärkungsgrad ergibt als der Inverter 33, so daß die Sperre leicht ausgelöst werden kann. Die Wirkung des Inverters 33 besteht nur darin, den Inverter 33 in dem Zustand zu halten, in den er jeweils gezwungen wird. Diese Wirkungsweise überwindet den floatenden Zustand der Schmitt-Triggerschaltung.

Bei den folgenden Stromkreiserörterungen werden, soweit die Bestandteile die gleichen sind wie bei Fig. 1, dieselben Bezugsziffern benutzt. Für die in der amerikanischen Fachsprache üblichen Ausdrücke "high" und "low" werden in dieser Beschreibung die Worte "oben" bzw. "unten" gesetz-t. Fig. 3 zeigt einen RC-Kippschwingungsoszillator, bei dem die Schmitt-Triggerschaltung von Fig. 1 beendet ist.

Der Widerstand 28 und der Kondensator 29 sind die Komponenten, welche die Oszillatorfrequenz bestimmen. Dies

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sind typischerweise zu dem Plättchen zusätzliche Teile (off chip parts). Sie können aber gewünschtenfalls auch, unmittelbar in der integrierten Schaltung miteinbegriffen sein.

Der Widerstand 28 ist mit dem N-Kanal-Transistor 30 in Reihe geschaltet, dessen Gate-Anschluß mit seiner Drain-Klemme verbunden ist. Der Spannungsabfall an dem Transistor 30 ist seine Schwellenspannung. Der in dem Widerstand 28 fließende Strom beträgt

^Σ28 ^{= (V}DD

Wie ersichtlich, ist der Strom in dem Widerstand 28 linear proportional dem Betrag V _ß. Der Transistor 30 in Verbindung mit dem Transistor 31 bildet einen Stromspiegel. Wenn daher diese Anordnung'die gleiche Abmessung (ohne Verhältniswertbildung) haben/ ist der in dem Transistor 31 fließende Strom gleich dem Strom in dem Widerstand Somit arbeitet der Widerstand 31 bei konstantem Strom und lädt den Kondensator 29 linear auf.

In der Darstellung von Fig. 4 ist ein Anfangspunkt 32 angenommen, an dem die Ladung des Kondensators 29 gleich 0 ist. Die Eingangsklemme 17 ist "oben" (auf dem Potential V^ ) und die Ausgangsklemme 18 ist gleichfalls "oben". Die Inverter 33 und 34 verursachen, daß der

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Gate-Anschluß des Transistors 35 "oben" ist, wodurch dieser ausgeschaltet wird. Der Kondensator 29 wird durch den Transistor 31 linear aufgeladen, wie oben beschrieben und die Spannung an der Klemme 17 fällt linear ab.

Der Inverter 36 ist so an den Inverter 33 angeschaltet, daß eine Sperre gebildet wird, die den Ursprungszustand der Schmitt-Triggerschaltung auch dann hält, wenn deren Ausgang innerhalb der Hysteresis-Schleife floated.

Der Kondensator 19 wird weiter aufgeladen, bis das Potential an der Klemme 17 auf den unteren Triggerpunkt V abfällt. An dem Punkt 33 geht die Klemme 18 in den Zustand "unten", die Sperre mit den Invertern 33, 36 wird ausgelöst und der Inverter 34 zieht den Gate-Anschluß des Transistors 35 in den Zustand "unten" und schaltet letzteren ein. Der Transistor 35 ist so ausgelegt, daß er eine relativ große Kanalbreite hat, so daß, wenn der Kondensator 29 sich rasch auf ihn entlädt, die Klemme 17 rasch auf den Wert V_n bezogen wird. Normalerweise wäre zu erwarten, daß bei V„_m die Schaltung auslöst und den Anstieg V _n verhindert. Es zeigt sich jedoch, daß der Anstieg sehr rasch erfolgt. Auch bewirken die Inverter 33 und 34 eine Übertragungsverzögerung, welche verhindert, daß die gesamte Rückkopplungsschleife zu rasch zur Wirkung gelangt. Diese Verzögerung kann

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leicht genügend groß gemacht werden, um es zu ermöglichen, daß der Kondensator sich voll entlädt, so daß die Klemme 17 auf den Wert V_nn ansteigt.

An diesem Punkt wiederholt sich der Arbeitszyklus. Es zeigt sich, daß die Oszillatorfrequenz ausschließlich durch den Widerstand 28 und den Kondensator 29 bestimmt wird. Wenn V_n ansteigt, wird eine proportional langer dauernde Entladung benötigt,um V zu erreichen. Außerdem erhöht der Anstieg von V_n den Strom im Widerstand 28 im gleichen Verhältnis und beschleunigt die Aufladung des Kondensators. Die Frequenz des Stromkreises ist

F = 1/(R₂₈ x C₂₉) (4)

wobei R_o in Ohm, C_2q in Farad und F in Hz einzusetzen ist.

Die Schaltung ist also unabhängig von der Transistor— Schwellenspannung. Bei den sonst üblichen Schaltungen ist es sehr schwer. Änderungen von Schwellenspannungsschwankungen,welche die CMOS-Herstellungsverfahren begleiten, zu kompensieren. Anhand der Fig. 3 und 4 ist zu ersehen, daß V_TT die Schwellenspannung des Transistors 13 ist. Jede Veränderung dieses Werts ändert die Ladung des Kondensators 29 am Auslösepunkt 33. Es ist zu erse-

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hen, daß der Transistor 30, der ein Teil des Stromspiegels ist, so geschaltet ist, daß er an seinen Klemmen die Spannung V entwickelt. Wenn also V so weit abfällt, daß die Kondensatorladung größer wird, nimmt der Strom in dem Widerstand 28 proportional zu, wodurch dieser Effekt aufgehoben wird. Daher ist die Schaltung von Fig. 3 vollständig, sowohl in bezug auf Änderungen von V__n als auch in bezug auf Veränderung der Transistorschwellenspannung kompensiert.

Gemäß Fig. 5 werden der Widerstand 28 und der Kondensator 29 beide auf das Erdpotential oder V_oc zurückgeführt. Die P-Kanal-Transistören 35 und 36 bilden einen Stromspiegel zur Ladung des Kondensators mit konstantem Strom gemäß der Bestimmung durch V_nn· Diese Schaltung ist das Komplement von Fig. 3 und ergibt eine ins Positive gehende Sägezahnspannung, wie sie in Fig. 6 gezeigt ist.

In Fig. 6 ist ein entladener Zustand des Kondensators bei 38 als Anfangspunkt angenommen. Befindet sich die Klemme 17 im Zustand "unten", so ist auch die Klemme 18 "unten" und ferner ist der Gate-Anschluß des Transistors 37 "unten", wodurch dieser ausgeschaltet ist. Der Kondensator 29 wird über den Transistor 36 aufgeladen, der den Strom im Transistor 35 und dem Widerstand 28 spiegelt. Der Strom in dem Widerstand 28 bestimmt sich wie folgt

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^Χ28 ^{= (V}DD - ^VTP^)/R28

Bei dieser Schaltung bestimmt die Schwelle des P-Kanal-Transistors teilweise den Kondensatorladestrom. Die Ladung dauert an, bis der Punkt 39 erreicht ist, worauf die Klemme 18 in den Zustand "hoch", d.h. auf den Wert V_HT gelangt. Der Gate-Anschluß des Transistors 27 wird durch die Inverter 33 und 34 nach oben gezogen, wodurch er eingeschaltet und der Kondensator 29 auf den Wert V_c hin entladen wird. Danach wiederholt sich der Arbeitszyklus. Da der obere Auslösepunkt V_mtr durch die Schwelle

In

eines P-Kanal-Transistors (in diesem Fall des Transistors 12) bestimmt wird, kompensiert die Wirkung des Transistors 35 auf den Kondensatorladestrom den Effekt von Schwankungen oder Veränderungen des Werts V^₁ . Daher wird, wie es bei Fig. 3 d<
kompens iert.

bei Fig. 3 der Fall war, eine Veränderung von V_Dn voll

Fig. 3 zeigt einen Kippschwingungsoszillator, bei dem eine Abwandlung des Schmitt-Triggerkreises nach Fig. 1 in einer ähnlichen Ausführung wie bei Fig. 5 angewendet ist. Wenngleich nicht besonders gezeigt, könnte auch die Schaltung nach Fig. 3 in ähnlicher Weise modifiziert werden. Die Transistoren 15 und 16 in Verbindung mit dem Widerstand 14 sind in den Fig. 1 und 5 gezeigt. Die Transistoren 35, 36 und 37 sind in Verbindung mit dem Widerstand 28 dem Kondensator 29 und dem Inverter 34

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in ähnlicher Weise angeordnet. Jedoch sind die Drain-Anschlüsse der Transistoren 15 und 16 mit einer Logikschaltung gekoppelt. Eine Sperre 40 ist aus einem Paar von NOR-Gattern 41 und 42 zusammengesetzt. Das Gatter 41 wird aus dem Drain-Anschluß des Transistors 15 über einen Inverter 43 betrieben. Der Eingang zum Gatter ist direkt aus dem Drain-Anschluß des Transistors 16 gespeist. Der Inverter 44 koppelt den Ausgang aus dem Gatter 42 mit dem Inverter 34.

Wenn die Klemme 17 im Zustand "niedrig" ist, ist der Transistor 15 eingeschaltet und der Transistor 16 ausgeschaltet. Somit zieht der Transistor 15 den Eingang des Inverters 43 zugleich mit dem Eingang des Gatters 44 (über den Widerstand 14) nach oben. Daher ist der Eingang zu dem Gatter 41 im Zustand "niedrig". Für diese Bedingungen befindet sich der Ausgang des Gatters 42 im Zustand "niedrig" und schaltet über die Inverter 44 und 34 den Transistor 37 aus. Der Kondensator 29 wird, wie oben in Verbindung mit Fig. 5 beschrieben, linear aufgeladen. Wenn der Transistor 16 einschaltet, zieht er den Eingang des Gatters 42 nach unten, was aber keine Auswirkung auf die Sperre 40 hat. Wenn die Ladung die Spannung V_Tp unterhalb V_nn erreicht, schaltet der Transistor 15 aus und der Transistor 16 zieht über den Widerstand 14 den Eingang des Inverters 43 nach unten, so daß der Eingang des Gatters 41 nach oben getrieben wird. Somit geht der Ausgang des Gatters 41 über in den Zustand "unten", SA-daJ3 .tjeidß^EjJigänge zu dem Gatter

■η-

sich im Zustand "unten" befinden, was zur Folge hat, daß der Ausgang des Gatters nach "oben" geht und der Transistor 37 über die Inverter 44 und 34 eingeschaltet wird. Dadurch wird dann der Kondensator 29 nach Erde oder Masse hin entladen und die Sperre wird auf ihren Ursprungszustand zurückgesetzt. Die Schaltung (und ihr Komplement) arbeitet sonst wie die Schaltung von Fig. 5 (bzw. Fig. 3).

Die Kondensatorentladungstransistoren in den Fig. 3, 5 und 7 sind groß (mit breiten Kanälen) ausgelegt, so daß der Kondensator sehr rasch entladen werden kann und dies erlaubt eine V- und Schwellenkompensation auf einem sehr zufriedenstellenden Pegel. Die Schaltung nach Fig. 8 ergibt eine dachförmige (back-to-back) Sägezahnkurve und ist vollständig kompensiert, ohne große Transistoren zu benötigen.

Bei Fig. 8 liegen die Bezugsspannungen des Kondensators 29 und des Widerstandes 28 beide auf Erdpotential bzw. Massepotential. Der in dem Widerstand 28 fließende Strom ist

^Σ28 ^{= [V}DD - ^(VTN

worin V_TN + V„, die Summe der Schwellwerte ist (in diesem Fall der Schwellwerte der Transistoren 46 und 47).

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Demgemäß ist der Strom in dem Widerstand 28 direkt proportional zu V_nn und negativ proportional zu der Summe der Schwellwerte. Der Transistor 47 spiegelt in Verbindung mit dem Transistor 4 8 diesen Strom in den Transistor 49. Der Transistor 49 wiederum spiegelt in Verbindung mit dem Transistor 50 diesen Strom in den Entladungstransistor 50, aber nur unter den Bedingungen, daß der Transistor 52 ausgeschaltet und der Transistor 51 eingeschaltet ist.

In ähnlicher Weise bildet auch der Transistor 47 einen Stromspiegel mit dem Ladetransistor 53 zur Spiegelung des Wertes L·., vorausgesetzt, der Transistor 54 ist ein- und der Transistor 55 ausgeschaltet.

Bei den Fig. 8 und 9 ist ein Anhaltspunkt 56 angenommen, an dem der Kondensator 29 im wesentlichen entladen und die Klemme 17 auf dem Zustand "niedrig" ist. Dieses bedeutet, daß die Klemme 18 im Zustand "niedrig" ist und die Transistoren 51 und 55 ausgeschaltet sind. Der Ausgang des Inverters 33 ist im Zustand "oben", so daß die Transistoren 52 und 54 eingeschaltet werden. Dies bedeutet, daß der Transistor 50 ausgeschaltet ist und der Transistor 53 den Strom in dem Widerstand 28 spiegelt und den Kondensator 29, wie dargestellt, linear auflädt. Wenn der Punkt 57 mit dem Wert V„_T erreicht wird, geht die Klemme 18 in den Zustand "oben" und schaltet die

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Transistoren 51 und 55 ein. Der Ausgang des Inverters geht in den Zustand "unten" und schaltet die Transistoren 52 und 55 aus. Der Entladetransistor 50 wird eingeschaltet und entlädt den Kondensator 29 mit einer durch den Strom in dem Widerstand 28 bestimmten Geschwindigkeit. Diese Entladung wird fortgesetzt, bis der Punkt 58 erreicht wird, worauf der Arbeitszyklus erneut einsetzt.

Da die Ladung und Entladung verhältnismäßig langsam vor sich gehen, werden keine großen Transistoren benötigt. Außerdem erfolgt kein verzögerungsabhängiges Überschießen und die Schwingung wird beschränkt auf den Bereich zwischen den Grenzwerten V„_m und V_TrT1. Wie bei den Schaltungen nach Fig. 3, 5 und 7 werden Veränderungen von V_nn durch eine Änderung der Kondensatorlade- und Entladegeschwindigkeit kompensiert.

Hinsichtlich der Schwellenkompensation ist zu erkennen, daß sowohl V"_HT als auch V_LT das Ausschwingen der Spannung ändern. Aber, wie in der Gleichung 5¹ gezeigt, ist der Strom in dem Widerstand 19 eine Funktion der Summe der Schwellwerte (V™, + V__p). Dies bedeutet, daß beide Auslösepunkte in bezug auf Veränderungen des Schwellwerts kompensiert sind.

Bei den vorstehenden Erörterungen wurden zwar Verstärkungsstromspiegeleinheiten vorausgesetzt. Dies ist jedoch nicht

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- -2-4 -/ι

notwendig, insbesondere bei der Schaltung nach Fig. Die Spiegelwirkung braucht nur linear zu sein. Die Vorrichtungen können in ein Verhältnis zueinander gebracht werden (ratioed), um eine Stromverstärkung oder Stromschwächung beim Spiegelungsvorgang zu erzeugen. Da der Anstieg und Abfall der Wellenform von Fig. 9 aufgrund der Wirkung unabhängiger Stromspiegel zustandekommt, ist es möglich, diese in ein Verhältnis zueinander zu bringen (ratioing can be used), um die Form der dachförmigen Sägezahnkurve unabhängig zu steuern oder zu beeinflussen.

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Claims

Dl PL.-I NG. J. RICHTER PATENTANWÄLTE DIPL.- ING. F. WERDERMANN ZÜGEL. VERTRETER BEIM EPA · PROFESSIONAL REPRESENTATIVES BEFORE EPO · MANDATAIRES AGREES PRES L'OEB D - 2 O O O H A M B U R θ 3 6 NEUER WALL IO ® (O 4 O) 34OO45/34OOS6 TELEGRAMME: INVENTIUS HAMBURG IHR ZEIChEN(YOUR FILE UNSER ZEICHEN/OUR FILE N . 80 123 3 1. 3. 30 DATU M /DATE Patentansprüche

1. Komplementäre Metall/Oxid/Halbleiter-Triggerschaltung, deren Übertragungscharakteristik eine Hysterese aufweist, mit zwei an eine Betriebsspannungsquelle anschaltbaren Speiseleitungen, gekennzeichnet durch folgende Merkmale:

• (a) ein Widerstand mit zwei Anschlußklemmen, dessen Widerstandswert groß ist im Vergleich zu dem eines aktiven Transistors,

(b) ein P-Kanal-Transistor (erster Transistor) mit einem an die eine Speiseleitung angekoppelten Source-Anschluß, einem an die erste Anschlußklemme des Widerstandes angekoppelten Drain-Anschluß und einen Gate-Anschluß,

(c) ein N-Kanal-Transistor (zweiter Transistor) mit einem an die zweite Speiseleitung angekoppelten Source-Anschluß, einem an die zweite Anschluß-

0 3 0 0 A 2 / C, 7 ν 9

ORIGINAL INSPECTED

klemme des Widerstandes angekoppelten Drain-Anschluß und einem Gate-Anschluß,

(d) einer durch Koppeln der Gate-Anschlüsse der beiden Transistoren gebildeten Eingangsklemme der Triggerschaltung, und

(e) eine auf die sich zwischen den beiden Widerstandsklemmen entwickelnde Potentialdifferenz ansprechende Vorrichtung am Ausgang der Triggerschal-^ tung zur Bildung von Signalen eines ersten und eines zweiten Logikzustandes, wobei der erste Logikzustand erzeugt wird, wenn an der Eingangsklemme ein Potential anliegt, das zwischen dem Potential der ersten Speiseleitung und dem Schwellenpotential des ersten Transistors liegt, und wobei der zweite Logikzustand erzeugt wird, wenn die Eingangsklemme mit einem Potential betrieben wird, das zwischen dem Potential der zweiten Speiseleitung und dem Schwellenpotential des zweiten Transistors liegt.

2. Triggerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß in der Vorrichtung am Ausgang noch ein weiterer P-Kanal-Transistor (dritter Transistor), dessen Source-Zone an die erstgenannte Speiseleitung angekoppelt ist, und ein weiterer N-Kanal-Transistor

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(vierter Transistor), dessen Source-Zone an die zweite Speiseleitung angekoppelt ist, vorgesehen sind, und daß die Drain-Zone des dritten und vierten Transistors zur Bildung einer Ausgangsklemme der Triggerschaltung miteinander gekoppelt sind.

3. Triggerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß in der Vorrichtung an ihrem Ausgang eine eingangsseitig an die Drain-Zone des dritten und des vierten Transistors angeschlossene Sperre vorgesehen ist, die ausgangsseitig ein Logiksignal liefert, welches das Komplement des an der Ausgangsklemme vorhandenen Signals ist.

4. Triggerschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Sperre einen ersten Inverter, dessen Eingang an die Drain-Zone des dritten und des vierten Transistors angekoppelt ist, und einen zweiten Inverter aufweist, dessen Eingang an den Ausgang des ersten Inverters und dessen Ausgang an den Eingang des ersten Inverters angekoppelt ist und der einen niedrigeren Verstärkungsgrad hat als der erste Inverter.

5. Triggerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung am Ausgang

(a) eine Sperrschaltung mit zwei stabilen Zuständen, einer ersten und einer zweiten Eingangsklemme

0 3 0 0 A 2 /.',.«.

und einer Ausgangsklemme und

(b) einen Inverter, dessen Eingang mit der Drain-Zone des ersten Transistors und dessen Ausgang mit dem ersten Eingang der Sperrschaltung gekoppelt ist, aufweist, und daß

(c) die Drain-Zone des zweiten Transistors mit dem zweiten Eingang der Sperrschaltung gekoppelt ist, so daß der Ausgang der Sperrschaltung einen durch das Potential an der Eingangsklemme bestimmten Zustand annimmt.

6. Triggerschaltung nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß sie mit Zusatzeinrichtungen zur Schaffung eines Kippschwingungsoszillators kombiniert ist, und daß diese Zusatzeinrichtungen

(a) einen Kondensator,

(b) eine Vorrichtung zum Laden sowie

(c) eine Vorrichtung zum Entladen des Kondensators in Abhängigkeit von einem der Logikzustände und

(d) eine Vorrichtung zum Koppeln des Kondensators mit der Eingangsklemme aufweisen, so daß die Triggerschaltung die Ladung des Kodensators abfühlt.

7. Triggerschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung zum Laden so ausgebildet ist,

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daß während des Ladens ein konstanter Strom aufrechterhalten wird.

8. Triggerschaltung nach Anspruch 6 und 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung zum Laden einen ersten Stromspiegel, in welchem ein zweiter Widerstand den Ladestrom bestimmt, und eine in Reihe damit geschaltete Transistorvorrichtung aufweist, die ein einer Transistorschwelle gleiches Potential erzeugt, so daß der Ladestrom eine Funktion des Schwellwertes ist und Schwankungen der Schwellwerte des ersten und zweiten Transistors kompensiert werden.

9. Triggerschaltung nach Anspruch 6 und 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung zum Entladen so ausgebildet ist, daß während des Entladens ein konstanter Strom aufrecht erhalten wird.

10. Triggerschaltung nach Anspruch 6 und 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung zum Entladen einen zweiten Stromspiegel aufweist, in welchem der zweite Widerstand den Entladestrom bestimmt, und daß der erste und der zweite Stromspiegel abwechselnd in Abhängigkeit von dem Logikzustand betätigt werden.

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