DE3009963C2

DE3009963C2 - Hochfrequenz-Schaltkreis

Info

Publication number: DE3009963C2
Application number: DE3009963A
Authority: DE
Inventors: Youichi Yokohama Masuda; Akira Yokosuka Kanagawa Nakajima; Toshihiro Kunitachi Tokyo Onodera
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1979-03-15
Filing date: 1980-03-14
Publication date: 1982-03-25
Also published as: GB2050081B; DE3009963A1; CA1127247A; GB2050081A; US4318164A; FR2451671B1; FR2451671A1

Description

Die Erfindung betrifft einen Hochfrequenz-Schalterkreis für einen Sperrwandler von elektronischen Vorrichtungen und für eine variable bzw. Regelspan-

■ nungsquelle zur Verbesserung der Leistung bzw. des Wirkungsgrads eines Audioverstärkers.

In jüngster Zeit sind kleine Abmessungen besitzende Hochleistung-Schaltstromquellen häufig als Niederspannungs- und Starkstrom-Gleichspannungsquelle für

: Halbleiterschaltungen, insbesondere integrierte Schaltkreise verwendet worden. Dabei wurde versucht, die Schallstromquelle bezüglich Größe und Leistung oder Wirkungsgrad weiter zu verbessern. Eine diesbezügliche Maßnahme besteht in der Erhöhung der Schallfrequenz eines Schalterelements, wie eines Transistors, auf etwa 100 kHz.

Die mit einer Erhöhung der Schaltfrequenz verbundenen Probleme umfassen eine Kapazität zwischen Kollektor und Emitter eines Schalttransistors, eine Streuinduktivität eines Transformators oder Übertragers und dgl. Wenn diese Faktoren bei der Konstruktion eines Hochfrequenz-Schalterkreises nicht genügend berücksichtigt werden, ergibt sich ein unerwünschtes Einschwingverhalten.

Bei einer gewöhnlichen Schalterstromquelle überlappen sich die Spannung am Halbleiter-Schalterelement und der durch dieses fließende Strom zeitlich, so daß die Verlustleistung des Schalterelements bzw. der Schaltverlust vergleichsweise groß ist und dadurch der Stromübertragungs-Wirkungsgrad herabgesetzt wird. Von N. O. Sokal u. a., »Class E high efficiency tuned single-ended switching power amplifier«, in IEEE, Vol. SC-U), Seite 168 (Juni 1975), wird ein Verstärker vorgeschlagen, der so konstruiert ist, daß bei zweckmäßiger Auslegung einer LC-Schaltungskonstruktion, der Werte einer Drossel und eines Kondensators sowie des Verhältnisses zwischen einer Schaltperiode und der Durchschaltzeit eines Schalttransistors der Kollektor-

strom zu Null wird, bevor der Schalttransistor sperrt, während die Kollektor-Emitterspannung zu Null wird, bevor der Schalttransistor durchschaltet Durch diese Konstruktion wird die Verlustleistung des Schalttransistors merklich verringert, so daß der Stromübertragungs-Wirkungsgrad verbessert wird.

Ein Betrieb, in dem die Steilheit S den Wert Null annimmt, wenn die Spannung auf Null abfällt, ist aber mit einer Schaltstromquelle unmöglich, in welcher das Lastnetz eine gleichrichtende Diode aufweist und auf κι welche sieh die Erfindung bezieht. Bei einer solchen Schaltstromquelle ist es jedoch durch zweckmäßige Ausnutzung der Streukapazität des Schalterelements sowie der Streuinduktivität des Transformators oder Übertragers möglich, auch bei Schaltgeschwindigkeiten ι ~> von etwa 100 kHz kleine Schalterverluste zu realisieren.

Aufgabe der Erfindung ist damit die Schaffung eines verbesserten Hochfrequenz-Schalterkreises mit verringerter Verlustleistung des Schaltelements, bei dem insbesondere eine Überlappung zwischen der Wellenform eines durch ein Schalterelement fließenden Stroms und der Wellenform einer Spannung am Schaltelement dadurch vermieden wird, daß diese Spannung im Durchschaltzustand des Schaltelements auf Null herabgesetzt wird, während diese Spannung wieder ansteigen 2~> kann, nachdem der Strom über das Schaltelement in dessen Sperrzustand zu Null geworden ist.

Die genannte Aufgabe wird durch die in den beigefügten Patentansprüchen gekennzeichneten Merkmale gelöst. w

Der erfindungsgemäße Schalterkreis besteht aus einer Eingangsstromquelle, einem Schaltelement und einer Drosselspule oder der Primärwicklung eines Transformators bzw. Übertragers, der in Reihe über die Eingangsstromquelle geschaltet ist, einem parallel zum π Schaltelement geschalteten Resonanzkondensator, einer zum Resonanzkondensator parallelgeschalteten Dämpferdiode, einem über die Drosselspule oder die Sekundärwicklung des Transformators geschalteten Lastnetz mit einem Gleichrichterelement und einem Glättungskondensator sowie einer Impulsquelle zur Lieferung eines Schaltimpulses zum Schaltelement, um dieses durchzuschalten oder zu sperren.

Wenn die Drosselspule verwendet wird oder die Streuinduktivität des Transformators bzw. Übertragers 4; vernachlässigbar ist, werden für den Betrieb der Schaltstromquelle in einer solchen Betriebsart, daß die Wellenform des über das Schaltelement fließenden Stroms die Wellenform der Spannung am Schaltelement nicht überlappt, der Wellenwiderstand Z₀ = {ITC, der >o durch die Induktivität L der Drosselspule bzw. der Primärwicklung des Transformators und die Kapazität C des Resonanzkondensators bestimmt wird, und das Verhältnis TonITzwischen der Durchschaltzeit Tcwund der Schaltperiode T des Schaltelements so bestimmt, y-> daß die Spannung am Schaltelement nach dem Sperren des Schaltelements allmählich bis zu mindestens einem Pegel ansteigt, bei dem das Gleichrichterelement leiten kann, und dann allmählich auf 0 V abfällt, bevor das Schaltelement durch einen von der Schaltimpulsquelle gelieferten Schaltimpuls durchgeschaltet wird. Insbesondere liegt der Wellenwiderstand Z₀ im Bereich von 0,5-500 Ohm, und das Verhältnis Tq_nIT liegt bei 0,05—0,5. Das Verhältnis EJE, zwischen einer Ausgangsspannung Eo und einer Eingangsspannung E₁ wird t>> auf einen Bereich von 1 —3 eingestellt.

Wenn der Wellenwiderstand des Transformators oder Übertragers nicht vernachlässigbar ist, wird eine zusätzliche Drosselspule mit der Sekundärwicklung des Transformators in Reihe geschaltet. Bei dieser Anordnung ist bzw. wird die Summe aus der Streuindüktivität des Transformators und der Induktivität der zusätzlichen Spule zur Erzielung einer pnmärwicklungsbezogenen Induktivität L_e auf die Primärwicklungsseite bezogen, und die Ausgangsspannung E₀ wird zur Erzielung einer primärwicklungsbezogenen Ausgangsspannung Eo' auf die Primärwicklungsseite bezogen. Zur Ermöglichung der genannten Betriebsart wird das Verhältnis E₀'/E₁ der primärbezogenen Ausgangsspannung Eo und der Eingangsspannung E₁ sowie das Verhältnis der primärbezogenen Induktivität L_e und der Induktivität der Primärwicklung in einem Koordinatensystem mit der Abszisse E₀ ¹IE, und der Ordinate LJL innerhalb eines Bereichs gewählt, dei von einem Punkt P (0,4 = Eo¹IE₁, 0,8 = LJL), einem Punkt Q (0,7, 0,8), einem Punkt A (1,0, 0,7) einem Punkt R (1,3, 0,44), einem Punkt 5(1,54,0,1), einem Punkt 7(10,0,0,1, einem Punkt t/ (10,0, 10,0) und einem Punkt O (0,4, 10,0) umrissen wird; der Wellenwiderstand Z₀ = ]/LJC aus der Induktivität L der Primärwicklung und der Kapazität C des Resonanzkondensators liegt dabei im Bereich von 0,5-500 Ohm.

Zur Regelung bzw. Stabilisierung der Ausgangsspannung bei Änderung der Eingangsspannung bei der erfindungsgcmäßen Schaltstromquelle werden eine Information bezüglich eines Fehlers der Ausgangsspannung und eine Information bezüglich der Schaltperiode des Schaltelements an letzteres rückgekoppelt.

Im folgenden sind bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung anhand der beigefügten Zeichnung näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Schaltbild einer Schaltstromquelle gemäß der Erfindung,

Fig. 2 ein Schaltbild einer anderen Ausführungsform der Schaltstromquelle gemäß der Erfindung,

Fig.3 eine graphische Darstellung von Wellenformen zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltstromquelle nach Fig. 1,

F i g. 4 eine graphische Darstellung des Wellenwiderstands Z₀ = 1 L/Cder Schaltstromquelle gemäß F i g. 1 in Abhängigkeit vom Schaltfrequenzgang unter Heranziehung der Ausgangsleistung als Parameter,

F i g. 5 ein Schaltbild nach einer anderenAusführungsform der Erfindung, in welchem ein Transformator bzw. Übertrager in Form eines Äquivalentschaltkreises dargestellt ist,

Fig.6 ein konkretes Schaltbild des Transformators nach F i g. 5,

Fig. 7 eine graphische Darstellung des Bereichs, in welchem die Verhältnisse LJL und EJIE₁ bei der Schaltstromquelle gemäß F i g. 5 liegen sollen,

Fig. 8 eine graphische Darstellung von Wellenformen zur Verdeutlichung der Arbeitsweise der Schaltung nach F i g. 5,

Fig. 9 eine graphische Darstellung des Wellenwiderstands der Schaltstromquelle nach Fig. 5 in Abhängigkeit von der Ausgangsspannung unter Heranziehung von LJLaIs Parameter,

Fig. 10 die Ausgangsleistung in Abhängigkeit von der Beziehung 7WTder Durchschaltzeit Ton und der Schaltperiode oder -zeit bei der Schaltstromquelle nach F i g. 5,

Fig. 11 ein Schaltbild eines Sperrwandlers gemäß der Erfindung und

Fig. 12 ein Schaltbild eines Audioverstärkers unter Verwendung der erfindungsgemäßen Schaltstromquelle

als regelbare Spannungsquelle.

In Fig. 1 ist eine Schaltstromquelle gemäß einer Ausführungsform der Erfindung dargestellt, bei der ein Lastnetz über eine Drosselspule ohne Streuinduktivität geschaltet ist. Die Schaltung umfaßt eine ungeregelte bzw. nichtstabilisierte Gleichstromquelle 1, über welche eine Drosselspule 2 für Stromübertragung und ein Schaltelement 3, etwa ein Transistor, in Reihe geschaltet sind. Das Schaltelement 3 wird an seiner Steuerklemme 3c (der Basis eines Transistors) mit einem Schaltimpuls von einem Impulsgenerator 4 beschickt. Das Schaltelement 3 besitzt eine äquivalente Eigen-Streukapazität 3d zwischen Klemmen 3a und 3b. Ein Resonanzkondensator 5 mit einer wesentlich größeren Kapazität als die Streukapazität des Schaltelements 3 sowie eine Dämpferdiode 6 sind jeweils parallel zum Schaltelement 3 geschaltet. Die an der Drosselspule 2 entwickelte Spannung wird durch eine Gleichrichterdiode 7 gleichgerichtet und durch einen Glättungskondensator 8 geglättet. Die dabei erzeugte Ausgangsgleichspannung wird an eine mit Ausgangsklemmen 9a und 9b verbundene Last 10 angelegt.

Im folgenden ist die Arbeitsweise der Schaltstromquelle gemäß F i g. 1 anhand der Wellenformdarstellung von F i g. 3 erläutert.

Wenn ein Schaltimpuls mit der Form gemäß F i g. 3(a) an die Steuerklemme 3c des Schaltelements 3 angelegt wird, wird dieses periodisch ein- bzw. durchgeschaltet. Da der Durchschaltwiderstand des Schaltelements 3 ausreichend kleiner gewählt ist als die Impedanz der Drosselspule 2, fließt im Durchschaltzustand des Schaltelements 3 ein Strom i_c durch die Drosselspule 2 und das Schaltelement 3, der gemäß F i g. 3(b) linear von r, auf I_n ansteigt. Das Schaltelement 3 wird während einer kurzen Periode zwischen /„und lon zwangsweise zum Sperren gebracht, so daß der Strom i_c schnell auf Null abfällt. Danach fließt der Strom i_L der Drosselspule 2 aufgrund der Trägheit der Spule weiter zum Kondensator 5 und zum Streukondensator 3d des Schaltelements 3. Da der Resonanzkondensator 5 eine größere Kapazität besitzt als die Streukapazität 3d, fließt der Strom hauptsächlich über den Rcsonanzkondensator 5. Dabei fließt der sich entsprechend einer Kosinuskurve ändernde Resonanzstrom während der Periode von tos. bis t_r(F i g. 3(c)) durch die Drosselspule. Andererseits steigt die Spannung V₁- am Resonanzkondensator 5 bzw. am Schaltelement 3 in dem Augenblick an. in welchem der Resonanzstrom über den Resonanzkondensator 5 zu fließen beginnt, wobei sie gemäß F i g. 3{d) während der Periode von tos bis i_r einer Sinuskurve folgt. Die Anstiegsflanke der Spannung VV ist dabei flacher als beim Fehlen des Resonanzkondensators 5. Aus diesem Grund ist zu einem Zeitpunkt ι = t„ zu welchem das Schaltelement 3 sperrt, keinerlei Überlappung der Wellenform des über das Schaltelement 3 fließenden Stroms mit der Wellenform der Spannung V₁ am Schaltelement gegeben. Selbst wenn sich diese Wellenformen dennoch überlappen, ist ihr Überlappungsbereich ziemlich klein, weil die Anstiegsflanke der Spannung V_c, wie erwähnt, flach oder sanft ansteigt. Mit anderen Worten: die Verlustleistung des Schaltelements wird erheblich verringert.

Die Spannung V' am Schaltelement 3 steigt aufgrund der Resonanz zwischen der Drosselspule 2 und dem Kondensator 5 weiter an. Zu diesem Zeitpunkt t = t_r, wenn die Spannung V die Summe aus einer Spannung E der Eingangsgleichstromquelle 1 und einer geregelten Ausgangsspannung E_n zwischen den Ausgangsklemmen 9a und 9£> erreicht, beginnt die Gleichrichterdiode 7 zu leiten. Infolgedessen wird die in der Drosselspule 2 gespeicherte Energie über die Diode 7 zur Last 10 geliefert. Bei der Schaltungskonstruktion nach Fig. 1 steigt die Spannung V₁ nicht an, solange die Gleichrichterdiode 7 leitet. Während der Leitperiode t_r bis t,, der Diode 7 fällt der Strom //. gemäß F i g. 3c zeitabhängig linear ab, wenn die Impedanz des Glättungskondensators 8 wesentlich kleiner ist als der Widerstandswert der Last 10. Gleichzeitig fließt über die Diode 7 ein Strom i_s, der gemäß Fig. 3f im Zeitablauf linear abfällt. Wenn die Spannung V₁- unter Ε, + Eo abfällt, sperrt die Diode 7, und der Kondensator 5 befindet sich in einem Entladungszustand, so daß die Spannung V₁. gemäß F i g. 3d entsprechend einer Kosinuskurve abnimmt. Nach dem Zeitpunkt //verläuft die Spannung V₁-in negativer Richtung, doch wird sie auf Null gehalten, weil die Dämpferdiode 6 leitet. Der Dämpferstrom /Ό ist gemäß F i g. 3e während einer Periode ic bis td abnehmend. Im Zeitpunkt td liefert der Impulsgenerator 4 den nächsten Schaltimpuls zum Schaltelement 3, so daß sich der vorstehend beschriebene Vorgang wiederholt. Während der Zeitspanne, in welcher der Dämpferstrom /Ό fließt, entspricht die Spannung V₁- am Schaltelement 3 »Null«, so daß sich die Wellenformen i_c und V₁-zum Zeitpunkt td. nach welchem das Schaltelement 3 sperrt, in keinem Fall überlappen.

Die der Last 10 zugeführte Ausgangsleistung P_OUi entspricht

— Ε,,-Χ-Κάι.

In F i g. 3 sind mit 7b/vdie Durchschaltzeit bzw. -dauer des Schaltelements 3 und mit T seine Schaltperiode bezeichnet.

Zur Aufrechterhaltung der beschriebenen Betriebsart, in der die Steilheit Θ nicht Null wird, wenn die Spannung auf Null abfällt, und in welcher keine Überlappung zwischen der Spannung V₁ und dem Strom i_c auftritt, muß das Verhältnis Ton/ Fdes Schaltelements zweckmäßig gewählt sein, während die Induktivität L der Drosselspule einwandfrei auf die Kapazität C des Resonanzkondensators und den Stromfluß über die Dämpferdiode bezogen sein muß. Zur Erhaltung dieser Betriebsart müssen die Ausgangsleistung P₀₁₁,, die Schaltfrequenz /(= i/T) sowie die Größen L und C genau gewählt werden, und die Durchschaltdauer des Schaltelements wird auf der Grundlage dieser gewählten Größen bestimmt. F i g. 4 veranschaulicht die Kennlinien der Funktion zwischen dem Wellenwiderstand Zo = \jLJC,und einer Schaltfrequenz /(= \/T)zur Aufrechterhaltung dieses Betriebs wobei das Verhältnis EJEi der Ausgangsspannung E₀ und der Eingangsspannung Ei auf 1,15 festgelegt ist und wobei die Ausgangsleistung P₀₁₁, als Parameter herangezogen wird. Die Größen des Verhältnisses 7b,v/7~sind auf jeder Kurve aufgetragen. An einem Punkt A, an welchem Pout = 100 W, gelten beispielsweise /"= 100 kHz und Z₀ = 106 Ohm, Ton/T= 0.347 und entsprechend Ton— 3,47 us. Zur Änderung von P_om bei Z₀ = 106 Ohm müssen Ton/T und / längs einer Linie tx-tx' variiert werden. An einem Punkt P (50 W) gelten daher Ton/T= 0,28 und /= 126 kHz. An einem Punkt <?(150 W) gelten Tos/T = 0385 und /"=83 kHz. Zur Einstellung der Ausgangsspannung P„_m unter Beibehaltung

dieser Betriebsart müssen Tav/Tund f, d. h. T_0n und T gleichzeitig verändert werden.

Wenn Z₀ im Bereich von 100 bis 180 Ohm und T_ON/T im Bereich von 0,276 bis 0,447 liegen (vgl. F i g. 4), lassen Versuchsergebnissse erkennen, daß Z₁, im Bereich von , 0,5 bis 500 Ohm und Tun/Tim Bereich von 0,2 bis 0,5, bei Berücksichtigung eines Bereiches als EJE„ liegen können, um diese Betriebsart sicherzustellen. Das Verhältnis EJE₁ muß aus dem Grund im Bereich von 1 bis 3 liegen, daß dann, wenn EJE, kleiner ist als 1, die i< > Diode 7 stets sperrt und somit keine Leistung bzw. kein Strom zur Last geliefert wird, während bei einem derartigen Verhältnis von über 3 die Streuinduktivität des Transformators den Betrieb ungünstig beeinflußt, so daß die Stromversorgung nicht mehr in dieser r, Betriebsart bleiben kann. Während bei der Ausführungsform nach F i g. 1 die Drosselspule zur Lieferung von Strom zur Last benutzt wird, kann diese Spule gemäß Fig. 2 durch einen Transformator 11 ersetzt werden, solange die Streuinduktivität vernachlässigbar jo ist Wenn sich das Transformator- bzw. Überlragerverhältnis der Größe 1 : 1 annähert, kann dabei die Streuinduktivität klein sein. Bei Verwendung des Transformators bzw. Übertragers kann der Wellenwiderstand Z₀ durch die Induktivität der Primärwick- jj lung des Transformators und die Kapazität des Resonanzkondensators bestimmt werden.

Zur zweckmäßigen Änderung der Ausgangsspannung Eau, in bezug auf die Eingangsspannung E_1n wird ein Transformator bzw. Übertrager für die Stromübertra- jii gung benutzt. Wenn sich dabei das Übertragungsverhältnis der Größe 1 :1 annähert, kann die Streuinduktivität vernachlässigbar klein sein. Bei einem Übertragungsverhältnis von etwa 10:1 ist dagegen die Streuinduktivität im Betrieb nicht mehr vernachlässig- r, bar.

Die Erfindung zieht vorteilhaft Nutzen aus der Streuinduktivität des Transformators für die Auslegung einer Schaltstromquelle zur Gewährleistung dieser Betriebsart, bei der die Steilheit Θ nicht Null wird, wenn ad die Spannung auf Null abfällt. Die Schaltstromquelle mit dem entsprechenden Aufbau ist in Fig. 5 dargestellt in welcher den Teilen von F i g. 1 entsprechende Teile mit denselben Bezugsziffern wie dort bezeichnet sind. In Fig. 5 ist ein Transformator bzw. Übertrager 20 in Ersatzschaltbildform veranschaulicht, während sein konkretes Schaltbild in F i g. 6 gezeigt ist Gemäß F i g. 6 ist eine Spule 23 zusätzlich mit der Sekundärwicklung 22 des Übertragers 20 in Reihe geschaltet. Der Übertrager 20 läßt sich daher durch das Ersatzschaltbild gemäß so Fig.5 darstellen, welches die Primärwicklung 21 (Induktivität i^des Übertragers 20, eine Drosselspule 24 mit der Induktivität Le, die durch Beziehung der Summe der Streuinduktivität des Übertragers 20 und der Induktivität der zusätzlichen Spule 23 auf die Primärseite erhalten wird, und einen idealen Transformator bzw. Übertrager 25 mit dem Übertragungsverhältnis π: 1 enthält

Im folgenden ist die Arbeitsweise der Ausführungsform nach Fig.5 anhand von Fig.8 erläutert Bei eo Anlegung eines Schaltimpulses gemäß F i g. 8(a) an das Schaltelement 3 fließt ein Strom i_c gemäß F i g. 8(b) über das Schaltelement 3 durch die Primärwicklung 21. Während der Zeitspanne tori bis t_e nach dem Sperrzustand des Schaltelements 3 fließt durch die Primärwicklung des Transformators bzw. Übertragers 20 ein Kosinus-Resonanzstrom mit einer Resonanzfrequenz, die von der Kapazität C des Resonanzkondensators 5 und der Induktivität L der Primärwicklung 21 abhängt (vgl. Fig.8(c)). Wenn der Resonanzslrom über den Kondensator 5 zu fließen beginnt, steigt die Spannung V₁- über den Kondensator 5 gemäß F i g. 8(d) längs einer Sinuskurve an. Wenn die Spannung K- zum Zeitpunkt ti die Summe E, + E,,' aus der Eingangsspannung E, und der auf die Primärwicklungsseitc bezogenen Spannung Ε,,' (= nfu^der Ausgangsspannung E₀ übersteigt, leitet die Gleichrichterdiode 7, so daß gemäß Fig. 8(f) ein Strom i_s zu fließen beginnt. Aufgrund des Vorhandenseins einer vergleichsweise großen, äquivalenten Streuinduktivität L_c, die ein Mehrfaches von 10% oder mehr der Primärwicklungsinduktivität beträgt, wird die Spannung V_c nicht bei E; + E₀' abgekappt, vielmehr ändert sie sich auf die in F i g. 8(d) gezeigte Weise. Auch wenn die Spannung V_c unter £, + E₀' abfällt läßt die in der Streuinduktivität 24 des Transformators oder Übertragers gespeicherte Energie den Strom i_s über die Gleichrichterdiode 7 bis zum Zeitpunkt t_p gemäß F i g. 8(f) fließen. Nachdem die Spannung V_c zu Null geworden ist, fließt der über die Primärwicklung 21 des Übertragers 20 fließende Strom //. während einer Periode t_e bis f_p(F i g. 8(e)) über die Dämpferdiode 6.

Damit sich der Strom i_c und die Spannung V_c zum Zeitpunkt toN. wenn das Schaltelement 3 sperrt, und zum Zeitpunkt tp, zu welchem das Schaltelement durchschallet, nicht gegenseitig überlappen, d. h. um die Betriebsart zu realisieren, in der die Steilheit θ nicht Null wird, wenn die Spannung auf Null abfällt, müssen die Faktoren Ton, T, L, L^ C, £,und EJ einwandfrei bzw. zweckmäßig gewählt werden. Ist dies nicht der Fall, so verbleibt gemäß F i g. 8(d) zum Zeitpunkt t_p im Kondensator 5 eine Spannung Vr. wobei sich diese Restspannung plötzlich über das Schaltelement 3 entlädt und einen negativen Spitzenimpuls 55 erzeugt.

Zur Ermöglichung der genannten Betriebsart müssen die Verhältnisse LJL und E₀'IE, so gewählt werden, daß sie innerhalb des schraffierten Bereichs von F i g. 7 liegen, d. h. innerhalb eines Bereichs oder einer Fläche, der bzw. die von einer Linie umrissen ist, die einen Punkt P (0,4 = E₀'/Ei, 0,8 = LJL), ein Punkt Q(OJ, 0,8), einen Punkt A (1,0,0,7), einen Punkt Ä(l,3,0,44), einen Punkt 5 (1,54, 0,1), einen Punkt T(IO₁O, 0,1), einen Punkt 17(10,0, 10,0) und einen Punkt 0(0,4, 10,0) verbindet In Fig. 7 sind auf der Ordinate LJL und auf der Abszisse E₀ ¹IEi aufgetragen.

Wenn bei der Schaltung gemäß F i g. 5 die Primärwicklungsinduktivität L des Transformators bzw. Übertragers 20, die Ströme i_L und i_Le über die Primärwicklung bzw. die äquivalente Induktivität L_e sowie die Spannung V_c am Resonanzkondensator 5 als Zustandsveränderliche vorausgesetzt werden, gilt folgende Zustandsgieichung:

X =	d.v dr	0	= AX	+ B	-ML
worin bedeuten:	0			ML_e
	0
A =		IL

MC -MC -MCR₀₂

= (E,/L,-E'_o+E,L,..0)T

Ί - ein Vektor

Wenn mittels eines Rechners die obige Gleichung zur Wellenformanalyse numerisch integriert wird, ergeben sich die Kennlinien der Ausgangsleistung P,„„ in bezug auf den Wellenwiderstand Z„ = /LlC als Veränderliche unter Heranziehung des Verhältnisses LJL als Parameter auf die in Fig. 9 dargestellte Weise. In den ίΊω/^-Kennlinien gemäß Fig.9 ist der Wellenwiderstand Z₁₁ von 20 Ohm auf 500 Ohm für jede Größe 0,5, 0,6, 0,7 und 0,9 von LJL geändert, wenn EJIE, = 1,15 gilt. Im Fall der gestrichelt eingezeichneten Kurve für LJL = 0,5, die außerhalb des schraffierten Bereichs von F i g. 7 liegt, befindet sich die Schaltstromquelle in einem Zustand, in welchem im Resonanzkondensator 5 zum Zeitpunkt t_p gemäß F i g. 8 die Restspannung Vk zurückbleibt, so daß die Stromquelle nicht in der Betriebsart arbeitet, in der die Steilheit nicht Null wird, wenn die Spannung auf Null abfällt. Im Fall der Kennlinie LJL = 0,6 befindet sich die Schaltstromquelle in dem durch die ausgezogene Linie angedeuteten Bereich von 20 g Z₀ S 40 in dieser Betriebsart, während sie sich in dem durch die gestrichelte Kurve angedeuteten Bereich von 40 < Z₀ nicht in dieser Betriebsart befindet. Wenn der Parameter LJL = 0,7 beträgt, befindet sich die Schaltstromquelle im Bereich von 20 < Z₀ < 70 in der genannten Betriebsart. Im Fall von LJL = 0,9 befindet sich die Schaltstromquelle in der genannten Betriebsart, wenn Z₀ im Bereich von 20 bis 80 Ohm liegt. Der effektive Bereich von Z₀ vergrößert sich mit größer werdendem Parameter LJL. Versuche haben gezeigt, daß Z₀ im Bereich von 0,5 bis 500 Ohm liegen kann.

Fig. 10 veranschaulicht die Kennlinie für das Verhältnis zwischen Ausgangsleistung P_ou, und dem Verhältnis Tom/T unter Heranziehung von E₀' als Parameter. Innerhalb des gestrichelten Bereichs jeder Kurve in der graphischen Darstellung von Fig. 10 arbeitel die Schaltslromquelle nicht in der Betriebsart, in der die Steilheit θ nicht Null wird, wenn die Spannung auf Null abfällt.

Wenn die Faktoren Z₀, EJE₁ und Ton! T auf vorher beschriebene Weise bestimmt werden, wird die genannte Betriebsart normalerweise erreicht. Wenn sich jedoch die Last- oder Eingangsspannung aufgrund äußerer Störungen ändert, variiert auch die Ausgangsspannung. Aus diesem Grund muß die Ausgangsspannung E₀ geregelt bzw. stabilisiert werden. Dies kann normalerweise durch Änderung der SchEltⁿeriode T oder des Verhältnisses Ton! T des Schaltelements erreicht werden, doch ist es erforderlich, 7*+ Ton/T gleichzeitig zu ändern, um die Ausgangsspannung bei Aufrechterhaltung dieser Betriebsart zu regulieren bzw. zu stabilisieren. Wenn nämlich die Last- oder Eingangsspannung variiert, kann es vorkommen, daß die Spannung V_cam Resonanzkondensator, wie in F i g. 8(d) in gestrichelter Linie angedeutet zum Zeitpunkt t_p nicht die Größe Null erreicht. Wenn unter diesen Bedingungen das Schaltelement 3 (Transistor) durch den nächsten Schaltimpuls durchgeschaltet wird, wird gemäß F i g. 8(b) ein scharfer Spitzenimpuls SB erzeugt, so daß Störsignale von Hochfrequenzkomponenten erzeugt werden. Da sich in diesem Fall die Wellenformen des Kollektorstromes i_c des Transistors 3 und der Spitzenimpuls 55 auf Zeitbasis überlappen, wird die dem

ίο

Produkt der überlappenden Wellenformen entsprechende Leistung im Transistor 3 als Wärme vernichtet, wodurch der Stromübertragungswirkungsgrad herabgesetzt wird und eine vergleichsweise große Wärmesenke für den Transistor 3 erforderlich wird. Zur Vermeidung dieser Nachteile ist es daher nötig, die Größen von 7WTund rentsprechend der Änderung der Ausgangsspannung E„ gleichzeitig zu verändern, um den Schalttransistor 3 durchzuschalten, nachdem der Dämpferstrom /» die Dämpferdiode 6 durchfließt, d. h. K- vollständig zu Null wird.

Fig. 11 ist ein Schaltbild eines erfindungsgemäßen Schaltkreises, in welchem die erwähnte Ausgangsspannungsregelung bzw. -stabilisierung vorgenommen werden kann. In dieser Schaltung ist ein Korrekturspannung-Meßkreis 30 an den Ausgang 9a angeschlossen, um eine einer Differenz zwischen der Ausgangsspannung E₁, und einer vorgegebenen Spannung proportionale Fehlerspannung zu erzeugen. Dieser Meßkreis umfaßt in Reihe zwischen die Ausgangsklemmen 9a und Schaltungsmasse geschaltete Widerstände 31 und 32, einen Widerstand 33 und eine Zenerdiode 34, die zwischen der Ausgangskiemme 9a und Schaltungsmasse in Reihe geschaltet sind, und einen Differential- oder Operationsverstärker 35, dessen Eingangsklemmen an den Abgriff zwischen den Widerständen 31 und 32 sowie eine andere Verzweigung zwischen dem Widerstand 33 und der Zenerdiode 34 angeschlossen sind.

Der Ausgang des Korrekturspannung-Meßkreises 30 ist an einem Impulsbreiten-Modulationskreis 36 angeschlossen, dessen Ausgang mit der Basis des Schalttransistors 3 verbunden ist. Dieser Modulationskreis 36 enthält einen astabilen Multivibrator 37, einen Integrationskreis 38 zur Umwandlung eines Rechteckwellen-Ausgangssignals vom Multivibrator 37 in ein Dreieckswellen-Ausgangssignal und einen Spannungskomparator 39 zum Vergleichen der Ausgangsspannung des Integrationskreises mit der Ausgangsspannung des Meßkreises 30. Der Spannungskomparator 39 erzeugt einen Schaltimpuls mit einer Impulsbreite, die einer Korrekturspannung proportional ist. Das vorher erwähnte Rückkopplungssystem ist in an sich bekannter Weise zur Steuerung der Durchschaltzeit des Schalttransistors 3 angeordnet.

Um bei dieser Konstruktion eine auf eine Schaltfrequenz bezogene Information zum Schalttransistor rückzukoppeln, ist ein Stromtransformator bzw. -übertrager 40 oder ein Lochfühler zur Feststellung oder Messung des über die Dämpferdiode 6 fließenden Dämpferstroms vorgesehen, wobei der Ausgangsstrom dieses Transformators 40 durch einen Widerstand 41 in *Mn#* ^ηαηηιιησ iimirg-ULfanrjglt wird Diese S⁰HnHUH⁰¹ wird als Triggersignal an eine Triggerklemme des astabilen Multivibrators 37 angelegt. Letzterer wird dabei zwangsweise mit dem Tnggersignal synchronisiert, so daß seine Ausgangsfrequenz auf die Frequenz des Dämpferstroms bezogen wird. Infolgedessen werden die Schaltperiode T und das Verhältnis der Durchschaltzeit Tos zur Schaltperiode T gleichzeitig verändert, so daß die Ausgangsspannung E₀ reguliert bzw. stabilisiert wird, während der gewünschte Betrieb aufrechterhalten wird, bei dem die Steilheit θ nicht Null wird, wenn die Spannung auf Null abfällt Ersichtlicherweise kann das Rückkopplungssystem auch bei den Schaltstromquellen gemäß F i g. 1 und 2 angewandt werden.

Bei einem entsprechenden Versuch wurden gute Ergebnisse erzielt Dabei wurde für die Bedingungen

Il

Eingangsspannung E₁ = 130 V, Ausgangsspannung E₀ = 28 V, Ausgangsleistung P_ou, = 120 W und Schaltfrequenz = 100 kHz ein Transformator bzw. Übertrager mit einer Primärwicklung von 28 Windungen und einer Sekundärwicklung mit 3 Windungen verwendet, wobei die verschiedenen Werte bzw. Größen folgende waren: L = 54 μΗ, L₁. = 49 μΗ, C = 47.000 pF und TfW = 3 μ&. Die erfindungsgemäße Schaltstromquelle besitzt eine geringe Verlustleistung, so daß nur wenig Wärme abgeführt werden muß, was durch eine Wärmesenke mit kleinen Abmessungen erfolgen kann. Außerdem werden keine unerwünschten Störsignale (»Rauschen«) erzeugt.

Die Schaltstromquelle gemäß F i g. 5, mit welcher die Ausgangsspannung in bezug auf die Eingangsspannung Ε,- zweckmäßig geändert werden kann, eignet sich für eine variable bzw. regelbare Stromquelle zur Herstellung eines Audioverstärkers mit hohem Wirkungsgrad. Ein entsprechender Verwendungsfall ist in Fig. 12 veranschaulicht.

Im Beispiel gemäß Fig. 12 ist ein mit einem Lautsprecher 51 verbundener Haupt- bzw. Endverstärker 50 ein KJasse-B-Gegentaktverstärker, der über einen Vorverstärker 52 mit einem Audio- bzw. Tonsignal gespeist wird. Positive und negative Speisespannungen + V«. und Vcc für den Hauptverstärker 50 werden von einer regelbaren Schaltstromquelle 53 geliefert. Letztere ist dabei als Stromversorgung für positive und negative Speisespannungen unter denselben Bedingungen ausgelegt, wie sie für die Schaltstromquelle gemäß Fig. 5 beschrieben worden sind. Ein Impulsbreiten-Modulator 55, der ein Audioeingangssignal empfängt, legt impulsbreitenmodulierte Schaltimpulse an die Basis eines Schal transistors 54 an. Der Modulator 55 tastet das Audioeingangssignal mit einer Tastfrequenz von z.B. 100 kHz ab und erzeugt einen Schaltimpuls mit einer der Amplitude jeder Abtastung proportionalen Impulsbreite. Der Impulsbreiten-Modulator 55 kann so ausgelegt sein, daß er die Durchschaltzeit Ton ändert und die Schaltperiode Γ konstant hält oder die Durchschaltdauer Ton ändert und dabei die Sperrdauer bzw. -zeit konstant hält.

Beim Audioverstärker gemäß Fig. 12 ist die Größe der an den Hauptverstärker 50 angelegten Stromquellenspannungen + Kv und Kv der Durchschaltdauer des Transistors 54 proportional. Infolgedessen variiert die Größe dieser Spannungen mit der augenblicklichen Amplitude des in jeder Abtastperiode anliegenden Audiosignals. Hierdurch wird die Energie- bzw. Stromumwandlungsleistung des Hauptverstärkers 50 im Vergleich zu einem bisherigen Audioverstärker, der ständig mit einer festen Stromquellenspannung beschickt wird, erheblich verbessert.

Hierzu ^l' Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Hochfrequenz-Schalterkreis mit einer Eingangsstromquelle, einem Schaltelement und einer Induktivität bzw. Drosselspule, die in Reihe mit der Eingangsstromquelle geschaltet sind, einem zum Schaltelement parallelgeschalteten Resonanzkondensator, einer mit letzterem parallelgeschalteten Dämpferdiode, einem an die Drosselspule angeschlossenen Lastnetz mit einem Gleichrichterelement und einem Glättungskondensator, sowie einer Impulsquelle zur Anlegung von Schaltimpulsen an das Schaltelement zum Durchschalten oder Sperren desselben, dadurch gekennzeichnet, daß der Wellenwiderstand Z₀ — \/L/C, bestimmt durch Induktivität L der Drosselspule und Kapazität Cdes Resonanzkondensators (5), und das Verhältnis Ton/Tvoti Durchschaltzeit Ton und Schaltperiode T des Schaltelements (3) so eingestellt sind, daß die Spannung am Schaltelement (3) allmählich bis zu mindestens einem Pegel ansteigt, bei dem das Gleichrichterelement (7) nach dem Sperren des Schaltelements (3) leitend werden kann, und dann allmählich auf 0 V abfällt, bevor das Schaltelement (3) durch einen von der Schaltimpulsquelle (4) gelieferten Schaltimpuls durchgeschaltet wird.

2. Schalterkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Wellenwiderstand Z_n im Bereich von 0,5 — 500 Ohm liegt, daß das Verhältnis EJE₁ der Spannung E₁ der Eingangsstromquelle (1) und der Ausgangsspannung E_n des Schalterkreises im Bereich von 1 —3 liegt und daß das Verhältnis Ton/T zwischen der Durchschaltdauer Ton des Schaltelements (3) und der Schaltperiode T im Bereich von 0,05—0,5 liegt.

3. Schalterkreis, insbesondere nach einem der Ansprüche 1 unri 2, bestehend aus einer Eingangsstromquelle, einem Transformator bzw. Übertrager mit Primär- und Sekundärwicklung(en), einem mit. der Primärwicklung des Transformators oder Übertragers über die Eingangsstromquelle in Reihe geschalteten Schaltelement, einem zu letzterem parallelgeschalteten Resonanzkondensator, einer zn letzterem parallelgeschalteten Dämpferdiode, einem ein Gleichrichterelement und einen Glättungskondensator aufweisenden und über die Sekundärwicklung des Transformators geschalteten Lastnetz und einer Impulsquelle zur Anlegung von Schaltimpulsen an das Schaltelement zum Durchschalten oder ' Sperren desselben, dadurch gekennzeichnet, daß zusätzlich eine Drosselspule (24) mit der Sekundärwicklung des Transformators bzw. Übertragers (20) in Reihe geschaltet ist, daß die Verhältnisse E_n ¹IE₁ und LJL in einem Koordinatensystem mit der ΐ Abszisse E₀ ¹IE₁ und der Ordinate LJL innerhalb eines Bereichs gewählt sind, der von einem Punkt P (0,4 = E_n ¹IEi, 0,8 = LJL), einem Punkt Q (0,7, 0,8), einem Punkt Λ (1,0, 0,7), einem Punkt R (1,3, 0,44), einem Punkt 5(1,54, 0,1), einem Punkt 7(10,0, 0,1), h einem Punkt /7(10,0, 10,0) und einem Punkt O(0,4, 10,0) umrisssen ist, wobei E₁ die Eingangsspannung der Eingangsstromquelle (1). ^E>> eine auf die Primärwicklung (21) bezogene Ausgangsspannung, die durch Beziehen einer Ausgangsspannung E_n auf * die Primärseite des Transformators bzw. Übertragers (20) erhalten wird, L eine Induktivität der Primärwicklung (21) des Transformators (20) und L₁.

eine auf die Primärwicklung (21) bezogene Induktivität aus der Summe einer Streuinduktivität des Transformators (20) und einer Induktivität der zusätzlichen Drosselspule (24) bedeuten, und daß der durch die Induktivität L der Primärwicklung (21) des Transformators (20) und die Kapazität C des Resonanzkondensators (5) bestimmte Wellenwiderstand Zo = j/L/Cim Bereich von 0,5—500 Ohm liegt

4. Schalterkreis nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß eine Korrekturspannung-Erzeugungseinrichtung (30) zur Lieferung einer Korrekturspannung, die einer Differenz zwischen der Ausgangsspannung des Schalterkreises und einer vorgegebenen Spannung proportional ist, und eine Dämpferstrom-Meßeinrichtung (40) zur Messung eines über die Dämpferdiode (6) fließenden Dämpferstroms vorgesehen sind und daß die Impulsquelle (36) ausgebildet ist, daß die Impulsbreite und -breite des Schaltimpulses in Abhängigkeit von den Ausgangssignalen der Korrekturspannung-Erzeugungseinrichtung (30) und der Dämpferstrom-Meßeinrichtung (40) änderbar sind.

5. Schalterkreis nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Impulsquelle ein Impulsbreitenmodulator (36) zur Modulation der Impulsbreite des Schaltimpulses mittels eines Audio- bzw. Tonsignals ist.