DE2932745C2

DE2932745C2 - Digitaler Frequenz- und Phasenvergleicher

Info

Publication number: DE2932745C2
Application number: DE19792932745
Authority: DE
Inventors: Hiroshi Kadoma Osaka Minakuchi
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1979-08-13
Filing date: 1979-08-13
Publication date: 1986-06-19
Also published as: DE2932745A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Frequenz- und Phasenvergleicher gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Die US-PS 36 10 954 beschreibt einen solchen digitalen Frequenz- und Phasenvergleicher mit einer Vielzahl von NAND-Gliedern nach Fig. 1, die aus Änderungen der logischen Pegel von zwei Eingangssignalcn deren Frequenz und Phase erfassen. Der Vergleicher spricht auf die Rückflanken von Eingangsimpulsen an und erzeugt Ausgangssignale, die den Frequenz- und Phasenbeziehungen der Eingangssignale entsprechen.

Wenn eines der Eingangssignale eine höhere Frequenz als das andere hat, gibt der Vergleicher an einem von Ausgängen Xund Vein Impulsausgangssignal mit der niedrigeren Frequenz ab, während an dem anderen Ausgang ein Ausgangssignal mit konstantem Pegel liegt. Wenn die Frequenzen der beiden Eingangssignal gleich sind, diese sich jedoch in der Phase unterscheiden, werden an einem der Ausgänge Impulse abgegeben, deren Impulsbreite der Phasendifferenz entspricht und die mit der Eingangsfrequenz auftreten, während das andere Ausgangssignal einen konstanten Pegel hat. Für Eingangssignale mit gleicher Frequenz und Phase haben die an den Ausgängen abgegebenen Ausgangssignalc den gleichen konstanten Pegel.

Obgleich mit dem Vergleicher nach F i g. 1 ein weiter Fangbereich für einen spannungsgesteuerten Oszillator eines Phasenregelkreis-Systems gewährleistet ist, hat der Vergleicher mehrere Mängel.

Estens sind die Phasen- und Frequenzsignalc nicht unabhängig voneinander erzielbar. Falls beispielsweise die Drehzahl eines Elektromotors mit einem Signal gesteuert wird, das aus einem Phasenregelkreis-Systcm abgeleitet wird, bei dem ein Frequenzgenerator so mit dem Motor verbunden ist, daß er als aus einem Tiefpaßfilter und einem spannungsgesteuerten Oszillator gebildet angesehen werden kann, würde bei dem Anlassen

der Motor aufgrund der Trägheit seines Rotors »über-Nchwingen« oder »unterschwingen«, d. h. ein Einschwingvcrhalten zeigen. Für eine sehr genaue Motorsteuerung würde man ein Servosystem verwenden, das ein Signa! zur Bremsung des Motors bei dessen Überschwingen und ein Signal zum Beschleunigen des Motors bei dessen Unterschwingen erzeugt In diesem Fall gibt der Vergleicher nach F i g. 1 über seine Ausgänge wiederholte Pegelwechsel oder einen konstanten Pegel ab. Diese Signale können jedoch nicht direkt als Steuersignale für die Beschleunigung oder Abbremsung des Motors verwendet werden, da sich derartige Steuersignale außerhalb der Beschleunigungs- oder Abbremsungsperioden zwischen zwei bestimmten Pegein ändern. Zur Glättung von sich derart ändernden Signalen ist daher ein Tiefpaßfilter mit Kondensatoren notwendig. Die Verwendung derartiger Kondensatoren in größerer Anzahl ist unerwünscht, wenn das System mit einer integrierten Schaltung aufgebaut wird, da in diesem Fall die Anzahl der Zuleitungsdrähtt: von Bedeutung ist und die Funktion des Systems unzuverlässig wird.

Der Vergleicher nach F i g. 1 ermöglicht zwar die Frequcn/.unterscheidung, jedoch ist im Vergleich mit einem in »The Bell System Technical Journal«, März 1962, Seiten 559—602, anhand einer Fig. 3 von C. J. Byrne beschriebenem Phasenvergleicher eine große Anzahl von Schaltgliedcrn erforderlich, während zur Erzielung eines gesonderten Phasensignals zusätzliche Schaltglieder notwendig sind.

Zweitens tritt dann, wenn mit den Ausgängen X und V des bekannten Vergleichers nach Fig. 1 Eingänge X bzw. Y einer Ladungspurnpschaltung nach F i g. 2 verbunden sind, an einem Ausgangsanschluß Z der Ladungspumpschaltung ein Signal mit niedrigem konstanten Pegel auf, wenn die Frequenz eines der Eingangssignale des Vergleichers höher als diejenige des anderen ist, und ein Signal mit hohem konstanten Pegel, wenn das Frequen/verhältnis entgegengesetzt ist. Ferner ergeben sich an dem Ausgangsanschluß Z bei Eingangssignalen gleicher Frequenz wiederholte Übergänge zwischen niedrigem und hohem Pegel mit einem Tastverhältnis, das zur Phasendifferenz proportional ist. Damit wird ein Dreizustands- bzw. TSL-Ausgangssignal geschaffen. Solange jedoch dieser Schaltungsaufbau zur einfachen offenen Steuerung verwendet wird, hat das .Ausgangssignal an dem Anschluß Zder Ladungspumpsehailung entweder hohen oder niedrigen konstanten Pegel, so daß keine anderen Signale erzielbai sind.

Wenn im einzelnen die Signale an den Eingangsanschlüssen A und B nach F i g. 1 mit //t bzw. /jj bezeichnet werden und angenommen wird, daß an einem Punkt oc in der Arbeitskennlinie nach F i g. 3 die Frequenz /ß niedriger als die Frequenz (a ist, wird der Ausgang Y nach Fig. 1 auf konstantem hohen Pegel gehalten, was zur Folge hat, daß die Drainelektroden von MOSFETs 1 und 2 nach F i g. 2 (die eine Inverterschaltung bilden) niedrigen Pegel annehmen, wodurch ein MOSFET 3 gesperrt wird (der ein Steuerschaltglied bildet). An dem Ausgang X des Vergleichers nach F i g. 1 tritt eine Folge von wiederholten Übergängen zwischen hohem und niedrigem Pegel mit einem der Phasenbeziehung der Hingangssignale des Vergleichers entsprechenden Tastverhältnis auf. so daß auf einen Übergang auf niedrigen Pegel am Ausgang X hin ein MOSFET 4 durchgeschaltet wird, wodurch ein MOSFET 5 durchgeschaltet wird, so daß der Ausgangsanschluß Zder Ladungspumpschaltung nach Fig. 2 niedrigen Pegel annimmt; bei einem Übergang auf hohen Pegel an dem Ausgang X wird der MOSFET 4 gesperrt Aufgrund des konstanten hohen Pegels an dem Ausgang X wird jedoch die Drainelektrode des MOSFET 3 auf einem hohen Impedanzwert gehalten, so daß die Träger, die io dem Gatebereich des MOSFET 5 angesammelt worden sind, nicht entladen werden und bewirken, daß dieser im Einschaltzustand verbleibt und damit der Ausgangsanschluß Zweiter auf niedrigem Pegel gehalten wird.

ίο Nimmt man an, daß die Eingangsfrequenz fe allmählich auf eine Frequenz f\ an der Koordinatenachse fe nach Fig.3 ansteigt, so tritt eine Umkehr der Ausgangszustände an den Ausgängen X und Y nach F i g. 1 auf, d. h„ der Ausgang X wird auf konstantem hohen Pegel gehalten, während an dem Ausgang Y eine Folge von Pegelübergängen auftritt, wenn zwischen zwei Anstiegsflanken des Signals an dem Anschluß A nach F i g. 1 mindestens zwei Anstiegsflanken des Signals an dem Anschluß B auftreten.

Bei konstantem niedrigen Pegel an dem Ausgang Y wird der MOSFET 1 durchgeschaltet, wodurch der MOSFET 3 durchgeschaltet wird, so daß die in dem Gatebereich des MOSFET 5 gesammelten Träger entladen werden und ein MOSFET 6 durchgeschaltet wird.

wodurch der Ausgangsanschluß Z auf hohen Pegel geschaltet wird.

Zusammenfassend gesehen entspricht bei dem Anstieg der Frequenz /s von dem Punkt « bis zu einem Punkt β nach Fig. 3 ein Durchschnittspegel /an den beiden Ausgängen X und Y den Kurven χ und y nach Fig.4a. Das kombinierte Signal an dem Ausgang der Ladungspumpschaltung nach F i g. 2 wechselt jedoch plötzlich von niedrigem auf hohen Pegel, wenn die Frequenz fs mit /ι übereinstimmt; daher ist es unmöglich, ein Phasensignal abzuleiten, wenn die Frequenz /g von dem Punkt« zu dem Punkt/iansteigt.

Wenn im Gegensatz dazu die Frequenz fe allmählich von dem Punkt β absinkt, wechseln die Pegel an den Ausgängen X und Y bei einer Frequenz /j, bei der die Frequenz /Js niedriger als die Frequenz ί_Λ geworden ist, d. h. zwischen zwei Anstiegsflanken an dem Anschluß B mindestens zwei Anstiegsflanken an dem Anschluß A auftreten; als Folge davon entspricht nach Fig.4b der Durchschnittspegel des Ausgangssignals an dem Ausgang X einer Sägezahnkurve, während der Durchschnittspegel des Ausgangssignals an dem Ausgang Y auf konstantem hohen Pegel verbleibt.

Daher erfolgt bei der Frequenz h nach F i g. 3 ein plötzlicher Übergang an dem Ausgangsanschluß Znach F i g. 2 von hohem auf niedrigen Pegel, so daß es unmöglich ist, ein Phasensignal abzuleiten, wenn die Frequenz fs in bezug auf die Frequenz Λ abnimmt. Es ist somit ersichtlich, daß es bei Verwendung des Vergleichers nach Fig. 1 in Verbindung mit einer Ladungspumpschaltung in einem System mit offener Steuerung unmöglich ist, ein Ausgangssignal zu erzeugen, das die Phasendifferenz zwischen zwei an den Vergleicher angelegten Eingangssignalen darstellt.
Wenn die Kombination aus diesem Vergleicher und der Ladungspumpschaltung mit derartigen Leerlauf-Eigenschaften in einem Phasenregelkreis-System nach F i g. 5 verwendet wird, ist es sicher, daß bei einem kleinen Wert eines Kondensators 7 eines Tiefpaßfilters das Ausgangssignal eines spannungsgesteuerten Oszillators 8 eine Welligkeitskomponente enthält, deren Frequenz die halbe Grundfrequenz der Regelschleife ist. In diesem Fall ist das Ausgangssignal einer Ladungspurnpschaltung 9 ein Phasensignal, dessen Frequenz die halbe

Grundfrequenz ist. Der Durchschnittspegel verläuft dann gemäß einer in F i g. 3 mit γ bezeichneten Kurve. Diese Erscheinung wird im einzelnen unter Bezugnahme auf die F i g. 4a und 4b beschrieben. Wenn bei niedrigem Pegel an dem Ausgangsanschluß Zdie Frequenz /g dem Wert γ\ nach F i g. 4a entspricht, arbeitet das System in der Weise, daß die Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 8 ansteigt, so daß nach Durchlaufen der Frequenz f\ die Frequenz fg den Wert y₂ nach Fig.4b erreicht, woraufhin durch ein Signal an dem Ausgang Y der Ausgangsanschluß Z auf hohen Pegel gebracht wird. Bei hohem Pegel an dem Ausgangsanschluß Z arbeitet das System in der Weise, daß die Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 8 abnimmt, so daß nach Durchlaufen der Frequenz h die Frequenz /g auf den Wert y-, nach F i g. 4a zurückkehrt und durch ein Signal an dem Ausgang X der Ausgangsanschluß Z auf niedrigen Pegel gebracht wird. Dieser Ablauf wiederholt sich, was zur Folge hat, daß das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 8 die Welligkeitskomponente enthält.

Diese Erscheinung ist unvermeidbar, solange für das Phasenregelkreis-System der Frequenz- und Phasenvergleicher bzw. die Ladungspumpschaltung mit den in F i g. 3 gezeigten Ausgangskennlinien verwendet wird. Durch Vergrößern der Kapazität in dem Tiefpaßfilter bzw. durch Verwenden eines Tiefpaßfilters hoher Güte kann jedoch die Welligkeit auf Kosten der Ansprecheigenschaften und des Störabstands des Regelkreises verringert werden.

Die Regelkreis-Eigenschaften bezüglich des Ansprechens und des Störabstands können mit einer Verbesserung gegenüber dem Vergleicher nach Fig. 1 und der Ladungspumpschaltung nach F i g. 2 verbessert werden. Da ein zum Störabstand des Systems nach F i g. 5 beitragende Faktor darin liegt, daß die Ladungspumpschaltung 9 eine Ausgangskennlinie gemäß der Darstellung in F i g. 3 hat, ergibt die Verwendung einer in F i g. 6 gezeigten Ladungspumpschaltung, die in der US-PS 37 48 589 beschrieben ist, oder die Verwendung eines Kreises aus zwei Widerständen mit gleichem Widerstandswert zwischen der Sourceelektrode des MOSFET 4 und der Drainelektrode des MOSFET 3 der Ladungspumpschaltung nach F i g. 2 eine Ausgangskennlinie gemäß der Darstellung in Fig. 7. Alternativ dazu kann durch direktes Einspeisen der Signale aus den Ausgängen X und Y des Vergleichers nach F i g. 1 in ein Tiefpaßfilter die Ausgangskennlinie Ar oder y nach Fig.4a erzielt werden. In jedem Fall wird die Welligkeitskomponente des Signals aus dem spannungsgesteuerten Oszillator 8 erheblich verringert.

Im Hinblick auf das Ansprechen des Systems und den Fangbereich erreicht die Kennlinie nach Fig. 7 jedoch noch nicht die in F i g. 8 gezeigte Ideal-Kennlinie eines Phasenregelkreis-Systems.

Die US-PS 30 69 623 beschreibt einen Frequenzvergleicher nach F i g. 9, bei dem zwei RS-Flipflopschaltungen und zwei Koinzidenzglieder zur Abgabe eines Frequenzsignals an Ausgangsanschlüssen Cund D verwendet werden. Das Anlegen von Eingangsimpulsen gemäß der Darstellung durch ausgezogene Linien in Fig. 10a bzw. !Ob an Eingangsanschlüsse A und B der Schaltung nach F i g. 9 ergibt Kurvenformen von Ausgangssignalen aus NOR-Gliedern 10 und 11, UND-Gliedern 12 und 13 sowie NOR-Gliedern 14 und 15 gemäß der Darstellung durch ausgezogene Linien in den Fi g. 10c bis 10h. Das Vorliegen von zwei oder mehr Anstiegsflanken der 3n den Anschluß B angelegten Impulse zwischen zwei Anstiegsflankenübergängen der an den Anschluß Λ angelegten Impulse ergibt einen Ausgangsimpuls 13-1 aus dem UND-Glied 13, wodurch das NOR-Glied 15 niedrigen Pegel abgibt und folglich das Ausgangssignal des NOR-Glieds 14 von niedrigem auf hohen Pegel wechselt. Im Gegensatz dazu ergibt das Vorliegen von zwei oder mehr Anstiegsflanken bei der an den Anschluß A angelegten Impulse zwischen zwei Anstiegsflankcn der an den Anschluß B angelegten Impulse einen Ausgangs-ίο impuls 12-1 aus dem UND-Glied 12, wodurch das NOR-Glied 14 niedrigen Pegel annimmt und dadurch das NOR-Glied 15 ein Ausgangssignal hohen Pegels abgibt. Daher ergibt der Binärzustand der kreuzgekoppeltcn NOR-Glieder 14 und 15 eine Anzeige dafür, welche der Eingangssignal-Frequenzen höher als die andere ist.

Der Vergleicher nach Fig.9 arbeitet jedoch nicht zufriedenstellend, wenn die Impulsdauer der Eingangsimpulse eine bestimmte Grenze überschreitet, wie es mit den gestrichelten Linien in den Fig. 10a und 10b gezeigt ist. Dies wird unter Bezugnahme auf die mit den gestrichelten Linien in den Fig. 10a, 10b, 1Oe, 1Of, IOi und 1Oj gezeigten Kurvenformen erläutert. Es sei angenommen, daß die NOR-Glieder 10 und 15 anfänglich hohen Pegel abgeben, während die NOR-Glieder 11 und 14 anfänglich niedrigen Pegel abgeben. Ein mil gestrichelten Linien dargestellter positiver Impuls ii 1 an dem Anschluß A bewirkt an dem NOR-Glied 10 ein Ausgangssignal niedrigen Pegels durch die Vorderflanke des angelegten Impulses a 1 nach der Verzögerungszeit dieses NOR-Glieds sowie den Wechsel des Ausgangssignals des NOR-Glieds 11 auf hohen Pegel nach der Verzögerungszeit dieses NOR-Glieds, so daß der hohe Pegel an dem Anschluß A bei Vorliegen des Ausgangssignals hohen Pegels aus dem NOR-Glied 11 cinen durch gestrichelte Linien dargestellten Ausgangsimpuls 12-2 aus dem UND-Glied 12 ergibt. Da das NOR-Glied 14 im Moment der Abgabe des Impulses 12-2 aus dem UND-Glied 14 niedrigen Ausgangspegel hat, bleibt der Binärzustand des NOR-Glieds 14 und somit derjenige des NOR-Glieds 15 unverändert. Ein mit gestrichelten Linien dargestellter Impuls b 1 an dem Anschluß ß bewirkt an dem UND-Glied 13 hohen Pegel zur Erzeugung eines Impulses 13-2, der wiederum an dem NOR-Glied 15 niedrigen Ausgangspegel und danach an dem NOR-Glied 14 den hohen Ausgangspegel auslöst, wie es in den Fig. 1Oi und 1Oj gezeigt ist. Danach ändern die NOR-Glieder 14 und 15 abwechselnd ihre Binärzustände im Ansprechen auf das abwechselnde Anlegen der Impulse an die Anschlüsse A und ß. Die Binärzustände der NOR-Glieder 14 und 15 stellen daher nicht mehr den Frequenzunterschied zwischen den beiden Eingangssignalen dar. Aus dem vorstehenden ist ersichtlich, daß für ein zufriedenstellendes Arbeiten der Schaltung nach Fig.9 die Impulsdauer kurzer als die Verzögerungszeiten der beiden in Kaskade geschalteten Schaltglieder sein muß.

Die genannte US-PS 30 69 623 beschreibt die Verwendung einer Differenzierschaltung zur Erzeugung kurzer Eingangsimpulse. Es ist jedoch schwierig, mit einer herkömmlichen ÄC-Differenzierschaltung Impulse mit einer Dauer zu erzeugen, die kürzer als die Ansprechzeit von zwei Schaltgliedern isL Ferner würden derart schmale Impulse aufgrund der geringen Kingangssignalleistung Fehler bei der Ansteuerung der Schaltglieder ergeben.

Aus der DE-AS 15 88 961 ist eine Vergleichsanordnung zur Steuerung des Synchronlaufs zweier Motoren bekannt, bei der aus zwei die jeweiligen Drehzahlen

darstellenden Impulssignalen ein zum Phasenunterschied zwischen den Impulsen dieser Signale proportionales Signal gewonnen wird, wenn die Frequenzen der Impulssignalc gleich sind. Falls die Frequenzen voneinander verschieden sind, werden nur Signale erzeugt, die dem Abstand zwischen einem Impuls des ersten Impulssignals und dem nächstfolgenden Impuls des zweiten Impulssignals entsprechen. Es ist kein Frequenzsignal vorgesehen, das das Bestehen und die Richtung einer Frequenzdifferenz anzeigt.

In der DE-AS 11 78 111 ist eine Schaltungsanordnung beschrieben, mit der aus zwei Impulsfolgen bestimmter Frequenzen eine Impulsfolge mit der Differenzfrequenz gebildet wird. Diese Schaltungsanordnung gibt entsprechend der Frequenzabweichungs-Richtung an einem von zwei Ausgängen ein der Frequenzdifferenz entspehendcs Signal ab, während bei Frequenzgleichheit keiner der Ausgänge ein Signal erhält. Es ist kein Phasensignal als Maß für einen Phasenunterschied bei Frequenzgleichheil vorgesehen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Frequenz- und Phasenvergleicher gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 derart auszubilden, daß auf definierte Weise voneinander unabhängig Frequenzsignale zur Angabc der Richtung eines Frequenzunterschieds und Phasensignale zur Angabe der Phasendifferenz der eingegebenen Impulssignale bei Frequenzgleichheit abgeleitet werden.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß mit den im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 genannten Mitteln gelöst.

Demnach wird erfindungsgemäß mit den beiden miteinander zu vergleichenden Impulssignalen ein erstes bistabilcs Glied an jeweils einem Eingang angesteuert, das daraufhin Phasensignale abgibt, deren Impulsbreiten ein Maß für die gerade bestehende Phasenversetzung zwischen den Impulssignalen sind. Die beiden Phascnsignale werden jeweils mit einem der Impulssignale zur Ansteuerung einer bistabilen Schaltung zusammengefaßt, die entweder ein einziges bistabiles Glied, dessen zwei Eingänge mit den zusammengefaßten Signalen gespeist werden, oder ein zweites und ein drittes bistabiles Glied aufweist, die jeweils an einem Eingang mit einem der zusammengefaßten Signale und am anderen Eingang mit einem Rücksetzsignai gespeist werden, welches aus ihren Ausgangssignalen oder aus ihren Ausgangssignalen und den zusammengesetzten Signalen gewonnen wird. Die Ausgangssignale des einzelnen zweiten bistabilen Glieds oder des zweiten und des dritten bistabilen Glieds bilden dann die Frequenzsignale, die die Richtung einer Frequenzabweichung angeben. Damit können mit dem erfindungsgemäßen Vergleicher eindeutig und gesondert das Phasensignal für die Phasendifferenz der Impulssignale und dab Frequenzsignal für die Richtung der Frequenzabweichung zwischen den Impulssignalen gewonnen werden.

Vorteilhafte Ausgestaltungen des erfindungsgemäßen Vergleichers sind in den Unteransprüchen angegeben.

Die Erfindung wird nachstehend anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert.

Fig. 1 ist ein Schaltbild eines bekannten Frequenz- und Phasenvergleichers;

Fig.2 ist ein Schaltbild einer Ladungspumpschallung;

Fig.3 ist eine graphische Darstellung zur Erläuterung der Schaltungen nach F i g. 1 und 2;

F i g. 4a und 4b sind graphische Darstellungen zur Erläuterung der Schaltung nach Fig. 1;

F i g. 5 ist ein Blockschaltbild eines Phasenregelkreis-Systems;

Fig.6 ist ein Schaltbild einer Ladungspumpschaltung;

Fig.7 ist eine graphische Darstellung der Arbeitskennlinie der Schaltung nach F i g. 1 in Verbindung mit der Ladungspumpschaltung nach F i g. 6;
F i g. 8 ist eine graphische Darstellung einer Ideal-Arbeitskennlinie eines Frequenz- und Phasenvergleichers;

Fig.9 ist ein Schaltbild eines bekannten Frequenzvergleichers;

Fig. 10 ist eine graphische Darstellung von Kurvenformen in der Schaltung nach F i g. 9;

Fig. 11 ist ein Schaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels des Frequenz- und Phasenvergleichers;

Fig. 12 ist eine graphische Darstellung von Kurvenformen in der Schaltung nach Fig. 11;
Fig. 13 zeigt eine Abwandlung des Ausführungsbeispiels nach F i g. 11;

Fig. 14 und 15 sind graphische Darstellungen von Kurvenformen in der Schaltung nach F i g. 13;

Fig. 16 und 17 zeigen Abwandlungen des Ausführungsbeispielsnach Fig. 11;

F i g. 18 ist ein Schaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels des Vergleichers;

Fig. 19 zeigt graphische Darstellungen von Kurvenformen in der Schaltung nach F i g. 18;
Fig.20 zeigt eine Abwandlung der Schaltung nach Fig. 18;

Fig. 21 ist eine graphische Darstellung von Kurvenformen in der Schaltung nach F i g. 20;

F i g. 22 zeigt eine Abwandlung der Schaltung nach Fig.20.

In F i g. 11 ist ein erstes Ausführungsbeispiel des Vergleichers mit einem ersten bistabilen Glied aus einem Paar von NOR-Gliedern 20 und 21 gezeigt, die kreuzgekoppelt sind, so daß der Ausgang eines jeden NOR-Glieds mit einem Eingang des anderen NOR-Glieds verbunden ist, wobei die zweiten Eingänge der NOR-Glieder 20 und 21 mit Impulssignal-Eingangsanschlüssen A bzw. B verbunden sind. Der Ausgang des NOR-Glieds 21 ist ferner mit dem Dateneingang D1 eines D-Flipflops 22 verbunden, dessen Ausgang Q 1 mit einem Eingang eines UND-Glieds 24 verbunden ist. Der Ausgang des NOR-Glieds 20 ist mit dem Dateneingang D 2 eines D-Flipflops 23 verbunden, dessen Ausgang Q2 mit dem zweiten Eingang des UND-Glieds 24 verbunden ist. Der Ausgang des UND-Glieds 24 wird zum Rücksetzen der Flipflops 22 und 23 über ihre jeweilige Rücksetzanschlüsse R 1 bzw. R 2 verwendet. Das Flipflop 22 ändert im Ansprechen bei dem Anstieg eines an seinen mit dem Anschluß A verbundenen Takteingang C1 angelegten Impulses den binären Zustand an seinem Ausgang Q1 auf den binären Zustand an dem Dateneingang D1. Auf gleichartige Weise ändert das Flipflop 23 bei dem Anstieg eines an seinen mit dem Anschluß B verbundenen Takteingang C2 angelegten Impulses seinen Binärzustand an seinem Ausgang Q 2 auf den Binärzustand an dem Dateneingang D 2. Das Flipflop 22 bildet mit seinen Eingängen D1 und Cl sowie dem Ausgang Q1 ein zweites bistabiles Glied, das ein Ausgangssignal hohen Pegels für die Anzeige dafür abgibt daß das Signal an dem Anschluß A höhere Frequenz als das Signal an dem Anschluß B hat. während das Flipflop 23 mit seinen Eingängen D 2 und C 2 sowie seinem Ausgang Q 2 ein drittes bistabiles Glied bildet, das ein Ausgangssignal

hohen Pegels zur Anzeige darüber abgibt, daß das Signal an dem Anschluß B höhere Frequenz als das Signal an dem Anschluß A hat. Diese D-Flipflops bleiben durch die Verbindung ihrer jeweiligen Ausgänge Q 1 bzw. Q 2 mit jeweiligen Setzanschlüssen 51 bzw. 52 auf dem Ausgangszustand hohen Pegels. Die Ausgänge Q 1 und Q 2 der Flipflops 22 bzw. 23 sind ferner über ein NOR-Glied 25 mit einem Eingang eines UND-Glieds 26 verbunden, der als weiteres Signal ein Signal aus dem Ausgang des NOR-Glieds 21 aufnimmt und ein Koinzidenz-Ausgangssignal an einen Eingang eines NOR-Glieds 27 abgibt, dessen zweiter Eingang mit einem Signal aus dem Ausgang Q 1 des Flipflops 22 gespeist ist, während der Ausgang des NOR-Glieds 27 mit einem Ausgangsanschluß Z des Frequenz- und Phasenvergleichers ver- bunden ist.

Die Funktion des Vergleichers nach F i g. 11 wird unter Bezugnahme auf die in Fig. 12 gezeigten Kurvenformen veranschaulicht. Zur besseren Darstellung sind die Kurvenformen in Fig. 12 übertrieben dargestellt, um schnelle Änderungen der Impulssignal-Frequenzen zu zeigen. Nimmt man an, daß die Ausgänge Q 1 und Q 2 niedrigen Pegel haben, so bewirkt der Anstieg eines Impulses a 1 an dem Anschluß A, daß das NOR-Glied 20 niedrigen Pegel und danach das NOR-Glied 21 hohen Pegel annimmt. Bei dem Anstieg eines dem Impuls a I folgenden Impulses b 1 an dem Anschluß B kehrt das NOR-Glied 21 auf niedrigen Pegel zurück, wodurch das NOR-Glied 20 hohen Pegel annimmt. Das NOR-Glied 20 nimmt dann bei dem Anstieg eines nachfolgenden Impulses a 2 an dem Anschluß A den niedrigen Pegel an, wodurch wiederum das NOR-Glied 21 hohen Pegel annimmt. Dieser Ablauf wiederholt sich, solange die Impulse an den Anschlüssen A und B abwechselnd auftreten; das Ausgangssignal eines jeden der beiden NOR-Glieder 20 und 21 besteht dadurch aus Rechteckimpulsen, deren Tastverhältnis proportional zum Phasenunterschied zwischen den beiden Eingangsimpulsfolgen ist. Dieses Phasensignal wird bei durchgeschaltetem UND-Glied 26 an das NOR-Glied 27 angelegt.

Nimmt man an, daß die Frequenz des Signals an dem Anschluß S so weit abgesenkt ist, daß ein nachfolgender Impuls a 3 vor einem Impuls 62 an dem Anschluß B erscheint, so wird bei dem Anstieg des Impulses a 3 das Flipflop 22 auf hohen Ausgangspegel geschaltet. Dieser Zustand dauert an, bis die Frequenz des Signals an dem Anschluß B höher als die Frequenz des Signals an dem Anschluß A wird. Im einzelnen wechselt dann, wenn Impulse £>3 und 64 in Aufeinanderfolge zwischen den Anstiegsflanken von Impulsen a 4 und a 5 auftreten, das Flipflop 23 auf den hohen Ausgangspegel bei dem Anstieg des Impulses £>4, so daß das UND-Glied 24 ein Koinzidenzausgangssignal abgibt, mit dem die Flipflops 23 und 24 gleichzeitig rückgesetzt werden, Wenn die Frequenz des Signals an dem Anschluß B höher als diejenige des Signals an dem Anschluß A wird, bewirkt ein Impuls b 5 das Umschalten des Flipflops 23 auf hohen Pegel, der andauert bis die Frequenz des Signals am Anschluß B niedriger als diejenige des Signals am Anschluß A wird. Daher stellt ein hoher Pegel an einem der Ausgänge der Flipflops 22 und 23 eine Anzeige über den Frequenzunterschied zwischen den beiden Eingangsimpulssignalen dar, während der niedrige Pegel an beiden Ausgängen dieser Flipflops anzeigt, daß die Frequenzen der Impulssignale einander gleich sind. b5

Da das NOR-Glied 25 ein Ausgangssignal hohen Pegels erzeugt wenn seine beiden Eingangssignale auf niedrigem Pegel sind, wird durch diesen hohen Pegel angezeigt, daß die beiden Impulssignale die gleiche Frequenz haben, und das UND-Glied 26 durchgeschallel, so daß dieses das Phasensignal zu dem NOR-Glied 27 durchläßt, welches zur Erzeugnung eines TSL-Ausgangssignals das Phasensignal mit dem Frcquenzsignal kombiniert. Wenn nach Fig. 12die beiden Impulssigna-Ie in ihrer Frequenz übereinstimmen, ist das Ausgangssignal des NOR-Glieds 27 durch Rechteckimpulse mil einem Tastverhältnis gebildet, das proportional zur Phasendifferenz ist; wenn die Frequenz des Signals am Anschluß B niedriger als diejenige des Signals am Anschluß A ist, hat das Ausgangssignal des NOR-Glieds 27 niedrigen Pegel; wenn die Frequenz des Signals am Eingiing B höher als diejenige des Signals am Eingang A ist, wird von dem NOR-Glied 27 ein Ausgangssignal mit hohem Pegel abgegeben. Daher entspricht der Durchschnittspegel des Signals an dem Anschluß Z dem in F i g. 8 gezeigten.

Wie aus der Fig. 12 ersichtlich ist, spricht der Frequenz- und Phasenvergleicher nach Fi g. 11 ausschließlich auf die Anstiegsflanken der Eingangsimpulse an, so daß eine Verlängerung der Eingangsimpulse keine Veränderung der logischen Verarbeitungsfolge in dem Vergleicher herbeiführt.

Ferner ist es offensichtlich möglich, den Vergleicher nach F i g. 11 in einem Leerlauf-Sysstem bzw. einem System mit offener Steuerung mit einer Schaltung zu verwenden, die das Rücksetzen der Flipflops 22 und 23 durch ein von Hand eingegebenes Befehlsignal zuläßt.

Eine abgewandelte Ausführungsform des Vcrgleichers nach Fig. 11 ist in Fig. 13 mit einer Frcqucnz- und Phasendetektorschaltung gezeigt, die eine bistabile Stufe 48, ein Paar von NAND-Gliedern 49 und 50, eine bistabile Stufe 45 und ODER-Glieder 51 und 52 aufweist. Die bistabile Stufe 48 hat ein Paar von NAND-Gliedern 46 und 47, die in der Weise kreuzgekoppelt sind, daß der Ausgang eines jeden Glieds mit dem Eingang des anderen Glieds verbunden ist, während die zweiten Eingänge der NAND-Glieder46 und 47 mit den Anschlüssen A bzw. B verbunden sind, um von diesen negativ gerichtete Eingangsimpulse aufzunehmen. Das NAND-Glied 49 erhält seine Eingangssignale von dem NAND-Glied 46, dem Anschluß A und einem NAND-Glied 44 der bistabilen Stufe 45 und gibt sein Ausgangssignal an einen Eingang eines NAND-Glieds 43 der bistabilen Stufe 45 ab, dessen Ausgang mit einem Eingang des NAND-Glieds 44 verbunden ist. Das NAND-Glied 50 erhält seine Eingangssignale vom NAND-Glied 47, dem Anschluß B und dem Ausgang des NAND-Glieds 43 und gibt sein Ausgangssignal an den zweiten Eingang des NAND-Glieds 44 ab, dessen Ausgang mit dem /weiten Eingang des NAND-Glieds 43 verbunden ist. Das ODER-Glied 51 erhält seine Eingangssignale von dem Anschluß A und dem NAND-Glied 44, während das ODER-Glied 52 seine Eingangssignale von dem Anschluß ßunddem NAND-Glied 43 erhält

Die Funktion der vorstehend beschriebenen Frequenz- und Phasendetektorschaltung wird unter Bezugnahme auf die in Fig. 14 gezeigten Kurvenformen beschrieben. Es sei angenommen, daß die Ausgangssignale der NAND-Glieder 46 und 47 auf niedrigem bzw. hohen Pegel sind, während die Ausgangssignale der NAND-Glieder 43 und 44 auf niedrigem bzw. hohem Pegel sind. Durch die Vorderflanke eines negativ gerichteten Impulses a 1 an dem Anschluß A wird das NOR-Glied 46 auf hohen Ausgangspcgel geschaltet durch den das NOR-Glied 47 auf niedrigen Pegel geschaltet wird. Durch die Rückflanke des Impulses a 1 wird das Aus-

gangssignal des NOR-Glieds 49 auf niedrigen Pegel geschallet. Unmittelbar nach diesem Abfall des Ausgangssignals des NAND-Glieds 49 (Impuls 49-1) ändern die NAND-Glieder 43 und 44 aufeinanderfolgend ihre Ausgangspegel, so daß durch den niedrigen Ausgangspegel des NAND-Glieds 44 das Ausgangssignal des NAND-Glieds 49 auf hohen Pegel zurückkehrt und damit der Impuls 49-1 endet. Danach wechselt an der Rückflanke eines Impulses b 1 das Ausgangssignal des NAND-Glieds 50 auf niedrigen Pegel, so daß sich ein Impuls 50-1 ergibt. Durch die Vorderflanke des Impulses 50-1 wechseln die NAND-Glieder 44 und 43 aufeinanderfolgend auf hohen bzw. niedrigen Pegel, wodurch der Impuls 50-1 beendet wird. Der vorstehende Ablauf wiederholt sich so lange, solange die Eingangsimpulse an den Anschlüssen A und B abwechselnd auftreten; dabei haben die Ausgangssignale der ODER-Glieder 51 und 52 konstanten hohen Pegel.

Wenn die Frequenz des Signals an dem Anschluß B höher als diejenige des Signals an dem Anschluß A wird, so daß ein Impuls bi an dem Anschluß B vor einem Impuls a 2 an dem Anschluß A erscheint, wechselt das Ausgangssignal des ODER-Glieds 52 auf niedrigen Pegel und ergibt dadurch einen negativ gerichteten Impuls 52-1, da an dem ODER-Glied 52 gleichzeitig niedrige Pegel anliegen. Gleichermaßen fällt der Ausgangspegel des ODER-Glieds 51 ab, wenn die Frequenz des Signals an dem Anschluß A höher als diejenige des Signals an dem Anschluß ßwird.

Der Frequenz- und Phasenvergleicher nach Fig. 13 weist ferner ein Paar bistabiler Glieder 36 und 39 sowie ein Rücksetz-NAND-Glied 40 auf. Das bistabile Glied 36 hat ein Paar von NAND-Gliedern 34 und 35, die so kreu/.gekoppelt sind, daß der Ausgang eines jeden Glieds mit einem Eingang des anderen Glieds verbunden ist, während der zweite Eingang des NAND-Glieds 34 mit dem Ausgang des ODER-Glieds 51 verbunden ist und der zweite Ausgang des NAND-Glieds 35 mit dem Ausgang des NAND-Glieds 40 verbunden ist. Auf ähnliche Weise hat das bistabile Glied 39 ein Paar von kreuzgekoppelten NAND-Gliedern 37 und 38, bei denen ein Eingang des NAND-Glieds 37 mit dem Ausgang des ODKR-Glieds 52 bzw. ein Eingang des NAND-Glieds 38 mit dem Ausgang des NAND-Glieds 40 verbunden ist. Das NAND-Glied 40 erhält seine Eingangssignale von den Ausgängen der ODER-Glieder 51 und 52 sowie den Ausgängen der N AN D-Glieder 34 und 37. Der Vergleicher weist ferner ein ODER-Glied 41 auf. das das Phasensignal aus dem Ausgang des NOR-Glieds 46 der bista bilen Stufe 48 und dem Ausgang des N AN D-Glieds 34 aufnimmt und es an einen Eingang eines UND-Glieds 42 anlegt, wenn das Ausgangssignal des NAND-Glieds 34 niedrigen Pegel hat, wobei das UND-Glied 42 als zweites Signal das Ausgangssignal des NAND-Glieds 38 aufnimmt und der Ausgang des UND-Glieds 42 mit dem Ausgangsanschluß Zverbunden ist.

Die Funktionsweise des Frequenz- und Phasenvergleichcrs nach Fig. 13 wird unter Bezugnahme auf die Fig. 15 beschrieben. Es sei angenommen, daß die Frequenz des Signals an dem Anschluß A anfänglich gleich derjenigen des Signals an dem Anschluß B ist und daß die NAND-Glieder 34 und 35 anfänglich niedrigen bzw. hohen Ausgangspegel sowie die NAND-Glieder 37 und 38 gleichermaßen anfänglich niedrigen bzw. hohen Ausgangspegel haben. Damit wird das Phasensignal aus dem Ausgang des NAND-Glieds 46 über das ODER-Glied 41 an das UND-Glied 42 und von dort an den Ausgangsanschluß Zangelegt Wenn die Frequenz des Signals an dem Anschluß A höher als die Frequenz des Signals an dem Anschluß B wird, wodurch Impulse 51-1 und 51-2 aufeinanderfolgend erzeugt werden, wechseln an der Vorderflanke des Impulses 51-1 die NAND-Glieder 34 und 35 nacheinander ihre Ausgangspegel, so daß das Ausgangssignal des ODER-Glieds 41 und folglich das Ausgangssignal des UND-Glieds 42 konstanten hohen Pegel annehmen. Wenn die Frequenz des Signals am Anschluß A absinkt, so daß am Ausgang des ODER-Glieds 52 ein Impuls 52-1 auftritt, ändern an der Vorderflanke des Impulses 52-1 die NAND-Glieder 37 und 38 aufeinanderfolgend ihre Ausgangspegel. An der Rückflanke des Impulses 52-1 nehmen alle Eingangssignale des NAND-Glieds 40 niedrigen Pegel an, so daß dieses NAND-Glied ein Ausgangssignal 40-1 niedrigen Pegels abgibt, wodurch die bistabilen Glieder 36 und 39 rückgesetzt werden, so daß das ODER-Glied 41 erneut das Phasensignal zu dem UND-Glied 42 und damit zu dem Ausgangsanschluß Zdurchläßt.

Wenn die Frequenz des Signals an dem Anschluß A höher als die Frequenz des Signals an dem Anschluß B wird, so daß ein Impuls 51-3 entsteht, wechseln die NAND-Glieder 34 und 35 ihre Pegel, wodurch der Durchlaß des Phasensignals zu dem Ausgangsanschluß Z gesperrt wird, so daß dieser wiederum auf hohem Pegel gehalten wird. Bei hohem bzw. niedrigem Pegel der NAND-Glieder 34 bzw. 35 löst ein Frequenzdifferenz-Impuls 52-2 die gleiche Funktion wie der Impuls 52-1 aus. Bei einem nachfolgenden Impuls 52-3 wechseln die NAND-Glieder 37 und 38 auf hohen bzw. niedrigen Ausgangspegel, wobei dieser Zustand unabhängig von einem nachfolgenden Impuls 52-4 bei Fehlen eines Impulses aus dem Ausgang des ODER-Glieds 51 andauert. Als Folge davon wird der Ausgang des UND-Glieds 42 auf dem niedrigen konstanten Pegel gehalten.

Gemäß der Darstellung in F i g. 16 kann die Schaltung nach Fig. 13 so abgeändert werden, daß das NAND-Glied 40 seine Eingangssignale nur von den Ausgängen der NAND-Glieder 34 und 37 erhält. Die Schaltung nach Fig. 13 ist jedoch insofern vorzuziehen, als der logische Ablauf ihrer Funktion gegenüber einem möglichen Auftreten von Schaltungsstörfunktionen vollständig sicher ist.

Eine Abwandlung der Frequenz- und Phasendetektorschaltung nach F i g. 13 ist in F i g. 17 gezeigt, gemäß welcher ein Paar von UND-Gliedern 55 und 56 und ein Paar von NAND-Gliedern 57 und 58 vorgesehen sind. Das UND-Glied 55 erhält seine Eingangssignale von dem Anschluß B und dem Ausgang des NAND-Glieds 58, während das UND-Glied 56 seine Eingangssignale von dem Anschluß A und dem Ausgang des NAND-Glieds 57 erhält. Das NAND-Glied 57 erhält seine Eingangssignale von dem Anschluß A, dem Ausgang des UND-Glieds 55 und dem Ausgang des NAND-Glieds 58 und gibt sein Ausgangssignal über einen verzögernden Pufferverstärker 57' an einen Eingang des ODER-Glieds 51 ab, während das NAND-Glied 58 seine Eingangsignale von dem Anschluß B, dem Ausgang des UND-Glieds 56 und dem Ausgang des NAND-Glieds 57 erhält und sein Ausgangssignal über einen verzögernden Pufferverstärker 58' an einen Eingang des ODER-Glieds 52 sowie direkt an einen Eingang des ODER-Glieds 41 als Phasensignal abgibt.

Durch Kombinieren der Ausgangssignale der bistabilen Glieder nach Fig. 13, 16 oder 17 kann jeweils ein Dreizustands- bzw. TSL-Frequenzdifferenzsignal gebildet werden.

In Fig. 18 ist ein zweites Ausführungsbeispiel des

Vergleichers gezeigt, das als erstes bistabiles Glied ein Flipflop FFl aus einem Paar vca kreuzgekoppelten NOR-Gliedern 60 und 61 und ein zweites Flipflop FF2 aus einem Paar von kreuigekoppelten NOR-Gliedern 64 und 65 sowie als zweites bistabües Glied ein drittes Flipflop FF3 aus einem Paar von kreuzgekoppelten NOR-Gliedern 68 und 69 aufweist Das NOR-Glied 60 ist mit einem Eingang an den Anschluß A und mit seinem zweiten Eingang an den Ausgang des NOR-Glieds

61 angeschlossen, während das NOP.-Glied 61 mit seinem einen Eingang an den zweiten Anschluß B und mit seinem zweiten Eingang an den Ausgang des NOR-Glieds 60 angeschlossen ist Die Ausgänge der NOR-Glieder 60 und 61 sind mit Phasensignal-Ausgangsanschlüssen Pi bzw. P 2 und ferner mit Eingängen von NOR-Gliedern 62 bzw. 63 verbunden. Das NOR-Glied

62 gibt sein Ausgangssignal an einen Eingang des NOR-Glieds 64 des zweiten Flipflops FF2 ab, dessen Ausgang einerseits mit einem Eingang des NOR-Glieds 65 und andererseits mit einem Eingang eines UND-Glieds 67 verbunden ist Auf ähnliche Weise gibt das NOR-Glied

63 sein Ausgangssignal an einen Eingang des NOR-Glieds 65 ab, dessen Ausgang einerseits mit einem Eingang des NOR-Glieds 66 verbunden ist Die Ausgänge der NOR-Glieder 64 und 65 sind ferner mit jeweils einem Eingang der NOR-Glieder 62 bzw. 63 verbunden. Die UND-Glieder 66 und 67 sind mit ihren zweiten Eingängen an die Anschlüsse A bzw. B angeschlossen und geben ihre Ausgangssignale an einen Eingang des NOR-Glieds 68 bzw. 69 ab, deren Ausgänge jeweils mit Frequenzsignal-Ausgangsanschlüssen Fl bzw. F 2 verbunden sind.

Die Funktion des Vergleichers nach Fig. 18 wird unter Bezugnahme auf die in Fig. 19 gezeigten Kurvenformen beschrieben. Nimmt man an, daß die NOR-Glieder 60 und 64 hohen Ausgangspegel und die NOR-Glieder 61 und 66 niedrigen Ausgangspegel haben, so ergibt ein Impuls a 1 an dem Anschluß A mit seiner Vorderflanke an dem NOR-Glied 60 den niedrigen Pegel. Die NOR-Glieder 62 und 63 bleiben beide auf niedrigem Pegel aufgrund des an ihren Eingängen auftretenden Signals hohen Pegels, während die UND-Glieder 66 und 67 beide auf niedrigem Pegel verbleiben. An der Rückflanke des angelegten Impulses a I erhalten alle Eingangssignale des NOR-Glieds 62 niedrigen Pegel, so daß dieses ein Ausgangsignal hohen Pegels abgibt, wodurch das NOR-Glied 64 und danach das NOR-Glied 65 auf niedrigen Pegel wechseln, so daß das NOR-Glied 62 in den Ausgangszustand niedrigen Pegels zurückkehrt.

Das Anlegen eines Impulses b 1 an den Anschluß B bewirkt an der Vorderflanke des Impulses b 1 das Wechseln des NOR-Glieds 61 auf niedrigen Pegel, wodurch das NOR-Glied 60 auf hohen Ausgangspegel schaltet. An der Rückflanke des Impulses b 1 erhalten alle Eingangssignale des NOR-Glieds 63 niedrigen Pegel, so daß dieses auf hohen Ausgangspegel schaltet, wodurch das NOR-Glied 65 auf niedrigen Pegel und das NOR-Glied 64 auf hohen Pegel geschaltet werden, so daß das NOR-Glied 63 auf niedrigen Ausgangspegel geschaltet wird. Solange die Eingangsimpulse an den Anschlüssen A und B abwechselnd auftreten, wechselt das erste Flipflop FFl seinen binären Zustand, so daß als Folge davon die Ausgänge der UND-Glieder 66 und 67 konstant auf niedrigem Pegel gehalten werden.

Wenn zwischen zwei Vorderflanken von Impulsen a 2 und a 3 zwei Vorderflanken von Impulsen b 2 und b 3 auftreten, bewirkt der Impuls b 3 an dem UND-Glied 67 einen positiven Impuls 67-1. Auf ähnliche Weise wird bei Auftreten von zwei Vorderflanken von Impulsen a 4 und a 5 zwischen zwei Vorderflanken von Impulsen b 4 und £>5 bewirkt, daß das UND-Glied 66 aufgrund des Impulses a 5 einen positiven Impuls 66-1 abgibt Daher nimmt im Ansprechen auf den Impuls 67-1 das Ausgangssignal des NOR-Glieds 69 niedrigen Pegel an, wodurch das Ausgangssignal des NOR-Glieds 68 zu einem Ausgangssignal mit hohem Pegel wird; diese Ausgangspegel der NOR-Glieder 69 und 68 werden bis zum Auftreten des Impulses 66-1 beibehalten.

Die Signale an den Ausgangsanschlüssen Pi und P 2 sind daher Rechteckimpulse mit einem Tastverhältnis, das zur Phasendifferenz zwischen den Impulssignalen an den Anschlüssen A und B proportional ist, während die Signale an den Ausgangsanschlüssen Fl und F2 einen konstanten Pegel haben, der den Frequenzunterschied zwischen den Impulssignalen anzeigt

Gemäß der Darstellung in Fig. 19 können die von dem zweiten Flipflop FF2 abgegebenen Rechteckimpulse gleichfalls als Phasensignal verwendet werden, so daß die Anschlüsse Pi und P2 statt an die Ausgänge der NOR-Glieder 60 und 61 auch an die Ausgänge der NOR-Glieder 64 bzw. 65 angeschlossen werden können, wie es durch gestrichelte Linien 64' und 65' in F i g. 18 gezeigt ist

Da das erste Flipflop FF1 auf die Vorderflanken der Impulse an den Anschlüssen A bzw. B anspricht während das zweite Flipflop FF2 auf die Rückflanken der angelegten Impulse anspricht, um sicherzustellen, daß die UND-Glieder 66 und 67 Ausgangsimpulse nur an der Vorderflanke eines Impulses abgeben, ist der Vergleicher nach Fig. 18 auf logische Weise gegen eine Fehlfunktion abgesichert, die durch eine Verlängerung der Eingangsimpulse hervorgerufen werden könnte.

Darüber hinaus besteht ein Vorteil des Vergleichers darin, daß die Phasen- und Frequenzsignale unabhängig voneinander an den Anschlüssen Pi, P2 bzw. Fl, F2 nach Fig. 18 abgegeben werden können, so daß daher bei Verwendung des Vergleichers nach Fig. 18 in einem Phasenregelkreis-System zur Steuerung der Drehzahl eines Motors diese Signale direkt zur Beschleunigung oder Abbremsung des Motors herangezogen werden können, was sonst nur bei Anwendung des Vergleichers nach F i g. 1 unter Verwendung einer Filterschaltung bewerkstelligt werden könnte, wodurch das System zu einer Herstellung in Form einer integrierten Schallung ungeeignet wäre.

Eine Abwandlung der Schaltung nach Fig. 18 ist in F i g. 20 gezeigt, in welcher NOR-Glieder 72 und 73 als ein erstes bistabiles Glied so kreuzgekoppelt sind, daß der Ausgang eines jeden Glieds mit einem Eingang des anderen Glieds verbunden ist. ODER-Glieder 70 und 71 sind mit einem ihrer Eingänge an den Anschluß B bzw. A und mit dem zweiten Eingang an den Ausgang des NOR-Glieds 73 bzw. 72 angeschlossen. Das NOR-Glied 72 erhält ferner Eingangssignale vom Ausgang des ODER-Glieds 70 und vom Anschluß A. während das NOR-Glied 73 Eingangssignale vom Ausgang des ODER-Glieds 71 und vom Anschluß B erhält. Ein UND-Glied 74 empfängt seine Eingangssignale von dem Ausgang des NOR-Glieds 72 und dem Anschluß A, während ein UND-Glied 75 seine Eingangssignale von dem Ausgang des NOR-Glieds 73 und dem Anschluß B empfängt. Ein zweites bistabiles Glied ist aus krcuzgekoppelten NOR-Gliedern 76 und 77 gebildet und empfängt seine Eingangssignale aus den Ausgängen der UND-Glieder 74 und 75, so daß es an Ausgangsanschlüssen Fl und F2 Frequenzsignale abgibt. Das erste bistabile

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Glied gibt an Ausgangsanschlüssen P1 und PI Phasensignale ab.

Nach F i g. 21 ist angenommen, daß die NOR-Glieder 72 und 73 niedrigen bzw. hohen Ausgangspegel haben. Ein Impuls a 1 an dem Anschluß A bewirkt den Anstieg des Ausgangssignals des ODER-Glieds 71 auf hohen Pegel, wodurch das Ausgangssignal des NOR-Glieds 73 niedrigen Pegel annimmt durch den das Ausgangssignal des ODER-Glieds 70 niedrigen Pegel annimmt Diese Pegel werden an der Vorderflanke eines Impulses b 1 an to dem Anschluß B umgekehrt. Diese Abläufe werden wiederholt solange die Impulse an den Anschlüssen A und B abwechselnd auftreten. Wenn zwischen den Vorderflanken von Impulsen al und a3 Impulse bi und 63 auftreten, wird an der Vorderflanke des Impulses 63 das UND-Glied 75 geschaltet und ein Impuls 75-1 abgegeben, der an der Rückflanke an dem NOR-Glied 73 endet Durch den Impuls 75-1 wird das NOR-Glied 77 des zweiten bistabilen Glieds auf niedrigen Ausgangspegel geschaltet wodurch das NOR-Glied 76 auf hohen Ausgangspegel geschaltet wird. Durch einen Impuls 74-1, der durch die Vorderflanke eines vor einem Impuls b 5 auftretenden, einem Impuls a 4 folgenden Impulses a 5 cr/eugt wird, wird der binäre Zustand des zweiten bistabilen Glieds umgekehrt. Daher hat das Ausgangssignal des zweiten bistabilen Glieds einen konstanten Pegel, der den Frequenzunterschied angibt, während das Ausgangssignal des ersten bistabilen Glieds durch Rechteckimpulse gebildet ist, die die Phasenabweichung angeben. Gemäß der Darstellung in F i g. 21 ist das Phasensignal auch an den Ausgängen der ODER-Glieder 70 und 71 ableitbar, wie es in Fig.20 mit 70' und 7Γ gezeigt ist.

Gemäß der Darstellung in F i g. 22 können an die Eingänge der UND-Glieder 74 und 75 als Verzögerungselemente zur Verzögerung der Ausgangssignale der NOR-Glieder 72 bzw. 73 Pufferverstärker 80 bzw. 81 angeschlossen werden, um die Erzeugung der Impulse aus den UND-Gliedern 74 bzw. 75 sicherzustellen.

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Hierzu 15 Blatt Zeichnungen

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Claims

Patentansprüche:

1. Frequenz- und Phasenvergleicher mit einem Frequenzdiskriminator aus mindestens zwei bistabilen Gliedern, der unter Steuerung durch ein erstes und ein zweites Impulssignal ein erstes bzw. zweites Frequenzsignal abgibt wenn zwei Impulse eines der Impulssignale in das Intervall zwischen zwei Impulsen des anderen Impulssignals fallen, und bei dem mindestens eines der bistabilen Glieder ein Phasensignal in Form von Impulsen abgibt, deren Breite durch den Abstand zwischen aufeinanderfolgenden Impulsen der beiden Impulssignale bestimmt ist, dadurch gekennzeichnet, daß ein erstes bistabiles Glied (20,21; 43 bis 50; 55 bis 58; FFl, FF2; 70 bis 73) an zwei Eingängen mit den beiden Iccpulssignalen gegensinnig angesteuert ist und an zwei Ausgängen Phasensignale mit einer dem Phasenunterschied zwischen den Impulsen der Impulssignale proportionalen Impulsbreite abgibt, und daß an das erste bistabile Glied eine bistabile Schaltung angeschlossen ist, die ein zweites bistabiles Glied (68,69; 76,77), das an seinen beiden Eingängen jeweils über ein UND-Glied (66, 67; 74, 75) eines der Impu'issignale und eines der Phasensignale empfängt, oder ein zweites und ein drittes bistabiles Glied (22, 23; 36,39) aufweist, die jeweils entweder von einem der Impulssignale zum Umschalten auf den Pegel eines der Phasensignale oder von einem der Impulssignale und einem der Phasensignale über ein ODER-Glied (51, 52) angesteuert sind und die über ein Koinzidenzglied (24; 40) rücksetzbar sind, das jeweils ein Ausgangssignal des zweiten und dritten bistabilen Glieds oder diese Ausgangssignale und die Ansteuerungssignale des zweiten und dritten bistabilen Glieds empfängt, wobei das einzelne zweite bistabile Glied an zwei Ausgängen bzw. das zweite und das dritte bistabile Glied jeweils an einem Ausgang eines der Frequenzsignale abgibt.

2. Vergleicher nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine logische Schaltung (25 bis 27; 41,42) mit einem Ausgangsanschluß (Z), die eines der Phasensignale des ersten bistabilen Glieds (20, 21; 43 bis 50; 55 bis 58) und die Frequenzsignale aus dem zweiten und dritten bistabilen Glied (22,23; 36,39) aufnimmt und bei einem Frequenzunterschied eines der anliegenden Frequenzsignale als einen entsprechenden Binärpegel sowie bei Frequenzübereinstimmung das angelegte Phasensignal abgibt(Fig. 11,13,16,17).

3. Vergleicher nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das erste bistabile Glied mit zwei bistabilen Stufen aufgebaut ist, von denen die erste Stufe (48; FFl) an zwei Eingängen mit jeweils einem der beiden Impulssignale angesteuert ist, während die zweite Stufe (45; FF2) an zwei Eingängen jeweils durch eines der beiden Impulssignale, eines der beiden Ausgangssignalen der ersten Stufe und ein eigenes gegensinniges Ausgangssignal unter logischer Verknüpfung dieser Eingangssignale angesteuert ist und ihre Ausgangssignale an die bistabile Schaltung (34 bis 40; 66 bis 69) abgibt (F i g. 13,19).

4. Vergleicher nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß das einzelne zweite bistabile Glied der bistabilen Schaltung durch zwei kreuzgekoppelte NOR-Gliedern (68, 69; 76, 77) gebildet ist, deren nicht rückgekoppelte zweite Eingangsanschlüsse jeweils mit dem Ausgang eines der UND-Glieder (66, 67; 74, 75) vebunden sind (Fig. 19,21).

5. Vergleicher nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß dss zweite und dritte bistabile Glied der bistabilen Schaltung jeweils ein anstiegsgetriggertes D-Flipflop (22 bzw. 23) ist, da«; an seinem Takteingang (Q bzw. C2) jeweils eines der Impulssignale aufnimmt, an seinem Dateneingang (Di bzw. D₂) eines der beiden Ausgangssignale des ersten bistabilen Glieds (20, 21) aufnimmt, mit seinem Setzeingang (S\ bzw. Sh) an den eigenen Setzausgang (Q\ bzw. Q₂) angeschlossen ist und mit seinem Rücksetzeingang (R^ bzw. R2) an den Ausgang des Rücksetz-Koinzidenzglieds in Form eines UND-Glieds (24) angeschlossen ist dessen Eingänge mil den Setzausgängen der beiden D-FIipflops verbunden sind (F ig. 11).

6. Vergleicher nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet daß das zweite und dritte bistabile Glied (36, 39) der bistabilen Schaltung jeweils ein Flipflop aus kreuzgekoppelten NAND-Gliedern (34,35 bzw. 37,38) ist, die jeweils an ihren nicht rückgekoppelten Eingängen über ein ODER-Glied (51,52) eines der Impulssignale oder eines der Ausgangsgangssignale des ersten bistabilen Glieds (43 bis 50; 55 bis 58) bzw. über ein NAN D-Glied (40) Rücksetzsignale empfangen.