DE2932745A1

DE2932745A1 - Digitaler frequenz- und phasenvergleicher

Info

Publication number: DE2932745A1
Application number: DE19792932745
Authority: DE
Inventors: Hiroshi Minakuchi
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1979-08-13
Filing date: 1979-08-13
Publication date: 1981-02-19
Also published as: DE2932745C2

Description

Digitaler Frequenz- und Phasenvergleicher
Die Erfindung bezieht sich auf einen Frequenz-und Phasenvergleicher, der zu seiner Verwendung in einem Phasenkopplungsschleifen-System die voneinander unabhängige Ableitung von Frequenz- und Phasensignalen ermöglicht.
Die US-PS 3 610 954 beschreibt einen digitalen Frequenz- und Phasenvergleicher, der gemäß der Darstellung in Fig. 1 eine Mehrzahl von NAND-Gliedern aufweist, die so verschaltet sind, daß sie auf Änderungen der logischen Pegel von zwei Einganyssignalen ansprechen, deren Frequenz und Phase verglichen wird. Der Vergleicher spricht auf Änderungen an den Rückflanken der Eingangssiqnal-Kurvenformen an und erzeugt Ausgangssignale, die der Folgefrequenz und der Reiativ-Phase der Eingangssignale entsprechen. Im einzelnen weist der beschriebene Frequenz-und Phasenvergleicher ein erstes und ein zweites Eingangs-Koinzidenzglied auf, von denen jedes an einem ersten Eingang mit einem jeweiligen der beiden Eingangssignale gespeist ist, deren Phase und/oder Frequenz verglichen wird.
Die Ausgänge dieser beiden Eingangsglieder sind mit entsprechenden Eingängen von ersten und zweiten Ausgangs-Koinzidenzgliedern verbunden, deren Ausgänge zu dem zweiten Eingang des ersten bzw. des zweiten Eingangs-Koinzidenzglieds zurückgeführt sind. Zur Steuerung des Arbeitens des logischen Systems wird ein erstes Paar aus kreuzgekoppelten Steuer-Koinzidenzgliedern verwendet, von denen jedes einen ersten und einen zweiten Eingang sowie einen Ausgang hat. Der zweite Eingang eines der Steuerglieder nimmt das Ausgangssignal des ersten Eingangs-Koinzidenzglieds auf, während das Ausgangssignal dieses Steuerglieds an einen der drei Eingänge des ersten Ausgangs-Koinzidenzglieds anliegt. Ferner ist ein zweites Paar kreuzgekoppelter Steuer-Koinzidenzglieder vorgesehen, das auf die gleiche Weise geschaltet ist wie das erste Steuerglieder-Paar, wobei der zweite Eingang eines der Steuerglieder des zweiten Paars mit dem Ausgang des zweiten Eingangs-Koinzidenzglieds verbunden ist, während der Ausgang dieses Steuerglieds des zweiten Paars mit einem zweiten Eingang des zweiten Ausgangs-Koinzidenzglieds verbunden ist. Die Schaltung ist durch ein AbschluBsteuerungs-Koinzidenzglied mit vier Eingangssignalen vervollständigt, die aus den jeweiligen vorstehend genannten Eingangssignalen gewonnen werden, die an das erste und das zweite Ausgangsglied angelegt sind. Das Ausgangssignal dieses Abschlußsteuerungs-Koinzidenzglieds wird an die beiden Ausgangs-Koinzidenzglieder als drittes Eingangssignal sowie an die zweiten Eingänge der zweiten Glieder in dem ersten und dem zweiten Paar kreuzgekoppelter Koinzidenzglieder angelegt. Zur Änderung der Zustände der in der Schaltung verwendeten unterschiedlichen Schaltglieder spricht der Vergleicher auf ein und dieselben Signalübergänge an. Wenn eines der Eingangssignale eine höhere Frequenz als das andere hat, gibt das entsprechende Ausgangs-Schaltglied ein Impulsausgangssignal ab, das sich mit der niedrigeren Frequenz wiederholt, wobei das andere Ausgangs-Schaltglied ein Ausgangssignal mit konstantem Gleichspannungspegel abgibt. Wenn die Frequenzen der beiden Eingangssignale gleich sind, diese sich jedoch in der Phase unterscheiden, werden an einem der Ausgänge Impulse abgegeben, deren Impulsbreite der Phasendifferenz entspricht und die mit der Eingangsfrequenz-Periode auftreten, während das andere Ausgangssignal einen konstanten Gieichspannungspegel hat. Ein bestimmtes Ausganqssignal von den verschiedenen Ausgangssignalen, das für Einqanqssignale mit gleicher Frequenz und Phasengleichheit zutrifft, besteht darin, daß die von den Ausgangsgliedern abgegebenen Ausgangssignale den gleichen konstanten Gleichspannungspegel haben.
Obgleich mit dem Vergleicher nach Fig. 1 ein weiter Fangbereich für einen spannungsgesteuerten Oszillator eines Phasenkopplungschleifen-Systems bzw. Systems mit phasenstarr gekoppelter Regelschleife gewährleistet ist, hat der Vergleicher mehrere Nachteile.
Erstens sind die Phasen- und Frequenz-Fehiersignale bzw. Abweichungssignale nicht unabhängiq voneinander erzielbar.Falls beispielsweise die Drehzahl eines Elektromotors entsprechend einem Signal gesteuert wird, das aus einem Phasenkopplungsschleifen-System abgeleitet wird, bei dem ein Frequenz- bzw. Wechselstromgenerator so mit dem Motor verbunden ist, daß er als aus einem Tiefpaßfilter und einem spannungsgesteuerten Oszillator gebildet angesehen werden kann, würde das Anlassen des Motors bewirken, daß dieser aufgrund der Trägheit seines Rotors "überschwingt" oder "unterschwinqt", d. h. ein Einschw ingverhalten zeigt. Wenn eine sehr genaue Motorsteuerung gewünscht ist, würde man ein Servosystem verwenden, das ein Signal zur Bremsung des Motors bei dessen Uberschwin- gen und ein Signal zum Beschleunigen des Motors bei dessen Unterschwingen erzeugt. In diesem Fall gibt der Vergleicher nach Fig. 1 über seine Ausgangsanschlüsse wiederholte Spannungspegelwechsel oder einen konstanten Gleichspannungspegel ab. Diese Signale können jedoch nicht direkt als Schaltsteuersignale für die Beschleunigung oder Abbremsung des Motors verwendet werden, da sich derartige Steuersignale außerhalb der Beschleunigungs- oder Abbremsungsperioden zwischen zwei bestimmten Pegeln ändern; zur Glättung von sich derart ändernden Signalen ist daher ein Tiefpaßfilter notwendig. Da das Tiefpaßfilter einen Kondensator aufweist, ist die Verwendung derartiger Kondensatoren in größerer Anzahl unerwünscht, wenn das System auf einer Integrierschaltungsplatte aufgebaut wird, da in diesem Fall die Anzahl der Zuleitungsdrähte von Bedeutung ist und die Funktion des Systems unzuverlässig wird.
Der Vergleicher nach Fig. 1 ermöglicht zwar die Frequenzunterscheidung, jedoch ist im Vergleich mit einem in "The Bell System Technical Journal", März 1962, Seiten 559 - 602, anhand einer Fig. 3 von C.J. Byrne beschriebenem Phasenvergleicher eine große Anzahl von Schaltgliedern erforderlich, während zur Erzielung eines gesonderten Phasenfehler- bzw. Phasenabweichungssignals zusätzliche Schaltglieder notwendig sind.
Zweitens tritt dann, wenn mit dem Ausgang des bekannten Vergleichers eine Ladungspumpschaltunq gemäß Fig. 2 verbunden ist, wobei deren Eingänge X und Y mit den jeweiligen Ausgängen X bzw. Y des Vergleichers nach Fig. 1 verbunden sind, an einem Ausgangsanschluß Z der Ladungspumpschaltung ein Signal mit niedrigem konstanten Gleichspannungspegel auf, wenn die Frequenz eines der Eingangssignale des Vergleichers höher als diejenige des anderen ist, und ein Signal hohen konstanten Gleichspannungspegels auf, wenn das Frequenzverhältnis entgegen- gesetzt ist; ferner ergeben sich an dem Ausgangsanschluß Z bei Eingangssignalen mit gleicher Frequenz wiederholte Ubergänge zwischen niedrigem und hohem Spannungspegel mit einem Einschalt- bzw. Tastverhältnis, das zur Phasendifferenz proportional ist. Damit wird ein Dreizustands-bzw. Tristate- oder TSL-Ausgangssignal geschaffen (es gibt mehrere Artikel, in denen die Wirkungsweise der vorstehend beschriebenen Schaltungskombination bei der Abgabe eines TSL-Ausgangssignals beschrieben ist).
Solange jedoch dieser Schaltungsaufbau bei einem System mit offener Regelschleife verwendet wird, hat das Ausgangssignal an dem Anschluß Z der Ladungspumpschaltunq entweder hohen oder niedrigen konstanten Gleichspannungspegel, so daß keine anderen Signale erzielbar sind.
Wenn im einzelnen die Signale an den Einganqsanschlüssen A und B nach Fig. 1 mit f bzw. fig B bezeichnet werden und angenommen wird, daß an einem Punkt « in der Arbeitskennlinie gemäß Fig. 3 die Frequenz B niedriger als die Frequenz fA ist, wird der Ausgangsanschluß Y nach Fig. 1 auf einem konstanten hohen Gleichspannungspegel gehalten, was zur Folge hat, daß die Drainelektroden von Metalloxidhalbleiter-Feldeffekttransistoren bzw.
MOSFETs 1 und 2 nach Fig. 2 (die eine Inverterschaitung bilden) niedrigen Pegel annehmen, wodurch ein MOSFET 3 gesperrt wird (der ein Steuerschaltglied bildet).
An dem Ausgang X des Vergleichers nach Fig. 1 tritt eine Folge von wiederholten Ubergängen zwischen hohem und niedrigem Pegel mit einem der Relativ-Phase der Eingangssignale des Vergleichers entsprechenden Tastverhäitnis auf, so daß auf einen übergang auf niedrigen Pegel am Anschluß X hin ein p-Kanal-Anreicherungs-:50SFEI 4 durchcXtschaltet wird, wodurch ein Ausgangsschaltglied-n-Kanal-Anreicherungs-MOSFET 5 durchgeschaltet wird, so daß der Ausgangsanschluß Z der Ladungspumpschaltung nach Fig. 2 niedrigen Pegel annimmt; bei einem Ubergang auf hohen Pegel an dem Anschluß X wird der MOSFET 4 gesperrt. Aufgrund des konstanten hohen Gleichspannungspegels an dem Anschluß X wird jedoch die Drainelektrode des MOSFET 3 auf einem hohen Impedanzwert gehalten, so daß die Träger, die in dem Gatebereich des MOSFET 5 angesammelt worden sind, nicht entladen werden und bewirken, daß dieser im Einschaltzustand verbleibt und damit der Ausgangsanschluß Z weiter auf niedrigem Pegel gehalten wird.
Nimmt man an, daß die Eingangsfrequenz fB allmählich auf einen Punkt f1 an der Koordinatenachse in Fig. 3 ansteigt, so tritt eine Umkehr der Ausgangszustände an den Anschlüssen X und Y in Fig. 1 auf (d. h., der Ausgangsanschluß X wird einem konstanten hohen Gleichspannungspegel gehalten, während an dem Ausgangsanschluß Y eine Folge von Spannungspegel-Ubergängen auftritt, wenn während des Intervalls zwischen zwei Anstiegsübergängen des Signals an dem Eingangs anschluß A in Fig. 1 mindestens zwei Anstiegsübergänge bei dem Signal an dem Eingangsanschluß B auftreten).
Bei einem konstanten niedrigen Gleichspannungspegel an dem Anschluß Y wird der p-Kanal-MOSFET 1 durchgeschaltet, wodurch der MOSFET 3 durchgeschaltet wird, so daß die in dem Gatebereich des MOSFET 5 gesammelten Träger entladen werden und ein p-Kanal-MOSFET 6 durchgeschaltet wird, wodurch der Ausgangsanschluß Z auf hohen Gleichspannungspegel geschaltet wird.
Zusammenfassend gesehen entspricht bei Anstieg der Frequenz B von dem Punkt 2 bis zu einem Punkt ß in Fig. 3 der Durchschnittssignalpegel & an den beiden Anschlüssen X und Y den Kurven x und y in Fig. 4a. Das kombinierte Signal aus dem Ausgang der Ladungspumpschaltung nach Fig. 2 erfährt jedoch einen plötzlichen Pegel- wechsel von niedrigem auf hohen Pegel, wenn die Frequenz mit f1 übereinstimmt; daher ist es unmöglich, ein Phasenfehler- bzw. Phasenabweichungssignal abzuleiten, wenn die Frequenz B von dem Punkt W zu dem Punkt ß ansteigt.
Wenn im Gegensatz dazu die Frequenz fig B allmählich von dem Punkt ß absinkt, wechseln die Ausgangszustände an den Anschlüssen X und Y bei einem Punkt f2, bei dem die Frequenz fB niedriger als die Frequenz f geworden ist (d. h., während des Intervalls zwischen zwei Anstiegsübergängen an dem Eingangsanschluß B mindestens zwei Anstiegsübergänge an dem Eingangsanschluß A auftreten); als Folge davon entspricht gemäß der Darstellung in Fig. 4h der Durchschnittspegel des Ausgangssignals an dem Anschluß X einer Sägezahnkurve, während der Durchschnittspegel des Ausgangssignals an dem Anschluß Y auf einem konstanten hohen Gleichspannungspegel verbleibt.
Daher erfolgt an dem Punkt f2 in Fig. 3 ein plötzlicher Uebergang des Ausgangspegels am Anschluß Z in Fig.
2 von hohem auf niedrigen Pegel, so daß es unmöglich ist, ein Phasenfehlersignal abzuleiten, wenn die Frequenz fß in bezug auf die Frequenz fA abnimmt. Es ist somit ersi.chtlich, daß es bei Verwendung des Frequenz- und Phasenvergleichers nach Fig. 1 in Verbindung mit einer Ladungspumpschaltung in einem System mit offenem Regelkreis unmöglich ist, ein Ausgangssignal zu erzeugen, das die Phasendifferenz zwischen zwei an den Vergleicher angelegten Eingangssignalen darstellt.
Wenn die Kombination aus diesem Vergleicher und der Ladungspumpschaltung mit derartigen Leer lauf-Eigenschaften in einem Phasenkopplungsschleifen-System gemäß der Darstellung in Fig. 5 verwendet wird, ist es sicher, daß bei Wahl eines Kondensators 7 des TiefpaBfilters auf einen Wert nahe Null das Ausgangssignal eines spannungsgesteuerten Oszillators 8 eine Welligkeitskomponente enthält, deren Frequenz die halbe Grundfrequenz der Regelschleife ist; in diesem Fall ist das Ausgangssignal der Ladungspumpschaltung 9 ein Phasenfehlersignal, dessen Frequenz die halbe Grundfrequenz ist; der Durchschnittssignalpegel verläuft dann gemäß einer in Fig. 3 mit bezeichneten Kurve. Diese Erscheingung wird im einzelnen unter Bezugnahme auf die Fig. 4a und 4b beschrieben.
Wenn bei niedrigem Gleichspannungspegel an dem Ausgangsanschluß Z die Frequenz fB dem Wert /1 in Fig. 4a entspricht, arbeitet das Phasenkopplungsschleifen-System in der Weise, daß die Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 8 ansteigt, so daß nach Durchlaufen des Frequenzpunkts f1 die Frequenz B den Wert 72 in Fig. 4b erreicht, woraufhin durch ein Ausgangssignal an dem Anschluß Y der Ausgangsanschluß Z auf hohen Gleichspannungspegel gebracht wird. Bei hohem Gleichspannungspegel an dem Anschluß Z arbeitet die Phasenkopplungsschleife in der Weise, daß die Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 8 abnimmt, so daß nach Durchlaufen des Frequenzpunkts f2 die Frequenz ob auf den Wert nach Fig. 4a zurückkehrt und durch ein Ausgangssignal an dem Anschluß X der Ausgangsanschluß Z auf niedrigen Gleichspannungspegel gebracht wird. Dieser Ablauf wiederholt sich, was zur Folge hat, daß das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 8 die vorstehend beschriebene Welligkeitskomponente oder Flackerkomponente enthält.
Diese Erscheinung ist unvermeidbar, solange zur Bildung des Phasenkopplungsschleifen-Systems der Frequenz-und Phasenvergleicher bzw. die Ladungspumpschaltung mit den in Fig. 3 gezeigten Ausgangskennlinien verwendet wird; mit einer Vergrößeruny des kapazitiven Elements des Tiefpaßfilters bzw. durch Verwendung eines Tiefpaßfilters hoher Güte kann jedoch die Welligkeit auf Kosten der Ansprecheigenschaften und des Träger-Stör-Verhältnisses bzw. Störabstands des Regelkreises verringert werden.
Die Regelkreis-Eigenschaften bezüglich des Ansprechens und des Störabstands können mit einer Verbesserung gegenüber dem Vergleicher nach Fig. 1 und der Ladungspumpschaltung nach Fig. 2 verbessert werden. Da der zur Verringerung des Störabstands des Systems nach Fig. 5 beitragende Faktor darin liegt, daß die Ladungspumpschaltung 9 eine Ausgangskennlinie gemäß der Darstellung in Fig. 3 hat, ergibt die Verwendung einer in Fig. 6 gezeigten Ladungspumpschaltung, die in der US-PS 3 748 589 beschrieben ist, oder die Verwendung eines Kreises aus zwei Widerständen mit gleichem Widerstanclswert zwischen der Sourceelektrode und der Draineiektrode des MOSFET 4 bzw. des MOSFET 3 der Ladungspum£)schaltung nach Fig. 2 eine Ausgangskennlinie gemäß der Darstellung in Fig. 7. Alternativ dazu kann durch direktes Einspeisen der Ausgangssignale aus den Anschlüssen X und Y des Vergleichers nach Fig. 1 in ein Tiefpaßfilu-er die Ausgangskennlinie x oder y nach Fig. 4a erzielt werden; in jedem Fall wird die Welligkeitskomponente des Signals aus dem spannungsgesteuerten Oszillator 8 erheblich verringert.
Im Hinblick auf das Ansprechen des Systems und den Fangbereich erreicht die Kennlinie nach Fig. 7 jedoch noch nicht die in Fig. 8 gezeigte Ideal-Kennlinie eines Phasenkopplungsschleifen-Systems.
Die US-PS 3 069 623 beschreibt einen Frequenz vergleicher gemäß der Darstellung in Fig. 9, bei dem zwei RS-Flipflopschaltungen und zwei Koinzidenzschaltglieder zur Abgabe eines Frequenzfehler- bzw. Frequenzabweichungssignals an Ausgangsanschlüssen C und D verwendet werden.
Das Anlegen von Eingangsimpulsfolgen gemäß der Darstellung durch die ausgezogenen Linien in Fig. 10a bzw. lOb an Eingangsanschlüsse A und B der Schaltung nach Fig. 9 ergibt Kurvenformen von Ausgangssignalen aus NOR-Gliedern 10 und 11, UND-Gliedern 12 und 13 sowie NOR-Gliedern 14 und 15 gemäß der Darstellung durch die ausgezogenen Linien in den Fig. 10c bis 10h. Im einzelnen bewirkt das Vorliegen von zwei oder mehr Anstiegsübergängen bei der an den Anschluß A angelegten Imr)llLsfolge während des Intervalls zwischen zwei Anstieasiibergängen der an den Anschluß B angelegten Impuls folge das Auftreten eines Ausgangsimpulses 13-1 aus dem UND-Glied 13, wodurch das NOR-Glied 15 niedrigen Pegel abgibt und folglich das Ausgangssignal des NOR-Glieds 14 von niedrigem auf hohen Pegel wechselt. Im CegensatI dazu gibt das Vorliegen von zwei oder mehr Al-)stiegsübergängen bei der an den Anschluß B angelegten I;.lpuisEolge während des Intervalls zwischen zwei n,tiegsübergängen der an den Anschluß A angelegten Impulsfoige einen Ausgangsimpuls 12-1 aus dem UND-Glied 12, wodurch das NOR-Glied 14 niedrigen Pegel annimmt und dadurch das NOR-Glied 15 ein Ausgangssignal hohen Pegels abgibt. Daher ergibt der Binärzustand der bistabilen Einrichtung aus den kreuzgekoppelten NOR-Gliedern 14 und 15 eine Anzeige dafür, welche der Eingangssignal-Frequenzen höher als die andere ist.
Der Frequenz-Phasen-Vergleicher nach Fig. 9 arbeitet jedoch nicht zufriedenstellend, wenn die Impulsdauer der Eingangsimpulsfolge eine bestimmte Grenze überschreitet, wie es mit den gestrichelten Linien in den Fig. 10a und 1Ob gezeigt. Dies wird unter Bezugnahme auf die in den gestrichelten Linien in den Fig. 10a, 10b, 10e, 10f, 10i und 10j gezeigten Kurvenformen erläutert. Es sei angenom- men, daß die NOR-Glieder 10 und 15 anfänglich einen hohen Gleichspannungspegel abgeben, während die NOR-Glieder 11 und 14 anfänglich einen niedrigen Gleichspannungspegel abgeben. Das Anlegen eines mit gestrichelten Linien al bezeichneten positiven Impulses an den Eingangsanschluß A bewirkt an dem NOR-Glied 10 die Abgabe eines Ausgangssignals niedrigen Pegels durch die Vorderflanke des angelegten Impulses a1 nach der Verzögerungszeit dieses NOR-Glieds sowie dem Wechsel des Ausgangssignals des NOR-Glieds 11 auf hohen Pegel nach Ablauf der Ansprechverzöyerunc3szeit des NOR-Glieds 11, so daß der hohe Pegel an dem Anschluß A bei Vorliegen des Ausgangssignals hohen Pegels aus dem NOR-Glied 11 einen durch die gestrichelten Linien 12-2 dargestellten Ausgangsimpuls aus dem UND-Glied 12 ergibt. Da das NOR-Glied 14 im Moment der Abgabe des Impulses 1 2-2 auf dem UND-Glied 1 2 niedrigen Ausgangspegel hat, bleibt der Binärzustand des NOR-Glieds 14 und somit der jenige des NOR-Glieds 15 unverändert. Das Anlegen eines durch die gestrichelten Linien b1 dargestellten Eingangsimpulses an den Anschluß B bewirkt jedoch an dem UND-Glied 13 die Abgabe eines hohen Pegels zur Erzeugung eines Impulses 13-2, der wiederum an dem NOR-Glied 15 den übergang zu niedrigem Ausgangspegel und danach an dem NOR-Glied 14 den Ubergang zu hohem Ausganqspegei auslöst, wie es in den Fig. 10i und 10j gezeigt ist.
Danach ändern die NOR-Glieder 14 und 15 abwechselnd ihre Binärzustände im Ansprechen auf das abwechselnde Anlegen der Eingangsimpulse an die Anschliisse A und B. Die Binärzustände der NOR-Glieder 14 und 15 stellen daher nicht mehr den Frequenz unterschied zwischen den beiden Eingangssignalen dar. Aus dem vorstehenden ist ersichtlich, daß für ein zufriedenstellendes Arbeiten der Schaltung nach Fig. 9 die Impulsdauer (der Abstand zwischen dem Anstiegs-und dem Abfall-Ubergang eines jeweiligen Eingangsimpulses) kürzer als die äquivalenten Ansprechverzögerungszeiten der beiden in Kaskade geschalteten Schaltglieder sein muß.
Die vorstehend genannte US-PS 3 069 623 beschreibt die Verwendung einer Differenzierschaltung zur Erzeugung von Folgen kurzer Eingangsimpulse. Es ist jedoch gewöhnlich schwierig, unter Verwendung einer herkömmlichen RC-Differenzierschaltung Impulse mit einer Dauer zu erzeugen, die kürzer als die Ansprechzeit von zwei Schaltgliedern ist; selbst wenn man annimmt, daß derartig schmale Impulse möglich sind, würde sich aufgrund der geringen Eingangssignalleistung eine Unzulänglichkeit bzw. ein Fehler bei der Ansteuerung der Schaltglieder.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Frequenz- und Phasenvergleicher zu schaffen, der unabhängig voneinander das Ableiten von Frequenzfehlersignalen und Phasenfehlersignalen ermöglicht.
Ferner soll mit der Erfindung ein Frequenz- und Phasenvergleicher geschaffen werden, bei dem die vorstehend aufgeführten Nachteile beim Stand der Technik dadurch ausgeschaltet werden, daß eine Schaltung verwendet wird, die auf logische Weise das Gewinnen von Frequenz- und Phasenfehlersignalen bei Vorliegen von Eingangsimpulsen mit verhältnismäßig langer Dauer dadurch gewährleistet, daß sie ausschließlich auf Anstiegsübergänge der Eingangsimpulse anspricht, und daß zwei bistabile Elemente zur Erzeugung eines TSL-Ausgangssignals verwendet werden, das die Frequenzabweichung durch zwei unterschiedliche Binärpegel anzeigt und in Form von Rechteckimpulsen auftritt, wenn die Eingangssignal-Frequenzen einander gleich sind, die Eingangssignale jedoch in ihrer Phase voneinander abweichen.
Die Erfindung wird nachstehend anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert.
Fig. 1 ist ein Schaltbild eines bekannten Frequenz- und Phasenvergleichers.
Fig. 2 ist ein Schaltbild einer Ladungspumpschaltung.
Fig. 3 ist eine graphische Darstellung zur Erläuterung der Schaltungen gemäß den Fig. 1 und 2.
Fig. 4a und 4b sind graphische Darstellungen zur Erläuterung der Schaltung nach Fig. 1.
Fig. 5 ist ein Blockschaltbild eines Phasenkopplungsschleifen-Systems.
Fig. 6 ist ein Schaltbild einer bekannten Ladungspumpschaltung.
Fig. 7 ist eine graphische Darstellung der Arbeitskennlinie der Schaltung nach Fig. 1 in Verbindung mit der Ladungspumpschaltung nach Fig. 6.
Fig. 8 ist eine graphische Darstellung einer Ideal-Arbeitskennlinie eines Frequenz-und Phasenvergleichers.
Fig. 9 ist ein Schaltbild eines weiteren bekannten Frequenz- und Phasenvergleichers.
Fig. 10 ist eine graphische Darstellung der Kurvenformen bei der Schaltung nach Fig. 9.
Fig. 11 ist ein Schaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels des Frequenz- und Phasenvergleichers.
Fig. 12 ist eine graphische Darstellung von Kurvenformen bei der Schaltung nach Fig. 11.
Fig. 13 zeigt eine Abwandlung des Ausführungsbeispiels nach Fig. 11.
Fig. 14 und 15 sind graphische Darstellungen von Kurvenformen bei der Schaltung nach Fig. 13.
Fig. 16 und 17 zeigen Abwandlungen des Ausführungsbeispiels nach Fig. 11.
Fig. 18 ist eine graphische Darstellung von Kurvenformen bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 17.
Fig. 19 ist ein Schaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels des Vergleichers.
Fig. 20 zeigt graphische Darstellungen von Kurvenformen bei der Schaltung nach Fig. 19.
Fig. 21 zeigt eine Abwandlung der Schaltung nach Fig. 19.
Fig. 22 ist eine graphische Darstellung von Kurven formen bei der Schaltung nach Fig. 21.
Fig. 23 zeigt eine Abwandlung der Schaltung nach Fig. 21.
In Fig. 11 ist ein erstes Ausführungsbeispiel des Vergleichers mit einer bistabilen Einrichtung aus einem Paar von NOR-Gliedern 20 und 21 gezeigt, die kreuzgekoppelt sind, so daß der Ausgang eines jeden Schaltglieds mit einem Eingang des anderen Schaltglieds verbunden ist, wobei die zweiten Eingänge der NOR-Glieder 20 und 21 mit Eingangsanschlüssen A bzw. B verbunden sind.
Der Ausgang des NOR-Glieds 21 ist ferner mit dem Dateneingang D1 eines D-Flipflops 22 verbunden, dessen Ausgang Q1 mit einem Eingang eines UND-Glieds 24 verbunden ist; der Ausgang des NOR-Glieds 20 ist mit dem Dateneingang D2 eines D-Flipflops 23 verbunden, dessen Ausgang Q2 mit dem zweiten Eingang des UND-Glieds 24 verbunden ist.
Der Ausgang des UND-Glieds 24 wird zum Rücksetzen der Flipflops 22 und 23 über ihre jeweilige Rücksetzanschlüsse R1 bzw. R2 verwendet. Das Flipflop 22 ändert im Ansprechen auf den Anstiegsübergang eines an seinen mit dem Anschluß A verbundenen Takteingang C1 angelegten Eingangsimpuls des den binären Zustand an seinem Ausgang Q1 auf den binären Zustand an dem Dateneingang D1. Auf gleichartige Weise ändert das Flipflop 23 im Ansprechen auf den Anstiegsüber- gang eines an seinen mit dem Anschluß B verbundenen Takteingang C2 angelegten Eingangssignals seinen Binärzustand an dem Ausgang Q2 auf den Binärzustand an dem Dateneingang D2. Das Flipflop 22 bildet mit seinen Eingängen D1 und C1 sowie dem Ausgang Q1 einen ersten Frequenzunterschieds-Detektor, der ein Ausgangssignal hohen Pegels für die Anzeige dafür abgibt, daß das Signal an dem Anschluß A höhere Frequenz als das Signal an dem Anschluß B hat, während das Flipflop 23 mit seinen Eingängen D2 und C2 sowie seinem Ausgang Q2 einen zweiten Frequenzunterschieds-Detektor bildet, der ein Ausgangssignal hohen Pegels zur Anzeige darüber abgibt, daß das Signal an dem Anschluß B höhere Frequenz als das Signal an dem Anschluß A hat. Diese D-Flipflops bleiben durch die Verbindung ihrer jeweiligen Ausgänge Q1 bzw. Q2 mit den jeweiligen Setzanschlüssen S1 bzw. S2 auf dem Ausgangszustand hohen Pegels.
Die Ausgänge Q1 und Q2 der Flipflops 22 bzw. 23 sind ferner über ein NOR-Glied 25 mit einem Eingang eines UND-Glieds 26 verbunden, der als weiteres Signal ein Signal aus dem Ausgang des NOR-Glieds 21 aufnimmt und ein Koinzidenz-Ausgangssignal an einen Eingang eines NOR-Glieds 27 abgibt, dessen zweiter Eingang mit einem Signal aus dem Ausgang Q1 des Flipflops 22 gespeist ist, während der Ausgang des NOR-Glieds 27 mit einem Ausgangsanschluß Z des Frequenz- und Phasenvergleichers verbunden ist.
Die Funktion des Vergleichers gemäß Fig. 11 wird unter Bezugnahme auf die in Fig. 12 gezeigten Kurvenformen veranschaulicht. Zur besseren Darstellung sind die Kurvenformen in Fig. 12 übertrieben dargestellt, um schnelle Änderungen der Eingangssignal-Frequenzen zu zeigen. Nimmt man an, daß die Ausgänge Q1 und Q2 niedrigen Pegel haben, so bewirkt ein Eingangs impuls al an dem Anschluß A, daß durch den Anstiegsübergang des Impulses al das NOR-Glied 20 niedrigen Pegel und danach das NOR-Glied 21 hohen Pegel annimmt. Im Ansprechen auf den Anstiegsübergang eines dem Impuls al folgenden Impulses b1 an dem Anschluß B kehrt das NOR-Glied 21 auf niedrigen Pegel zurück, wodurch das NOR-Glied 20 hohen Pegel annimmt. Das NOR-Glied 20 spricht dann auf den Anstiegsübergang eines nachfolgenden Impulses a2 an dem Anschluß A durch Pegelabfall des Ausgangssignals an, wodurch wiederum das NOR-Glied 21 hohen Pegel annimmt. Dieser Ablauf wiederholt sich, solang die Impulse an den Anschlüssen A und B abwechselnd auftreten; das Ausgangssignal eines jeden der beiden NOR-Glieder 20 und 21 besteht dadurch aus Recilteckimpuisen, deren Einschaltverhältnis bzw. Tastverhältnis proportional zum Phasenunterschied zwischen den beiden Eingangsimpulsfolgen ist; dieses Phasenahweichunas- bzw. Phasenfehlersignal wird bei durchgeschaltetem UND-Glied 26 an das NOR-Glied 27 angelegt.
Nimmt man an, daß die Frequenz des Signals an dem Anschluß B so weit abgesenkt ist, daß ein nachfolgnder Impuls a3 vor dem Auftreten eines Impulses b2 an dem Anschluß B erscheint, so wird im Ansprechen alf dn Anstiegsübergang des Impulses a3 das Flipflop 22 auf hohen Gleichspannungs-Ausgangspegel geschaltet. Diese Zustand dauert an, bis die Frequenz des Signals an dem Anschluß B höher als die Frequenz des Signals an dem Anschluß A wird. Im einzelnen wechselt dann, wenn Impulse b3 und b4 in Aufeinanderfolge zwischen den Anstieqsübergängen von Impulsen a4 und a5 auftreten, das Flipflop 23 auf den Zustand mit hohem Ausgangssignal im Ansprechen auf den Anstiegsübergang des Impulses b4, so daß das UND-Glied 24 ein Koinzidenzausgangssignal abgibt, mit dem die Flipflops 23 und 24 gleichzeitig rückgesetzt werden.
Wenn die Frequenz des Signals an dem Anschluß » höher als diejenige des Signals an dem Anschluß A wird, bewirkt ein Impuls b5 das Umschalten des Flipflops 23 auf hohen Pegel, der andauert, bis die Frequenz des Sigl1ais am Anschluß 1.
niedriger als diejenige des Signals am Anschluß A wird.
Daher stellt ein hoher Gleichspannungspegel an einem der Ausgänge der Flipflops 22 und 23 eine Anzeige über den Frequenzunterschied zwischen den beiden Eingangs-Impulsfolgen dar, während der niedrige Gleichspannungspegel an beiden Ausgängen dieser Flipflops anzeigt, daß die Frequenzen der Eingangssignale einander gleich sind.
Da das NOR-Glied 25 ein Ausgangssignal hohen Pegels erzeugt, wenn seine beiden Eingangssignale auf niedrigem Pegel sind, wird durch diesen hohen Pegel angezeigt, daß die beiden Eingangssignale die gleiche Frequenz haben, und das UND-Glied 26 durchgeschaltet, so daß'dieses das Phasenfehlersignal zu dem Ausgangs-NOR-Glied 27 durchläßt, welches zur Erzeugung eines TSL-Ausgangssignals das Phasenfehlersignal mit dem Frequenzfehlersignal kombiniert.
Wenn gemäß der Darstellung in Fig. 12 die beiden Eingangssignale in ihrer Frequenz übereinstimmen, ist das Ausgangssignal des NOR-Glieds 27 durch Rechteckimpulse mit einem Tastverhältnis gebildet, das proportional zur Phasendifferenz ist; wenn die Frequenz des Signals am Anschluß B niedriger als diejenige des Signals am Anschluß A ist, hat das Ausgangssignal des NOR-Glieds 27 niedrigen Gleichspannungspegel; wenn die Frequenz des Signals am Eingang B höher als diejenige des Signals am Eingang A ist, wird von dem NOR-Glied 27 ein Ausgangssignal mit hohem Gleichspannungspegel abgegeben. Daher entspricht der Durchschnittsausgangspegel des Signals an dem Anschluß Z dem in Fig. 8 gezeigten.
Wie aus der Fig. 12 ersichtlich ist, spricht der Frequenz- und Phasenvergleicher nach Fig. 11 ausschließlich auf die Anstiegsübergänge der Eingangs impulse an, so daß eine Verlängerung der Eingangsimpulse keine Veränderung der logischen Verarbeitungsfolge an dem Ver- gleicher herbeiführt.
Ferner ist es offensichtlich möglich, den Vergleicher nach Fig. 11 in einem Leerlauf-System bzw. einem System mit offenem Regelkreis mit einer Schaltung zu verwenden, die das Rücksetzen der Flipflops 22 und 23 durch ein von Hand eingegebenes Befehlssignal zuläßt.
Eine abgewandelte Ausführungsform des Vergleichers nach Fig. 11 ist in Fig. 13 mit einer Frequenz- und Phasendetektorschaltung gezeigt, die ein bistabiles Element 48, ein Paar von Koinzidenzgliedern 49 und 50, ein histabiles Element 45 und ODER-Glieder 51 und 52 aufweist.
Das bistabile Element 48 hat ein Paar von NAND-Gliedern 46 und 47, die in der Weise kreuzgekoppelt sind, daß der Ausgang eines jeden Glieds mit dem Eingang des anderen Glieds verbunden ist, während die zweiten Eingänge der NAND-Glieder 46 und 47 mit den Eingangsanschlüssen A bzw.
B verbunden sind, um von diesen ins Negative laufende bzw.
abfallende Eingangsimpulse aufzunehmen. Das NAND-Glied 49 erhält seine Eingangssignale von dem NAND-Glied 46, dem Eingangsanschluß A und einem NAND-Glied 44 des bistabilen Elements 45 und gibt sein Ausgangssignai an einen Eingang eines NAND-Glieds 43 des bistabilen Elements 45 ab, dessen Ausgang mit einem Eingang des NAND-Glieds 44 verbunden ist. Das NAND-Glied 50 erhält seine Eingang signale vom NAND-Glied 47, dem Eingangsanschluß B und dem Ausgang des NAND-Glieds 43 und gibt ein Ausgangssignal an den zweiten Eingang des NAND-Glieds 44 ab, dessen Ausgang mit dem zweiten Eingang des NAND-Glieds 43 verbunden ist.
Das ODER-Glied 51 erhält seine Eingangssignale von dem Eingangsanschluß A und dem NAND-Glied 44, während das ODER-Glied 52 seine Eingangssignale von dem Eingangsanschluß B und dem NAND-Glied 43 erhält.
Die Funktion der vorstehend beschriebenen Frequenz- und Phasendetektorschaltung wird unter Bezugnahme auf die in Fig. 14 gezeigten Kurvenformen veranschaulicht.
Es sei angenommen, daß die Ausgangssignale der NAND-Glieder 46 und 47 auf niedrigem bzw. hohem Pegel sind, während die Ausgangssignale der NAND-Glieder 43 und 44 auf niedrigem bzw. hohem Pegel sind. Durch den Vorderflanken- bzw. Anstiegsübergang eines ins Negative gehenden Impulses a1 an dem Eingangsanschluß A wird das NAND-Glied 46 auf ein hohes Ausgangssignal geschaltet, durch das wiederum das NAND-Glied 47 auf niedrigen Pegel geschaltet wird. Dies erfüllt die Eingangsbedingungen des NAND-Glieds 49, so daß dieses einen Impuls 49-1 abgibt, der im Ansprechen auf den Abfallübergang des Eingangs impulses al endet. Unmittelbar nach dem Anstiegsübergang des Impulses 49-1 wechseln die NAND-Glieder 43 und 44 auf einanderfolgend ihre binären Zustände. Im Ansprechen auf den Anstiegsübergang eines nachfolgenden Negativ-Impulses b1 an dem Eingangsanschluß B wechseln die NAND-Glieder 46 und 47 aufeinanderfolgend ihre binären Zustände, so daß das Ausgangssignal des NAND-Glieds 50 niedrigen Pegel annimmt und einen Impuls 50-1 bildet, der mit dem Abfallübergang des Impulses b1 aufhört. Durch den Anstiegsübergang des Impulses 50-1 ändern die NAND-Glieder 43 und 44 ihre binären Zustände auf niedrigen bzw. hohen Gleichspannungs-Ausgangspegel. Der vorstehende Ablauf wiederholt sich so lange, so lange die Eingangsimpulse an den Anschlüssen A und B in abwechselnden Intervallen auftreten; dabei haben die Ausgangssignale der ODER-Glieder 51 und 52 einen konstanten hohen Gleichspannungspegel.
Wenn die Frequenz des Signals an dem Anschluß B höher als diejenige des Signals an dem Anschluß A wird, so daß ein Impuls b2 an dem Anschluß B vor dem Auftreten eines Impulses a2 an dem Anschluß A erscheint, wechselt das Ausgangssignal des ODER-Glieds 52 auf niedrigen Pegel und ergibt dadurch einen ins Negative gehenden Impuls 52-1, da an dem ODER-Glied 52 gleichzeitig niedrige Pegel vorliegen. Somit ist auch verständlich, daß das Ausgangssicinal des ODER-Glieds 51 abgesenkt wird, wenn die Frequenz des Signals an dem Anschluß A höher als diejenige an dem Anschluß B wird.
Der Frequenz- und Phasenvergleicher nach Fig. 13 weist ferner ein Paar von bistabilen Elementen 36 und 39 sowie ein Rücksetz-NAND-Glied 40 auf. Das bistabile Element 36 hat ein Paar von NAND-Gliedern 34 und 35, die so kreuzgekoppelt sind, daß der Ausgang eines jeden Glieds mit einem Eingang des anderen Glieds verbunden ist, während der zweite Eingang des NAND-Glieds 34 mit dem Ausgang des ODER-Glieds 51 verbunden ist und der zweite Ausgang des NAND-Glieds 35 mit dem Ausgang des Rücksetz-NAND-Glieds 40 verbunden ist. Auf ähnliche Weise hat das bistabile Element 39 ein Paar von kreuzgekoppelten NAND-Gliedern 37 und 38, bei denen ein Eingang des NAND-Glieds 37 mit dem Ausgang des ODER-Glieds 52 und ein Eingang des NAND-Glieds 38 mit dem Ausgang des NAND-Glieds 40 verbunden ist. Das NAND-Glied 40 erhält seine Eingangssignale von den Ausgängen der ODER-Glieder 51 und 52 sowie den Ausgängen der NAND-Glieder 34 und 37. Der Vergleicher weist ferner ein ODER-Glied 41 auf, das das Phasenfehlersiqnal aus dem Ausgang des NAND-Glieds 46 des bistabilen Elements 48 und dem Ausgang des NAND-Glieds 34 aufnimmt und das Phasenfehlersignal an einen Eingang eines UND-Glieds 42 anlegt, wenn das Ausgangssignal des NAND-Glieds 34 niedrigen Pegel hat, wobei das UND-Glied 42 als zweites Signal das Ausgangssignal des NAND-Glieds 38 aufnimmt und der Ausgang des UND-Glieds 42 mit dem Ausgangsanschluß Z verbunden ist.
Die Funktionsweise des Frequenz- und Phasenvergleichers nach Fig. 13 wird unter Bezugnahme auf die Fig. 15 veranschaulicht. Es sei angenommen, daß die Frequenz des Signals an dem Anschluß A anfänglich gleich derjenigen des Signals an dem Anschluß B ist und daß die NAND-Glieder 34 und 35 anfänglich niedrigen bzw. hohen Ausgangspegel sowie die NAND-Glieder 37 und 38 gleichermaßen anfänglich niedrigen bzw. hohen Ausgangspegel haben.
Damit wird das Phasenfehlersignal aus dem Ausgang des NAND-Glieds 46 über das ODER-Glied 41 an das UND-Glied 42 und von dort an den Ausgangsanschluß Z angelegt. Wenn die Frequenz des Signals an dem Anschluß A höher als die Frequenz des Signals an dem Anschluß B wird, wodurch Impulse 51-1 und 51-2 aufeinanderfolgend erzeugt werden, wechseln die NAND-Glieder 34 und danach 35 durch den Anstiegsflankenübergang des Impulses 51-1 ihre binären Ausgangszustände, so daß das Ausgangssignal des ODER-Glieds 41 und folglich das Ausgangssignal des UND-Glieds 42 konstanten hohen Gleichspannungspegel annehmen. Wenn die Frequenz des Signals am Anschluß A absinkt, so daß am Ausgang des ODER-Glieds 52 ein Impuls 52-1 auftritt, ändern die NAND-Glieder 37 und 38 aufeinanderfolgend ihre Ausgangszustände mit dem Anstiegsübergang des Impulses 52-1. Im Ansprechen auf den Abfallübergang des Impulses 52-1 nehmen alle Eingangssignale des Rücksetz-NAND-Glieds 40 niedrigen Pegel an, so daß dieses NAND-Glied ein Ausgangssignal 40-1 niedrigen Pegels abgibt, wodurch die NAND-Glieder 34, 35, 37 und 38 rückgesetzt werden, so daß das ODER-Glied 41 erneut das Phasenfehlersignal zu dem UND-Glied 42 und damit zu dem Ausgangsanschluß Z durchläßt.
Wenn die Frequenz des Signals an dem Anschluß A hoher als die Frequenz des Signals an dem Anschlu, B wird, so daß ein Impuls 51-3 entsteht, wechseln die NAND-Glieder 34 und 35 ihre Zustande, wodurch der Durchlaß des Phasenfehlersignals zu dem Ausgangsanschluß Z gesperrt wird, so daß dieser wiederum auf hohem Gleichspannungs-Pegel gehalten wird. Bei hohem bzw. niedrigem Pegel der NAND-Glieder 34 bzw. 35 lost das Auftreten eines Frequenzdifferenz-Impulses 52-2 die gleiche Funktion wie im Ansprechen auf den Impuls 52-1 aus. Auf einen nachfolgenden Impuls 52-3 wechseln die NAD-Glieder 37 und 38 auf hohen bzw. niedrigen Ausgangspegel, wobei dieser Zustand unabhängig vom Vorliegen eines nachfolgenden Impulses 52-4 bei Fehlen eines Impulses aus dem Ausgang des ODER-Glieds 51 andauert. Als Folge davon wird der Ausgang des UND-Glieds 42 auf einem niedrigen konstanten Gleichspannungspegel gehalten.
Gemaß der Darstellung in Fig. 16 kann die Schaltung nach Fig. 73 so abgeändert werden, daß das NAND-Glied 40 seine Eingangssignale nur von den Ausgängen der NAND-Glieder 34 und 37 erhält. Die Schaltung nach Fig. 13 ist jedoch insofern vorzusehen, als der logische Ablauf ihrer Funktion gegenüber einem möglichen Auftreten von Schaltungsstörfunktionen vollständig sicher ist.
Eine Abwandlung der Frequen?- und Phase detektorschaltung nach Fig. 13 ist in Fig. 17 gezeigt, gemäß welcher ein Paar von UND-Gliedern 55 und 56 und ein Paar von NAND-Gliedern 57 und 58 vorgesehen sind. Das UND-Glied 55 erhält seine Eingangssignale von dem Eingangs anschluß B und dem Ausgang des NAND-Glieds58, während das UND-Glied 56 seine Eingangssignale von dem Eingangsanschluß A und dem Ausgang des NAND-Glieds 57 erhält.
Das NAND-Glied 57 erhält seine Eingangssignale von dem Eingangsanschluß A, dem Ausgang des UND-Glieds 55 und dem Ausgang des NAND-Glieds 58 und gibt sein Ausgangssignal an einen Eingang des ODER-Glieds 51 ab, während das NAND-Glied 58 seine Ausgangssignale aus dem Eingangsanschluß B, dem Ausgang des UND-Glieds 56 und dem Ausgang des NAND--Glieds 57 erhält und sein Ausgangssignal an einen Eingang des ODER-Glieds 52 sowie an einen Eingn'l des ODER- Glieds 41 als vorstehend genanntes Phasenfehlersignal abgibt.
Die Funktion der Frequenz- und Phasendetektorschaltung nach Fig. 17 wird unter Bezugnahme auf Fig. 18 erläutert. Ein ins Negative gehender Impuls al an dem Anschluß A bewirkt, daß im Ansprechen auf seinen Vorderflankenübergang das NAND-Glied 57 auf hohen Pegel schaltet, woraus sich ein Ausgangssignal niedrigen Pegels aus dem NAND-Glied 58 ergibt, wodurch das UND-Glied 55 auf niedrigen Pegel schaltet, während das Ausgangssignal hohen Pegels aus dem NAND-Glied 57 ferner den Wechsel des UND-Glieds 56 auf hohen Pegel bewirkt. Diese Koinzidenzglieder kehren im Ansprechen auf den Anstiegs- bzw. Vorderflankenübergang eines nachfolgenden Impulses b1 an dem Anschluß B in ihre ursprünglichen Zustände zurück. Wenn das Signal an dem Anschluß B eine höhere Frequenz als das Signal an dem Anschluß A hat, so daß ein Impuls b2 vor einem Impuls a2 an dem Anschluß A auftritt, bewirkt die die Vorderflanke des Impulses b2 ein Absinken des Ausgangssignals des UND-Glieds 55 auf niedrigen Pegel, so daß das Ausgangssignal des NAND-Glieds 57 wechselt, was wiederum das Umschalten des UND-Glieds 56 auf hohen Ausgangspegel bewirkt, so daß das NAND-Glied 58 auf niedrigen Pegel zurückgebracht wird. Der niedrige Ausgangspegel des NAND-Glieds 58 unter gleichzeitigem Vorliegens des ins Negative gehenden Impulses b2 bewirkt ein Abfallen des ODER--Glieds 52 auf niedrigen Pegel, wodurch ein Impuls 52-1 entsteht, der anzeigt, daß die Frequenz des Signals an dem Anschluß B höher als diejenige des Signals an dem Anschluß A ist. Da die Schaltung symmetrisch ist, wird das ODER-Glied 51 auf niedrigen Ausgangspegel geschaltet, wenn die Frequenz an dem Anschluß A höher als die Frequenz an dem Anschluß B wird.
In Fig. 19 ist ein zweites Ausführungsbeispiel des Vergleichers gezeigt, das ein erstes bistabiles Element bzw. Flipflop FF1 aus einem Paar von kreuzgekoppelten NOR-Gliedern 60 und 61, ein zweites Flipflop FF2 aus einem Paar von kreuzgekoppelten NOR-Gliedern 64 und 65 und ein drittes Flipflop FF3 aus einem Paar von kreuzgekoyzpelten NOR-Gliedern 68 und 69 aufweist. Das NOR-Glied 60 ist mit einem Eingang an einem Eingangsanschluß A und mit seinem zweiten Eingang an den Ausgang des NOR-Glieds 61 ancteschlossen, während das NOR-Glied 61 mit seinem einen Eingang an den zweiten Eingangsanschluß B und mit seinem zweiten Eingang an den Ausgang des NOR-Glieds 60 angeschiossen ist. Die Ausgangsanschlüsse der NOR-Glieder 60 und 61 sind mit Phasenfehlersignal-Ausgangsanschlüssen Pl bzw.
P2 und ferner mit Eingängen der NOR-Glieder 62 bzw. 63 verbunden. Das NOR-Glied 62 gibt sein Ausgangssignal ti einen Eingang des NOR-Glieds 64 des zweiten Flipflop FF2 ab, dessen Ausgangssignal einerseits an einen E.inctan des NOR Glieds 6i und andererseits an einen Ein>ancl eines UND-Glieds 67 angeschlossen ist. Auf ähnliche Weise gibt das NOR-Glied 63 sein Ausgangssignal an einen Eingang des Nor-Glieds 65 ab, dessen Ausgang einerseits mit einem Eingang des NOR-Glieds 64 und andererseits mit einem Eii0-gang eines UND-Glieds 66 verbunden ist. Die Ausgänge der NOR-Glieder 64 und 65 sind ferner mit jeweils einem Eingangsanschluß der NOR-Glieder 62 bzw. 63 verbunden. Die UND-Glieder 66 und 67 sind mit ihren zweiten Eingänge an die Eingangsanschlüsse A bzw. B angeschlossen und geben ihre Ausgangssignale an einen Eingang des NOR-Glieds 68 bzw. 69 ab, deren Ausgangsanschlüsse jeweils mit Frequenzfehlersignal-Ausgangsanschlüssen F1 bzw.
F2 verbunden sind.
Die Funktion des Frequenz- und Phasenvergleichers nach Fig. 19 wird unter Bezugnahme auf die in Fig. 20 gezeigten Kurvenformen veranschaulicht. Nimmt man an, daß die NOR-Glieder 60 und 64 hohen Ausgangspegel und die NOR-Glieder 61 und 66 niedrigen Ausgangspegel haben, so bewirkt ein Impuls al an dem Eingangsanschluß A mit seiner Vorderflanke ein Absinken des NOR-Glieds 60 auf niedrigen Pegel. Die NOR-Glieder 62 und 63 bleiben beide auf niedrigem Pegel aufgrund des an ihren Eingängen auftretenden Signals hohen Pegel , während die UND-Glieder 66 und 67 beide auf niedrigem Pegel verbleiben. Im Ansprechen auf die Rückflanke des angelegten Impulses al wechseln alle Eingangssignale des NOR-Glieds 62 auf niedrigen Pegel, so daß dieses ein Eingangssignal hohen Pegels ab, wodurch wiederum das NOR-Glied 64 auf niedrigen Pegel und danach das NOR-Glied 65 auf niedrigen Pegel wechselt, so daß das NOR-Glied 62 in den Ausgangszustand mit niedrigen Pegel zurückkehrt.
Das Anlegen eines Impulses b1 an den Anschluß B bewirkt im Ansprechen auf die Vorderflanke des Impulses b1 das Absinken des NOR-Glieds 61 auf niedrigen Pegel, wodurch das NOR-Glied 60 auf hohen Ausgangspegel schaltet.
Im Ansprechen auf die Rückflanke des Impulses b1 erhalten alle Eingangssignale des NOR-Glieds 63 niedrigen Pegel, so daß dieser auf hohen Ausgangspegel schaltet, wodurch wiederum das NOR-Glied 65 auf niedrigen Pegel und das NOR-Glied 64 auf hohen Pegel geschaltet werden, so daß das NOR-Glied 63 auf niedrigen Ausgangspegel geschaltet wird. Solange die Eingangsimpulse an den Anschlüssen A und B abwechselnd auftreten, wechselt das erste Flipflop FF1 seinen binären Zustand, so daß als Folge davon die Ausgänge der UND-Glieder 66 und 67 auf einem konstanten niedrigen Gleichspannungs-Pegel gehalten werden.
Wenn zwischen zwei Vorderflanken-Ubergängen von Impulsen a2 und a3 zwei Vorderflanken-Ubergänge von Impulsen b2 und b3 auftreten, bewirkt der Impuls b3 an dem UND-Glied 67 die Abgabe eines positiven Impulses 67-1. Auf ähnliche Weise wird bei Auftreten von zwei Vorderflanken-Übergängen von Impulsen a4 und a5 zwischen zwei Vorderflanken-Übergängen von Impulsen b4 und b5 bewirkt, daß das UND-Glied 66 aufgrund des Impulses a5 einen positiven Impuls 66-1 abgibt. Daher nimmt im Ansprechen auf den Impuls 67-1 das Ausgangssignal des NOR-Glieds 69 niedrigen Gleichspannungs-Pegel an, wodurch das Ausangssignal des NOR-Glieds 68 zu einem Ausgangssignal mit hohem Gleichspannungs-Pegel wird; diese Ausgangszustände der NOR-Glieder 69 und 68 werden bis zum Auftreten Impulses 66-1 beibehalten.
Die Signale an den Ausgangsanschlüssen P1 und P2 sind daher Rechteckimpulse mit einem Tastverhältnis, das zur Phasendifferenz zwischen den Eingangssignalen an den Anschlüssen A und B proportional ist, während die Signale an den Ausgangsanschlüssen F1 und F2 einen konstanten Gleichspannungspegel haben, der für den Frequenzunterschied zwischen den Eingangssignalen bezeichnend ist.
Gemäß der Darstellung in Fig. 20 können die von dem zweiten Flipflop FF2 abgegebenen Rechteckim;,ulse gleichfalls als Phasenfehlersignal verwendet werden, so daß die Anschlüsse P1 und P2 anstelle ihres Anschließens an die Ausgänge der NOR-Glieder 60 und 61 auch an die Ausgänge der NOR-Glieder 64 bzw. 65 angeschlossen werden können, wie es durch die gestrichelten Linien 64' und 65' gezeigt ist.
Da das erste Flipflop FF1 auf den Anstiegs-bzw. Vorderflankenübergang der Eingangsimpulse an den Anschlüssen A bzw. B anspricht, während das zweite Flipflop FF2 auf die Abfall- bzw. Ruckflanken-Obergänge der angelegten Eingangsimpulse anspricht, um sicherzustellen, daß die UND-Glieder 66 und 67 Ausgangsimpulse nur im Ansprechen auf die Vorderflanke eines Eingangsimpulses abgeben, ist die Funktion des Frequenz- und Phasenvergleichers nach Fig. 19 auf logische Weise gegen eine Fehlfunktion abgesichert, die durch eine Verlängerung der Eingangsimpulse hervorgerufen werden könnte. Darüber hinaus besteht ein Vorteil des Vergleichers darin, daß die Phasen- und die Frequenzfehlersignale unabhängig voneinander an den Anschlüssen P1, P2 bzw. F1, F2 gemäß der Darstellung in Fig. 19 abgegeben werden können, so daß daher bei Verwendung des Vergleichers nach Fig. 19 in einem Phasenkopplungsschleifen-System zur Steuerung der Drehzahl eines Motors diese Fehlersignale direkt zur Beschleunigung oder Abbremsung des Motors herangezogen werden können, was sonst nur bei Anwendung des Vergleichers nach Fig. 1 unter Verwendung einer Kurvenform-rilterschaltung bewerkstelligt werden könnte, wodurch das System zu einer Jierstellung in Form einer integrierten Schaltung ungeeiynet wäre.
Eine Abwandlung der Schaltung nach Fig. 19 ist in Fig. 21 gezeigt, in welcher NOR-Glieder 72 und 73 zur Bildung eines ersten bistabilen Elements so kreuzgekoppelt sind, daß der Ausgang eines jeden Glieds mit einem Eingang des anderen Glieds verbunden ist. ODER-Glieder 70 und 71 sind mit einem ihrer Eingänge an den Eingang B bzw. A und mit dem zweiten Eingang an den Ausgang des NOR-Glieds 73 bzw. 72 angeschlossen. Das NOR-Glied 72 nimmt ferner ein Eingangssignal vom Ausgang des ODER--Glieds 70 und vom Eingangsanschluß A ab, während das NOR-Glied 73 Eingangssignale vom Ausgang des ODER-Glieds 71 und vom Eingangsanschluß B abnimmt. Ein UND-Glied 74 empfängt seine Eingangssignale von dem Ausgang des NOR-Glieds 72 und dem Eingangsanschluß A, während ein UND-Glied 75 seine Eingangssignale von dem Ausgang des NOR- Glieds 73 und dem Eingangsanschluß B empfängt. Ein zweites bistabiles Element ist aus einem Paar von kreuzgekoppelten NOR-Gliedern 76 und 77 gebildet und empfängt seine Eingangssignale aus den Ausgängen der UND-Glieder 74 und 75, so daß es an Ausgangsanschlüssen F 1 und F2 Frequenzabweichungs- bzw. Frequenzfehlersigna le abgibt. Das erste bistabile Element gibt an Ausganqsanschlüssen Pl und P2 Phasenfehlersignale ab.
In Fig. 22 ist angenommen, daß die NOR-Glieder 72 und 73 niedrigen bzw. hohen Ausgangspegel haben. Das Auftreten eines Impulses al an dem Eingangsanschluß A bewirkt den Anstieg des Ausgangssignals des 0DEfl-Glieds 71 auf hohen Pegel, wodurch das Ausgangssignal des txOR-Glieds 73 niedrigen Pegel annimmt, wodurch wiederum das Ausgangssignal des ODER-Glieds 70 niedrigen Pegel annimmt.
Diese binären Zustände werden im Ansprechen auE die Vorderflanke eines Impulses b1 an dem Anschluß B umgekehrt; diese Abläufe werden wiederholt, solange die Impulse an den Anschlüssen A und 13 abwechselnd auftreten. Wenn zwischen den Anstiegs- bzw. Vorderflanken-Obergängen von Impulsen a2 und a3 Impulse b2 und b3 auftreten, wird im Ansprechen auf die Vorderflanke des Impulses b3 das UND-Glied 75 geschaltet und gibt einen Impuls 75-1 ab, der mit dem Rückflanken-übergang an dem NOR-Glied 73 endet. Im Ansprechen auf den Impuls 75--1 wird das NOR-Glied 77 des zweiten bistabilen Elements auf niedrigen Ausgangspegel geschaltet, wodurch das NOR-(lLiec1 7 auf hohen Ausgancjspegel geschaltet wird. Im Ansprechen au einen Impuls 74-1, der durch den Vorderflanken-Übergang eines vor einem Impuls b5 auftretenden, einem Impuls a4 folgenden Impulses a5 erzeugt wird, wird der binäre Zustand des zweiten bistabilen Elements umgekehrt. Daher ist das Ausgangssignal des zweiten bistabilen Elements ein konstanter Gleichspannungs-Pegel, der den Frequenzunterschied angibt, während das Ausgangssignal des ersten bistabilen Elements durch Rechteckimpulse gebildet ist, die die Phasenabweichung anyeben. Gemäß der Darstellung in Fig. 22 ist das Phasenfehlersignal auch an den Ausgängen der ODER-Glieder 70 und 71 ableitbar, wie es durch die Anschlüsse 70' und 71' gezeigt ist.
Gemäß der Darstellung in Fig, 23 können an die Eingänge der UND-Glieder 74 und 75 als Verzsgerungselemente zur Verzögerung der Ausgangssignale der NOR-Glieder 72 bzw. 73 Pufferverstärker 80 bzw. 81 angeschlossen werden, um die Erzeugung der Impulse aus den UND-Glieder 74 bzw. 75 sicherzustellen.
Mit der Erfindung ist ein digitaler Frequenz-und Phasenvergleicher geschaffen, der ein auf Eingangsimpulssignale mit einer ersten und einer zweiten Frequenz durch Erzeugung eines Phasenfehlersignals ansprechendes erstes bistabiles Element, eine nur auf die Vorderflanken-Obergänge der Eingangsimpulssignale bei Vorliegen der Ausgangssignale aus dem ersten bistabilen Element durch Erzeugung von Frequenzfehlersignalen ansprechende Schaltung mit einem zweiten und einem dritten bistabilen Element und eine Schaltung aufweist, die zur Abgabe eines Dreizustands- bzw. TSL-Ausgangssignals die Phasenfehlersignale und die Frequenzfehlersignale kombiniert.

Claims

Patentansprüche ( 1. Srequenz- und Phasenvergleicher zur Aufnahme von er zun und zweiten Impulssignalen mit einer ersten bzw.

einer zweiten Frequenz, gekennzeichnet durch ein erstes bistabiles Element (20, 21; 48; 57, 58), das die ersten und die zweiten Impulssignale aufnimmt und eine erste sowie eine komplementäre zweite Rechteckimpulsfolge mit einem Einschaltverhältnis erzeugt, das den Phasenunterschied zwischen dem ersten und dem zweiten Impulssignal entspricht, eine erste Einrichtung (22; 36, 45, 49 - 52; 55, 56) mit einer Aufnahmeeinrichtung, die die Rechteckimpulse der ersten Impuisfolge und das erste Impulssiqnal aufnimmt und einen ersten Ausgangsimpuls nur im Ansprechen auf eine Vorderflanke des Impulses des ersten Impulssignals erzeugt, die bei Vorliegen eines vorbestimmten Binärpegels des Rechteckimpulses auftritt, und mit einem zweiten bistabilen Element (22; 36), das im Ansprechen auf den ersten Ausgangsimpuls einen ersten Binärzustand annimmt, eine zweite Einrichtung (23; 29, 45, 49 - 52; 55, 56) mit einer Aufnahmeeinrichtung, die die Rechteckimpulse der zweiten Impulsfolge und das zweite Impulssignal aufnimmt und einen zweiten Ausgangsimpuls im Ansprechen nur auf die <"? 0l-~ flanke des Impulses des zweiten Impulssignals erzeugt, die bei Vorliegen eines vorbestimmten Binärpegels des Rechteckimpulses auftritt, und mit einem dritten bistabilen Element (23; 39), das im Ansprechen auf den zweiten Aus- gangsimpuls einen ersten Binärzustand annimmt, ein Koinzidenzglied (24; 40), das im Ansprechen auf das gleichzeitige Vorliegen des ersten Binärzustands an dem zweiten und dem dritten bistabilen Element das zweite und das dritte bistabile Element in einen zweiten Binärzustand rücksetzt, wobei der erste Binärzustand des zweiten bistabilen Elements anzeigt, daß die erste Frequenz höher als die zweite Frequenz ist, während der erste Binärzustand des dritten bistabilen Elements anzeigt, daß die zweite Frequenz höher als die erste Frequenz ist, und eine Verknüpfungseinrichtung (26, 27; 41, 42), die die Rechteckimpulse der ersten oder der zweiten Impulsfolge mit den Ausgangssignalen des zweiten und des dritten bistabilen Elements zur Erzeugung eines Ausgangssignals kombiniert, das im Ansprechen auf den ersten Binärzustand des zweiten bistabilen Elements einen ersten Binärpegel annimmt, im Ansprechen auf den ersten Binärzustand des dritten bistabilen Elements einen zweiten Binärpegel annimmt und bei gleichzeitigem Vorliegen des zweiten Binärzustands an dem zweiten und dem dritten bistabilen Element eine Folge von Rechteckimpulsen ist.
2. Vergleicher nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Einrichtung ein erstes D-Flipflop (22) aufweist, dessen Takteingang (C1) das erste Impulssignal aufnimmt, dessen Dateneingang (D1) die erste Rechteckimpulsfolge aufnimmt, dessen Setzeingang (S1) mit seinem Ausgang (Q1) verbunden ist und dessen Rücksetzeingang (R1) ein Ausgangssignal aus dem Koinzidenzglied (24) aufnimmt, und daß die zweite Einrichtung ein zweites D-Flipflop (23) aufweist, dessen Takteingang (C2) das zweite Impulssignal aufnimmt, dessen Dateneingang (D2) die zweite Rechteckimpulsfolge aufnimmt, dessen Setzeingang (S1) mit seinem Ausgang verbunden ist und dessen Rücksetzeingang (R2) das Ausgangssignal aus dem Koinzidenzglied aufnimmt (Fig. 11).
3. Vergleicher nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und die zweite Einrichtung ein zweites und ein drittes Koinzidenzglied (49, 50), ein viertes bistabiles Element (45), das zur Abgabe zueinander komplementärer erster bzw. zweiter Ausgangssignale seine Eingangssignale aus den Ausgängen des zweiten und des dritten Koinzidenzglieds erhält, wobei das zweite Koinzidenzglied (49) auf das gleichzeitige Vorliegen eines bestimmten Binärpegels des ersten Impulssignals, des Rechteckimpulses der zweiten Impulsfolge und des ersten Ausgangssignals des vierten bistabilen Elements anspricht, während das dritte Koinzidenzglied auf das gleichzeitige Vorliegen eines vorbestimmten Binärpegels des zweiten Impulssignals, der Rechteckimpulse der ersten Impulsfolge und des zweiten Ausgangssignals des vierten bistabilen Elements anspricht, ein viertes Koinzidenzglied (51), das zur Abgabe eines Ausgangssignals an das zweite bistabile Element (36) das Impulssignal und das zweite Ausgangssignal des vierten bistabilen Elements aufnimmt, und ein fünftes Koinzidenzglied (52) aufweisen, das zur Abgabe eines Ausgangssignals an das dritte bistabile Element (39) das zweite Impulssignal und das erste Ausgangssignal des vierten bistabilen Elements aufnimmt (Fig. 13).
4. Vergleicher nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und die zweite Einrichtung ein zweites Koinzidenzglied (55), das zur Abgabe eines Ausgangssignals das zweite Impulssignal und die Rechteckimpulse der zweiten Impulsfolge aufnimmt, ein drittes Koinzidenzglied (56), das zur Abgabe eines Ausganqssignal.s das erste Impulssignal und die Rechteckimpulse der ersten Impulsfolge aufnimmt, wobei das erste bistabile Imnt (57, 58) auf das gleichzeitige Vorliegen eines vorbestimmten Binärpegels des ersten Impulssignals und des Ausgangssignals des zweiten Koinzidenzglieds durch Erzeugunq der ersten Rechteckimpulsfolge und auf das gleichzeitige Vorliegen eines vorbestimmten Binärpegels des zweiten Impulssignals und des Ausgangssignals des dritten Koinzidenzglieds durch Erzeugung der zweiten Rechteckimpulsfolge anspricht, ein viertes Koinzidenzglied (51), das zur Abgabe eines Ausgangssignals an das zweite bistabile Element (36) auf das erste Impulssignal und die erste Rechteckimpulsfolge anspricht, und ein fünftes Koinzidenzglied (52) aufweisen, das zur Abgabe eines Ausgangssignals an das dritte bistabile Element (39) auf das zweite Impulssignal und die zweite Rechteckimpulsfolge anspricht (Fig. 17).
5. Vergleicher nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Koinzidenzglied (40) die Ausgangssignale aus dem vierten und dem fünften Koinzidenzglied (51, 52) aufnimmt.
6. Frequenz- und Phasenvergleicher zur Aufnahme von ersten und zweiten Impulssignalen mit einer ersten bzw. einer zweiten Frequenz, gekennzeichnet durch ein erstes bistabiles Element (60, 61), das das erste und das zweite Impulssignal aufnimmt und ein Paar aus einer ersten und einer hierzu komplementären zweiten Folge von Rechteckimpulsen mit einem Einschaltverhältnis erzeugt, das dem Phasenunterschied zwischen dem ersten und dem zweiten Impulssignal entspricht, ein erstes und ein zweites Koinzidenzglied (62, 63), ein zweites bistabiles Element (64, 65), das zur Abgabe eines Paars aus einer dritten und einer hierzu komplementären vierten Folge von Rechteckimpulsen das Ausgangssignal des ersten bzw.

des zweiten Koinzidenzglieds aufnimmt, wobei das erste Koinzidenzglied (62) das erste Impulssignal und die Rechteckimpulse der ersten und der vierten Impulsfolge aufnimmt, während das zweite Koinzidenzglied (63) das zweite Impulssignal und die Rechteckimpulse der zweiten und der dritten Impulsfolge aufnimmt, ein drittes Koinzidenzglied (66), das das erste Impulssignal und die Rechteckimpulse der vierten Impulsfolge aufnimmt, ein viertes Koinzidenzglied (67), das das zweite Impulssignal und die Rechteckimpulse der dritten Impulsfolge aufnimmt, und ein drittes bistabiles Element (68, 69), das zur Erzeugung eines Paars zueinander komplementärer Ausgangssignale die Ausgangssignale des dritten und des vierten Koinzidenzglieds aufnimmt, wobei von einem Paar aus einem ersten und einem zweiten Phasenfehler-Ausgangsanschluß der erstc Phasenfehler-Ausgangsanschluß (P1) zur Abgabe der echeckimpulse der ersten oder der dritten Impulsfolge mit einem der Ausgänge des ersten oder des zweiten bistabilen Elements verbunden ist, während der zweite Phasenfehler-Ausgangsanschluß (P2) zur Abgabe der Rechteckimpulse der zweiten oder der vierten Impulsfolge mit dem zweiten Ausgang des ersten oder des zweiten bistabilen Elements verbunden ist, und wobei mit den Ausgängen des dritten bistabilen Elements ein Paar von Frequenzfehler-Ausgangsanschlüssen (Fi, F2) verbunden ist (Fig. 19).
7. Frequenz- und Phasenvergleicher zur Aufnahme von ersten und zweiten Impulssignalen mit einer ersten bzw. einer zweiten Frequenz, gekennzeichnet durch ein erstes und ein zweites Koinzidenzglied (70, 71), ein erstes bistabiles Element (72, 73), das auf das gleichzeitige Vorliegen eines vorbestimmten Binärpegels des ersten Impulssignals und des Ausgangssignals des ersten Koinzidenzglieds durch Erzeugung eines ersten Ausgangssignals und auf das gleichzeitige Vorliegen eines vorbestimmten Binärpegels des zweiten Impulssignals und des Ausgangssignals des zweiten Koinzidenzglieds durch Erzeugung eines zweiten Ausgangssignals anspricht, wobei das erste Koinzidenzglied (70) das zweite Impulssignal und das zweite Ausgangssignal des ersten bistabilen Ele- ments aufnimmt, während das zweite Koinzidenzglied (71) das erste Impuls signal und das erste Ausgangssignal des ersten bistabilen Elements aufnimmt, ein dritten Koinzidenzglied (74), das das erste Impulssignal und das erste Ausgangssignal des ersten bistabilen Elements aufnimmt, ein viertes Koinzidenzglied (75), das das zweite Impulssignal und das zweite Ausgangssignal des ersten bistabilen Elements aufnimmt, und ein zweites bistabiles Element (76, 77), das auf das Ausgangssignal des dritten Koinzidenzglieds durch Erzeugung eines ersten Ausgangssignals und auf das Ausgangssignal des vierten Koinzidenzglieds durch Erzeugung eines zweiten Ausgangssignals anspricht, wobei ein erster Phasenfehler-Ausgangsanschluß (P1) mit dem Ausgang des ersten Koinzidenzglieds oder einem der Ausgänge des ersten bistabilen Elements verbunden ist, ein zweiter Phasenfehler-Ausgangsanschluß (P2) mit dem Ausgang des zweiten Koinzidenzglieds oder dem zweiten Ausgang des ersten bistabilen Elements verbunden ist, ein erster Frequenzfehler-Ausgangsanschluß (F1) zur Aufnahme des ersten Ausgangssignals des zweiten bistabilen Elements geschaltet ist und ein zweiter Frequenzfehler-Ausgangsanschluß (F2) zur Aufnehme des zweiten Ausgangssignals des zweiten bistabilen Elements geschaltet ist (Fig. 21).
8. Vergleicher nach Anspruch 7, gekennzeichnet durch ein erstes Verzögerungselement (80), das zwischen einen Ausgang des ersten bistabilen Elements (72, 73) und einen Eingang des dritten Koinzidenzglieds (74) geschaltet ist, und ein zweites Verzögerungselement (81), das zwischen den zweiten Ausgang des ersten bistabilen Elements und einen Eingang des vierten Koinzidenzglieds (75) geschaltet ist.