DE2932025A1 - Schaltungsanordnung zur umsetzung einer mechanischen verstellung in ein gleichstromsignal - Google Patents
Schaltungsanordnung zur umsetzung einer mechanischen verstellung in ein gleichstromsignalInfo
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Description
FUJI ELECTRIC CO., LTD Unser Zeichen
Kawasaki / Japan VPA 73 P 8563 BRD
Schaltungsanordnung zur Umsetzung einer mechanischen Verstellung; in ein Gleichstromsignal
Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung
zur Umsetzung einer mechanischen Verstellung in ein Gleichstromsignal gemäß dem Oberbegriff des
Patentanspruchs 1.
Bekannte Schaltungsanordnungen dieser Art dienen dazu, physikalische Größen zu erfassen, die bei einem kapazitiven
Meßfühler eine mechanische Verstellung hervorrufen ko'nnen; zu diesen Keßgrößen gehören Druckdifferenzen,
Druck oder bei Niveau-Meßgeräten die Flüssigkeit. Bei diesen Anordnungen führt eine Änderung der Belastung
zu einer proportionalen mechanischen Verstellung, die als Kapazitätsänderung erfaßt und in ein entsprechendes
elektrisches Signal zur Übertragung aaf eine Last, beispielsweise ein Anzeigeinstrument, umgesetzt wird.
Das so gewonnene Meßsignal entspricht dann den Quotienten aus der Differenz der jeweiligen Kapa-
Kr 3 Sby / 31.07.1979
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- ^ - VPA 78 P 8563 BRD zitätswerte und der Summe dieser Werte.
Der kapazitive Meßfühler mit zwei sich bei der mechanischen Verstellung gegens innig in ihren Kapazitäten
ändernden Kondensatoren enthält im allgemeinen eine Membran zur Erfassung,der Belastungs änderung.; diese
beispielsweise
Belastungs änderirg ist/einer Druckdifferenz ^P proportional.
Die Membran ist in der Mitte zwischen zwei Elektroden angeordnet, so daß sich die
Kapazitäten C1' und C21 zwischen der Membran und der
einen Elektrode und der Membran und der anderen Elektrode durch folgende Gleichungen beschreiben lassen:
CV =£ · A/(d -Ad) (1) C21 =€ · A/(d + Ad) (2)
In diesen Gleichungen bedeuten £ die Dielektrizitätskonstante, A die Elektrodenfläche, d den Abstand zwischen
Elektrode und Membran und Ad den Betrag der Membranerstellung
bzw. Auslenkung. Die Summe und Differenz der Kapazitäten der Kondensatoren ist dann gegeben durch
ei· + C2« - t (3)
. C21 ,
(4)
d2 - ( d)2
Daraus folgt
C11 - C21
C11 - C21
C1· + C21 u
Wie aus der obigen Gleichung hervorgeht, kann eine Druckdifferenz AP erfaßt werden, indem ein elektrisches
Signal proportional dem Quotienten (C11 - C2')/(C1* ·*· C21)
gebildet wird.
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Ein diesem Quotienten entsprechendes Meßsignal ist bei einer bekannten Schaltungsanordnung in der Weise
gewonnen, daß eine der Differenz der Kapazitäten C1'
und C21 proportionale Gleichspannung erzeugt ist;
außerdem ist eine weitere Gleichspannung proportional der Summe der Kapazitäten C1' und C21 gebildet.
Um den Quotienten (C1· - 021JZ(CI1 + C21) durch
Quotientenbildung der beiden Gleichspannungen zu gewinnen, ist die der Differenz der Kapazitäten entsprechende
Gleichspannung in eine Impulsfolge mit einem entsprechenden Tastverhältnis umgesetzt. Der
RÜckkopplüngszweig im Umsetzer dient zur Multiplikation mit der der Summe der Kapazitäten entsprechenden Gleichspannung.
Dies führt dazu, daß bei einer großen Änderung der der Differenz der Kapazitäten entsprechenden
Spannung das Tastverhältnis verändert wird, was zu einen Linearitätsfehler führt.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine derartige Schaltungsanordnung zu schaffen, daß
eine korrekte Impuls-Umsetzung erreicht wird und eine Meßgröße in ein zu ihr genau proportionales elektrisches
Signal umgesetzt wird, wobei die Wirkungsweise durch große *. Änderungen der der Differenz der Kapazitäten
entsprechenden Spannung nicht nachteilig beeinflußt sein soll.
Zur Lösung dieser Aufgabe ist die eingangs angegebene Schaltungsanordnung erfindungsgemäß gemäß den kennzeichnenden
Merkmalen des Patentanspruchs 1 ausgebildet.
Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung gehen aus den Unteransprüchen
hervor.
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Zur Erläuterung der Erfindung s ind in
Fig. 1 ein Teil eines Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung mit einer Wandlereinheit
zur Gewinnung einer der Differenz der Kapazitäten proportionalen Spannung, in Fig. 2 ein Ausführungsbeispiel einer Wandler-Einheit
zur Bildung einer der Summe der Kapazitäten entsprechenden Impulsfolge, in
Fig. 3 in Form von Diagrammen die Wirkungsweise der Wandler-Einheit nach Fig. 2, in
Fig. 4 ein Ausführungsbeispiel der Schaltungsmittel · zur Produktbildung der Impulsfolge und der proportionalen
Spannung, in
Fig. 5 die Wirkungsweise der Schaltungsmittel nach Fig. 4 anhand von Diagrammen und in Fig. 6 ein vollständiges Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung dargestellt.
Fig. 5 die Wirkungsweise der Schaltungsmittel nach Fig. 4 anhand von Diagrammen und in Fig. 6 ein vollständiges Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung dargestellt.
In Fig. 1 ist eine Wandler-Einheit zu erkennen, mit der die Differenz der Kapazitäten C1' und C2' in einey
entsprechende Spannung (Differenzsignal) umgesetzt werden kann; die Kapazitäten C1' und C21 sind die
Kapazitäten eines Paares von Kondensatoren C1 und C2. Die Kondensatoren C1 und C2 sind über Dioden D1 und D2
mit Wechselspannungen beaufschlagt, die ihnen über
Sekundärwicklungen W1 und W2 aus einem nicht gezeigten Oszillator zugeführt werden; die Wechselspannungen
sollen eine Amplitude mit der Größe ν und eine Frequenz f haben. Es fließen dann Ströme iC1 und iC2,
die sich folgendermaßen mathematisch beschreiben lassen: iC1 „ f. γ . C11 (6)
iC2 - f ν · C21 (7)
Die anderen Enden der Sekundärwicklungen W1 und W2 sind
gemeinsam an einen Widerstand R1 über Widerstände Ro1 " und Ro2 angeschlossen, die jeweils einen Widerstands-
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wert Ro aufweisen. Die Spannungsdifferenz Vd zwischen den Widerständen Ro1 und Ro2 ist durchyfolgende Beziehung
gegeben:
Vd » (iC1 - iC2) · Ro = f . ν . Ro . (C1' - C21) (8)
Die Ausgangssignale an den Schaltungspunkten A und B der Widerstände Ro1 und Ro2 sind mii/ invertierenden
Eingängen der Differenzverstärker Q2 und Q3 verbunden.
Der Ausgang C des Differenzverstärkers Q2 ist über einen Widerstand R7 mit dem invertierenden Eingang D
des Differenzverstärkers Q3 verbunden; außerdem besteht zwischen dem Ausgang C und dem invertierenden
Eingang des Differenzverstärkers Q2 über den Widerstand R6 eine Rückkopplung. Der Ausgang F des Differenzverstärkers
Q3 ist über einen Widerstand R8 auf den invertierenden Eingang D des Differenzverstärkers Q3
rückgekoppelt. Der invertierende Eingang E des Differenzverstärkers Q2 ist mit einem Schaltungspunkt G über
einen Widerstand R5 verbunden; der Schaltungspunkt G liegt zwischen Widerständen R14 und R15. Der andere
Anschluß des Widerstandes R1A ist an eine Gleichspannungsquelle
E angeschlossen. Der andere Anschluß des Widerstandes R15 ist geerdet. Es läßt sich somit
an den Schaltungspunkten P und G eine Spannung Vd1 entnehmen, die der Differenz der Kapazitätswerte C1f-C2·
proportional ist und demzufolge ein Differenzsignal bildet. Dies beruht auf folgender Wirkungsweise:
Im Differenzverstärker Q2 ändert sich das Potential am Ausgang C derart, daß der Schaltungspunkt E stets auf
demselben Potential wie der Schaltungspunkt A liegt, weshalb ein Rückkopplungsstrom i1 in dieser Weise fließt.
Es ist daher
iC1 · Ro = i1 · R5 (9)
Daher ist
11 = iC1 · Ro/R5 (10)
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Am Schaltungspunkt C ist dann
11 · (R5 + R6) = iC1 .Ro-(I+ R6/R5) (11)
Am Ausgang F des Differenzverstärkers Q3ändert sich das Potential jeweils so, daß das Potential am Schaltungspunkt
D stets dem am Schaltungspunkt 3 entspricht, weshalb ein Strom 12 in dieser Richtung fließt. Der
Strom 12 hat eine Größe, die sich aus der Division der Potentialdifferenz zwischen den Schaltungspunkten
C und E geteilt durch den Wert des Widerstandes R7 ergibt und beträgt daher
12 * 1/R7-{iC1 · Ro (1 + R6/R5) - iC2 · Ro] (12)
Der Schaltungspunkt F liegt auf dem Potential des Sehaltungspunktes D, dies bedeutet, daß das Potential
hier um den Spannungsabfall 12 · R8 größer als am ^5 Schaltungspunkt B ist, so daß sich daher die Ausgangsspannung
Vd1 beschreiben läßt durch
Vd' = 1C2 . Ro - R8/R7-{(iC1 - iC2)Ro + IC1-Ro.R6/r£
Wenn die Widerständen R5 bis R8 folgender Gleichung genügen
Vd' = (iC1 - iC2)Ro(i + R8/R7) « -Vd (1 + R8/R7), (14)
dann erhält man
Vd1 » -f-v-Ro.(i + R8/R7).(C1'- C21) (15)
Aus dieser Gleichung ist ersichtlich, daß die Ausgangsspannung Vd' der Differenz der Kapazitätswerte
(C11 - C2') proportional ist.
In Fig. 2 ist ein Ausführungsbeispiel für die eine Wand-
^0 ler-Einheit zur Umsetzung einer der Summe der Kapazitätswerte (C1' + C2') proportionalen Spannung (Summensignal)
in eine Impulsfolge mit einem entsprechenden Tastverhältnis D dargestellt, die im Zusammenhang mit der vorliegenden
Erfindung benutzbar ist und Kondensatoren
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C1 und C2 gemäß Fig. 1 enthält. Hier fließt das Summensignal
iC1 + iC2 in den Widerstand R1, der dem nach Fig.1 entspricht, so daß eine Spannung Vs am nichtinvertierenden
Eingang H des Differenzverstärkers Q1 über den Widerstand R2 liegt. Eine Spannung Eo am
Verbindungspunkt zwischen einer Zehnerdiode ZD und einem Widerstand R20, die beide in Reihe zwischen einer
StromversorgungsquelleEund Masse geschaltet sind, ist dem invertierenden Eingang I des Differenzverstärkers
Q1 über einen Kondensator Cp zugeführt. Der Ausgang J des Differenzverstärkers Q1 ist über einen Widerstand
R3 auf den nichtinvertierenden Eingang H zurückgekoppelt. Der invertierende Eingang I ist über einen
Widerstand R4 an einen festen Kontakt eines Schalters SW1 geführt, bei dem es sich z. B. um einen Analog-Schalter
in C-MOS-Technik handeln kann; der belegbare Kontakt A dieses Schalters ist an die Spannung Eo
und der belegbare Kontakt B an Masse gelegt. Der Schalter SW1 wird durch Ausgangsimpulse des Differenz-"Verstärkers
Q1 gesteuert. Wenn der Differenzverstärker Q1 ein Signal auf hohem Niveau erzeugt, ist der belegbare
Kontakt A geschaltet, während bei einem Signal auf niedrigerem Niveau am Ausgang des Differenzverstärkers
Q1 der belegbare Kontakt B geschaltet ist.
Das Tastverhältnis D der am Ausgang J des Differenzverstärkers
Q1 auftretenden Impulsfolge ist der Summe der Kapazitätswerte C1' + C2' aus unten noch naher
erläuterten Gründen proportinnal.
Zum Zeitpunkt to wird die Stromversorgungsquelle E angeschaltet und es wird dann die Spannung am Schaltungspunkt IEo, wie dies im Diagramm A der Fig. 3 gezeigt
ist; die Spannung am Schaltungspunkt I ist höher als das Potential am Schaltungspunkt H (Eo>
Vs). Das Potential am Ausgang J des Differenzverstärkers Q1
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ist O, wie dies im Diagramm B von Fig. 3 veranschaulicht
ist; der belegbare Kontakt B des Schalters SW1 ist belegt. Das Potential am Schaltungspunkt H ist
Vs-R3/(R2 + R3) -Vs- R2/(R2 + R3)-Vs=Vs-4V2 (16)
wobei
ÄV2 = R2/fR2 + R3)-Vs (17)
Daher wird der Kondensator Cp über den Widerstand R4 durch die Spannung Eo aufgeladen. Zur selben Zeit
verringert sich die Spannung am Schaltungspunkt I vom Potential Eo in Richtung auf Massepotential mit
einer Geschwindigkeit, die durch die Zeitkonstante Cp*R4 bestimmt ist.
Venn die Potentiale an den Schaltungspunkten H und I miteinander zum Zeitpunkt ti übereinstimmen (oder
genauer gesagt, das Potential am Schaltungspunkt I etwas niedriger als das am Schaltungspunkt H ist),
dann ändert sich das Potential am Schaltungspunkt J sehr rasch vom Werte 0 auf E, wie dies das Diagramm B
nach Fig. 3 veranschaulicht. Daraufhin wird der belegbare Kontakt A des Schalters SW1 beschaltet,und das
Potential am Schaltungspunkt H ist gegeben durch
Vs + (E - Vs)-R2/fl2 + R3)- Vs +4V1 (18)
wobei
4VI - (E - Vs)-R2/tk2 + R3) (19)
Mit der Beschaltung des belegbaren Kontaktes A des Schalters SW1 entlädt sich der Kondensator Cp über
den Widerstand R4, und das Potential am Schaltungspunkt I steigt mit einer Geschwindigkeit inÄichtung auf
die Spannung Eo an, die durch die Zeitkonstante Cp*R4 gegeben ist; dies veranschaulicht Diagramm A in Fig. 3·
Wenn ferner die Spannungen an den Schaltungspunkten H und I zum Zeitpunkt 12 gleich.-sind (oder genauer ge-
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- & - VPA 78 P 8563 BRD
sagt, zu diesem Zeitpunkt das Potential am Schaltungspunkt I etwas größer als das am Schaltungspunkt H
ist),- dann nimmt die Spannung am Ausgang J rasch ab, und der Schalter SVH wird so betätigt, daß sein belegbarer
Kontakt B beschaltet ist; die Spannung as Schaitungspunkt
H wird dann Vs- AV2, und der Kondensator Cp
wird über den Widerstand RA von der Spannung Eo aufgeladen. Daher nimmt die Spannung an Scnaitungspunkt I
mit einer durch die Zeitkonstante Cp * Rh gegebenen Geschwindigkeit in Richtung auf den V/ert 0 ab, Zur
Zeit tj5 entspricht der Schaltungssustand dem aur Zeit
ti, und die Wirkungsweise zwischen den Zeitpunkten ti
und t2 sowie zwischen t2 und t3 wiederholt sich fortlaufend.
Das Potential am Schaltungspunkt I zwischen den Augenblicken
ti und t2 läßt sich durch/olgende Gleichungen
ausdrucken.
~,n (Vs-dV2) + JEO- (Vs-//2) U'? - e" { 1j''" pnMj ft", ,'20 Ϊ
Im folgenden wird die I iiln ■" ι
die Spannung am Ausg η J e
zeichnet. Die Zeitdaut" n * f- ^ _ j. .1
der die Spannung am ς<
ι*'1 ■ .
V1, + 4 V1 steigt und 1^1J" r *v r
beschreiben
(Υε-^ν2) +[Eo - (Vs-j r a/ Ii
Durch Umformung erhält man ^a 1Iu^ ^. nae f1 . ^
+ ..Jj= 1V1 i*-'
Wenn die Größe der Hysterie ^" r
punkt H, das ist AV1 + <ώ^2( beträchtlich kleiner als
die Spannungen E ο und Vs ist, dann sind in den ecigeh
Gleichungen die Glieder, die auf cia.:>
q-uaitierre Glied
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VPA 78 P 8563 BRD von (Ton/CpR4) folgen, vernachlässigbar; es ergibt sich
dann daraus folgende Beziehung
E°-(Vs-4V2).(Ton/CpR4) «aV1 + AV2 (23)
Aus dieser Gleichung läßt sich die Beziehung ableiten
Ton =^V1 +£V2/E° - (Vs -aV2) · CpR4
4VI + ^V2/Eb - .Vs -CpR4 (24)
Die Spannung am Schaltungspunkt I in Zeitintervall zwischen t2 und t3 ist durch folgende Gleichung zu
beschreiben
(Vs +^Vi).e"i/CpR4 * t (25)
(Vs +^Vi).e"i/CpR4 * t (25)
Das Zeitintervall (t3- t2), während der diß. Spannung
am Ausgang J 0 beträgt, ist im folgenden/Toff bezeichnet
und gibt die Zeitdauer an, während der die Spannung am Schaltungspunkt I sich auf den Wert (Vs - aV2) verändert;
es gilt dafür folgende Beziehung
(Vs +4Vi).e"Toff/CpR4 - Vs -4V2 (26)
Daraus erhält man
1/6-(Toff/CpR4)3 + ...J= Vs - ^aV2 (27)
1/6-(Toff/CpR4)3 + ...J= Vs - ^aV2 (27)
(Vs +dV1).fi - Toff/CpR4 + i/2-(Toff/CpR4)2 -
+ dV2 « ' Vs ist, dann sind die Glieder,
die auf das quadrierte Glied (Toff/CpR4) folgen, vernachlässigbar - wie im obenbezeichneten Fall -,und es
ergibt sich folgende Beziehung
(28)
Das Tastverhältnis D der Impulsfolge am Ausgang J ist definfert durch
D m Τοη/φοη + Toff) (29)
setzt man die Gleichungen ( 24) und (28) in die obige
Gleichung ein, dann erhält man
D m -Eb - Vs CpR^ (30)
CPR4 + AV1 +AV2 m h
T
1 f
Eo>- Vs Ts
Eo>- Vs Ts
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Da Vs = (iC1 + iC2) · R1 = f-V-RI-(CI' + C21) ist,
ist das Tastverhältnis D der Impulsfolge am Ausgang J der Summe dsr Kapazitätswerte (C1' + C21) proportional.
In Fig. 4 ist ein Ausführungsbeispiel der Schaltungsmittel zur Teilung und Stromumsetzung dargestellt,
in denen auf der Basis der Impulsfolge mit einem Tastverhältnis proportional zur Summe der Kapazitätswerte
(C1f + C21) und einer Spannung, die der Differenz der
Kapazitätswerte (C1' - C21) entspricht, wie sie mittels
der Schaltungen nach den Figuren 1 und 2 zu gewinnen sind, ein Meßsignal proportional zu (CV - C21)/(C1'+C21)
erzeugt wird und als Meßsignal in einen entsprechenden Strom umgesetzt wird. Es wird hier die Spannung Vd1,
die der Differenz der Kapazitätswerte (C1· - C21) entspricht
und die in einer Schaltung gemäß Fig. 1 ge-
an
vjonnen ist, über einen Widerstand R9 und einen gemeinsamen
Schaltungspunkt der Widerstände R14 und R15 gelegt.
Der Verbindungspunkt ist mit dem nichtinvertierenden Eingang K eines Differenzverstärkers Qk verbunden,
dessen anderer, invertierender Eingang L an den Widerstand R9 angeschlossen Et. Der Ausgang M des Differenzverstärkers
Q4 ist auf den invertierenden Eingang L des Differenzverstärkers Q4 über einen Schalter SW2
und einen Widerstand R10 rückgekoppelt? der Schalter SW2 kann von einem Analog-Schalter in C-MOS-Technik gebildet
sein. Der Schalter SW2 wird durch die Impulsfolge des Differenzverstärkers Q1 (vgl. Fig.2) gesteuErt ,
der einen Teil der einen Wandler-Einheit darstellt.
Wenn die Impulse ein hohes Niveau haben, wie dies in Diagramm A der Fig. 5 gezeigt ist, wird der Schalter SW2
betätigt, wie dies aus dem Diagramm B der Fig. 5 hervorgeht. Ist dagegen das Spannungsniveau der Impulse der
Impulsfolge niedrig, dann ist der Schalter SW2 geöffnet.
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Ali
- VPA 78 P 8563 BRD Der Ausgang M des Differenzverstärkers Q4 ist mit
dem nichtinvertierenden Eingang N eines weiteren Differenzverstärkers Q5 über einen Widerstand R11 verbunden.
Zwischen diesem einen Eingang und der Versorgungsouelle E liegt ein Widerstand R16 und zwischen diesem
Eingang M und Masse eine Reihenschaltung von Widerständen R12 und R13· Ferner sind zwischen StromversDrgungsquelle
E und Masse in Reihe Widerstände R17 und R18 geschaltet, deren gemeinsamer Verbindungspunkt mit dem
invertierenden Eingang P des weiteren Differenzverstärkers Q5 verbunden ist. Das Ausgangssignal des weiteren
Differenzverstärkers Q5 dient zur Beaufschlagung der Basis eines Ausgangstransistors T2. Der Transistor
T2 ist mit seinem Emitter an Masse gelegt, während
Έ sein Kollektor über eine Stroraversorgungsquelle U und
eine Last RL mit dem gemeinsamen Verbindungspunkt der Widerstände R12 und R13 in Verbindung steht. Wie unten
noch näher erläutert v/ird, ist durch die so aufgebauten Schaltungsmittel erreicht, daß durch den Widerstand
R13 ein Strom fließt, der dem Quotienten (C1' - C21)/
(C1' + C2*) proportional ist.
Im Differenzverstärker Q4 liegt am nichtinvertierenden Eingang K eine feste Spannung, während die Spannung
am Ausgang M sich so verändert, daß das Potential am invertierenden Eingang L stets gleich dem Potential
am nichtinvertierenden Eingang K ist, was durch einen
Rückkopplungsstrom 13 erreicht wird. Dabei ist 13
beschreibbar durch
13 - Vd'/R9 (31)
Dieser Strom 13 ist der Durchschnittswert des einen
Stromes i4, der vom Ausgang M über den Widerstand R10 fließt. Dieser Strom 14 fließt nur während der Zeit-
<fcuer Ton, in der der Schalter SW2 geschlossen ist, so
daß der Durchschnittswert des Stromes über eine volle
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- VPA 78 P 8563 BRD
Periode (Ton + Toff) beträgt
{τοη/(Τοη + Toff)} · i4 (32)
Da 14 = Vo/mo. und 13 = Vdf/R9 ist, ergibt sich
V0/RIO · Ton/(Ton + Toff) = Vd'/R9 (33)
Diese Gleichung führt zur folgenden Beziehung
Vo = R10/R9-f(Ton + Toff)/TonJ· Vd! (34)
Schreibt man ferner
Vd1 = K1 {zi-Zt) (35)
Vs - K2 (Cf + C21) (36)
mit K1 und K2 als Konstanten,dann läßt sich unter
Benutzung der Beziehung (30) folgende Beziehung aufstellen
-j 5 Vo = R10/R9'2o/Vs .Ki(Gf-C2^) = Eo-R10/R9-K1 (C1-C21)/
(C1+C21) = K3-(C1I-C2ly^1I+C2') (37)
in der K3 eine Konstante bedeutet.
Die Spannung am invertierenden Eingang P des weiteren Differenzverstärkers 03 ist fest, und der Strom Iout
wird so gesteuert, daß die Spannung am nichtinvertierenden Eingang N gleich der am invertierenden Einging
P ist. Dies bedeutet
Iout-R13 = l5*R12t (33)
wobei der Strom i5 gegeben ist durch
15 = V0/RII (39)
Damit läßt sich schreiben
Iout.R13 » V0/RII.RI2 (40)
Demgemäß ist
Iout = Vo-(1/R13)-R12/R11
Iout = Vo-(1/R13)-R12/R11
= K4<C1' - C27(C1' + C21) f (41)
in der K4 eine weitere Konstante bedeutet. Der Strom Iout, der durch den Widerstand R13 fließt, ist daher
proportional (C1» - C2')/(C1! + C2f).
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In Fig. 6 ist ein vollständiges Ausführungsbeispiel der>erfindungs gemäß en Schaltungsanordnung zur Umsetzung
einer mechanischen Verstellung in ein Gleichstromsignal gezeigt, die in Kombination die beiden Wandler-Einheiten
zur Erzeugung einer dem Summensignal entsprechenden Impulsfolge und einer dem Differenzsignal proportionalen
Spannung sowie Schaltungsmittel zur Produktbildung enthält, wie sie in den Figuren 1, 2 und k im einzelnen
dargestellt sind. In der Fig. 6 sind daher für entsprechende Bauelemente die gleichen Bezugszeichen wie
in den genannten Figuren verwendet. Fig. 6 zeigt er-, gänzend einen Übertrager Tr, einen Kondensator C3,
einen Transistor T1 und einen Widerstand R19, von denen
ein Oszillator des Hartley-Typs gebildet wird; mittels Sekundärwicklungen W1, W2 und W3 wird das Ausgangssignal
von diesem Oszillator abgenommen. Das mittels der Sekundärwicklung W3 erzeugte Signal ist den Kondensatoren
C1 und C2 über Dioden D3 und D4 zugeführt.Die Dioden
D3 und D4 sind mit entgegengesetzter Polarität zu den Dioden D1 und D2 angeordnet. Zwischen der Sekundärwicklung
W3 und Masse sind in Serie ein Kondensator C4 und eine Diode D5 angeordnet; der gemeinsame Schaltungspunkt von
Kondensator C4 und Diode D5 ist über eine Diode D6 mit dem gemeinsamen Schaltungspunkt derjßfiderstände
Ro1, Ro2 und R1 verbunden, wodurch Streukapazitäten
zwischen den Anschlüssen der Kondensatoren C1 und C2 kompensiert werden.
Wie aus der obigen Beschreibung hervorgeht, wird zur Erlangung von (C1· - C2')/(C1' + C21) ein der Summe
der Kapazitätswerte (C1· + C21) entsprechendes Summensignal
in eine Impulsfolge mit einem dem Summensignal entsprechenden Tastverhältnis umgesetzt. Die Spannung
Vd1 entspricht der Differenz der Kapazitätswerte (C1' - C21) und damit dem Differenzsignal, das dem
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Reziprokwert des Tastverhältnisses D entsprechend getastet wird, um einen Strom zu gewinnen, der dem
gewünschten Verhältnis (C1' - C2')/(C1' + C2') proportional
ist. Anders als bei der bekannten Schaltungsanordnung wird daher der Linearitätsfehler
sogar dann nicht erhöht, wenn die Änderung des Differenzsignals verhältnismäßig groß ist, da das Tastverhältnis
D durch seineÄnderung nicht beeinflußtist.
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Claims (2)
- - /f - VPA 78 P 8563 BRD Patentansprüche1J Schaltungsanordnung zur Umsetzung einer mechanischen Verstellung in ein Gleichstromsignal mita) einem kapazitiven Meßfühler, deral) zwei Kondensatoren mit sich bei der mechanischen Verstellung gegensinnig ändernden Kapazitäten enthält, mitb) einem Oszillator zur Beaufschlagung der zwei Kondensatorea mit einem Wechselstromsignal, um ein der Summe der Kapazitäten proportionales Summensignal und ein der Differenz der Kapazitäten proportionales Differenzsignal zu gewinnen, mitc) zwei Wandler-Einheiten zur Umsetzung des Differenz- und des Summensignals in eine Impulsfolge mit entsprechendem Tastverhältnis und in eine proportionale Spannung und mitd) Schaltungsmitteln zur Gewinnung eines dem Produkt aus der Impulsfolge und der proportionalen Spannung entsprechenden Meßsignals,dadurch gekennzeichnet, daß e) die eine (Q1) der zwei Wandler-Einheiten (Q15 Q2, Q3) das Summensignal (Vs) in eine Impulsfolge mit einem dem Summensignal (Vs) entsprechenden Tastverhältnis umsetzt undf) die andere (Q2, Q3) der zwei Wandler-Einheiten(Q1J Q2, Q3) das Differenzsignal (Vd) in die proportionale Spannung (Vd1) umsetzt und daßg) in den Schaltungsmitteln (Q4) durch Produktbildung des Reziprokwertes des Tastverhältnisses der Impulsfolge mit der proportionalen Spannung (Vd1) das Meßsignal (Iout) gebildet wird.030009/0764ORIGINAL INSPECTED- 2 - VPA 78 P 8563 BRD
- 2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daßh) die Schaltungsmittel einen Operationsverstärker (Q4) enthalten, derh1) mit seinem einen Eingang (K) an einer Bezugsspannung und mit seinem anderen Eingang (L) an der proportionalen Spannung (Vd1) der anderen Wandler-Einheit (Q2, Q3) liegt und der h2) einen Rückkopplungskreis aus einer Serienschaltung eines Widerstandes (R10) und eines Kontaktes (SW2) enthält, wobeih3) der Kontakt (SW2) von der Impulsfolge der einen Wandler-Einheit (Q1) gesteuert wird.3· Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet , daßj) dem einen Operationsverstärker (QA) ein weiterer Operationsverstärker (Q5) nachgeordnet ist, der J1) mit seinem einen Eingang (N) an den Ausgang (M) des einen Operationsverstärkers (Q4) und J2) mit seinem anderen Eingang (P) an eine weitereBezugsspannung angeschlossen ist, und daß h) an den Ausgang des weiteren Operationsverstärkers (Q5) ein Transistor (T2) angeschlossen ist, der k1) durch einen eine Stromversorgungsquelle (U) und eine Last (RL) enthaltenden Stromkreis den das Meßsignal bildenden Strom (Iout) steuert.030009/076*
Applications Claiming Priority (1)
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| JPS5928845B2 (ja) | 1984-07-16 |
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